JP3330022B2 - 電流制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直流電源とスイ
ッチング手段で誘導負荷に所望の一定電流を流すように
スイッチング制御する電流制御装置に関し、特に例えば
自動車で実施されているような直流電源の片側を車体に
接続し車体を電気回路の一部として利用する場合等に用
いて好適なスイッチング方式の電流制御装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図３は、例えば特開平３−２３４９２８
号公報に示されているような従来の電流制御装置を示す
構成図である。図において、１は直流電源、２は直流電
源１と誘導負荷３の間に接続されたスイッチング手段、
４は誘導負荷３の一端とグランド間に接続されて、誘導
負荷３を流れる負荷電流を検出するための電流検出手段
としての電流検出用抵抗器である。５はスイッチング手
段２および誘導負荷３の接続点とグランド間に設けられ
た還流ダイオードである。

【０００３】６は増幅器であって、演算増幅回路６ａ、
抵抗器６ｂおよび抵抗器６ｃとからなり、電流検出用抵
抗器４で検出された電流が電圧に変換されて演算増幅回
路６ａに供給される。７は誤差増幅器であって、演算増
幅回路７ａ、コンデンサ７ｂおよび抵抗器７ｃからなる
積分増幅器で構成され、誤差増幅器７で増幅器６の出力
電圧と基準電源８からの基準電圧が比較され、その誤差
電圧が制御信号としてスイッチング手段２に供給され
る。

【０００４】次に、動作について、図４を参照して説明
する。スイッチング手段２によって直流電源１から誘導
負荷３への回路を開閉し、その開閉時間の割合を調整、
つまりパルス幅変調（ＰＷＭ）することで誘導負荷３を
流れる負荷電流を制御する。スイッチング手段２がオン
即ち閉路状態での誘導負荷３を流れる負荷電流の電流経
路は、直流電源１の正極→スイッチング手段２→誘導負
荷３→電流検出用抵抗器４→グランド→直流電源１の負
極の経路であり、また、スイッチング手段２がオフ即ち
開路状態での誘導負荷３を流れる負荷電流の電流経路
は、誘導負荷３→電流検出用抵抗器４→グランド→還流
ダイオード５→誘導負荷３の経路となる。

【０００５】ここで、誘導負荷３を流れる負荷電流の平
均値を所望の一定値に制御するために、まず電流検出用
抵抗器４の両端の電圧（Ｖ₁−Ｖ₂、但し、この場合Ｖ₂
＝０であるので、図４（ｄ）に示すような電圧Ｖ₁に等
しい）を増幅器６で増幅し、負荷電流に対応した図４
（ａ）に示すような出力電圧Ｖｓを生成する。増幅器６
の増幅率は、一般に抵抗値６ｂの抵抗値Ｒ₄と抵抗器６
ｃの抵抗値Ｒ₃の比（Ｒ₄／Ｒ₃）で決定されるが、この
場合、その増幅率は、基準電源８からの基準電圧をＶ
r、所望の平均負荷電流をＩ_rav、電流検出用抵抗器４の
抵抗値をＲ_dとすると、Ｖr／（Ｉ_rav×Ｒ_d）となるよう
に設定される。つまり、増幅器６の出力電圧Ｖsと基準
電圧Ｖrが等しくなるように増幅器６の増幅率が予め設
定される。

【０００６】次に、増幅器６の出力電圧Ｖsと基準電圧
Ｖrの差を誤差増幅器７で増幅して図４（ｂ）に示すよ
うな出力電圧Ｖoを生成する。スイッチング手段２で
は、図４（ｂ）に示すように、この出力電圧Ｖoが所定
の閾値Ｈ_Hより大きいと開路状態になり、閾値Ｖ_Hより低
い所定の閾値Ｖ_Lより小さいと閉路状態になる。なお、こ
れら所定の閾値は通常ヒステリシス特性を持たせてあ
る。

【０００７】かくして、スイッチング手段２が閉路状態
のとき、図４（ａ）および（ｂ）からも分かるように、
負荷電流に対応する増幅器６の出力電圧Ｖsは上昇に転
じる。そして、誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏも上昇を続
けるが、出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより大きくなると、
誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏは減少に転じる。すなわ
ち、増幅器６の出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより小さい領
域では、誤差増幅器７の出力電圧Ｖoは増加関数とな
り、反対に増幅器６の出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより大
きい領域では、誤差増幅器７の出力電圧Ｖoは減少関数
となる。また、その変化点（極大値、極小値）はＶr＝
Ｖsとなったときである。従って、Ｖo＞Ｖ_Hとなった後
Ｖo＜Ｖ_Lとなるまでの期間（図４（ｃ）の時間ｔ１に相
当）は直流電源１と誘導負荷３が接続（閉路）されるの
で、誘導負荷３の上流電圧Ｖ₃（図４（ｃ）参照）は、
ほぼ直流電源１の電圧Ｅbからスイッチング手段２にお
ける損失分を減じた値の電圧Ｅ₁（例えば１２Ｖ）とな
る。

【０００８】一方、誤差増幅器７の出力電圧Ｖ₀がスイ
ッチング手段２の低い側の閾値Ｖ_L以下になると、スイ
ッチング手段２は開路状態に変わる。そのため負荷電流
と対応する増幅器６の出力電圧Ｖsは減少に転じる。そ
して、この出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより小さくなると
誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏは減少から増加に転じる。
誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏがスイッチング手段２の高
い側の閾値Ｖ_H以上になると、スイッチング手段２は閉
路状態に変わる。すなわち、Ｖo＜Ｖ_Lとなった後Ｖo＞
Ｖ_Hとなるまでの期間は直流電源１と誘導負荷３が開路
され、負荷電流が還流ダイオード５を通して流れるの
で、誘導負荷３の上流電圧Ｖ₃は、還流ダイオード５の
順方向電圧降下分だけ電圧−Ｅd（例えば−１Ｖ）なる
負電位となる。

【０００９】以下、同じ動作を繰り返すことにより、誘
導負荷３を流れる負荷電流の平均値Ｉ_avは上述の所望の
平均負荷電流Ｉ_ravに一致するよう制御されることにな
る。このように、定常状態では、（Ｖr−Ｖs）の平均値
＝０となり、つまり、基準電圧Ｖrは一定であるから、
Ｖr＝（Ｖsの平均値）となり、負荷電流の平均値Ｉ_{a v}が
基準電圧Ｖrに比例して一定値に制御されることにな
る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図３のよう
な構成の従来の電流制御装置では、誘導負荷と制御装置
の間に２本の配線が必要であり、従って、斯かる構成で
は、特に、小型化、軽量化、低廉化の要求が高い例えば
自動車等の用途では改善の必要性があった。そこで、例
えば図３を基本に、制御装置と誘導負荷との配線を１本
にした構成が考えられ、図５はその一例である。図にお
いて、６Ａは差動増幅器であって、この差動増幅器６Ａ
は、上述の演算増幅回路６ａ、抵抗器６ｂおよび抵抗器
６ｃの外に、演算増幅回路６ａの非反転入力端子と電流
検出用抵抗器４の一端（スイッチング手段側）の間に接
続された抵抗器６ｄと、演算増幅回路６ａの非反転入力
端子とグランド間に接続された抵抗器６ｅとを有する。
また、誘導負荷３の一端は電流検出用抵抗器４を介して
スイッチング手段２に接続され、その他端は接地され
る。その他の構成は図３と同様である。図５において、
負荷電流をＩとすると、電流検出用抵抗器４の各端の電
圧Ｖ₁、Ｖ₂の関係は、次式のように表される。

【００１１】 Ｖ₂＝Ｖ₁−ＩＲ_d （１）

【００１２】ここで、通常、演算増幅回路６ａに対する
入力は、Ｖ₁（またはＶ₂）を同相入力、Ｉ・Ｒｄを差動
入力と称する。差動増幅器６Ａの出力電圧ＶsとＩ，Ｖ₁
の関係を上記式（１）を使用してまとめると、次式の
ように表される。

【００１３】 Ｖ_s＝Ｒ₄／Ｒ₃〔ＩＲ_d＋Ｖ₁｛（Ｒ₁／Ｒ₂）−（Ｒ₃／Ｒ₄）｝／ ｛１＋（Ｒ₃／Ｒ₄）｝〕 （２）

【００１４】但し、上記（２）式において、Ｒ₁、Ｒ₂は
それぞれ抵抗器６ｄ、６ｅの抵抗値である。そして、上
述の誤差増幅器７の作用により差動増幅器６Ａの出力電
圧Ｖsの平均値Ｖsavは基準電圧Ｖrに等しくなる。ここ
で、上記式（２）における差動増幅器６Ａの出力電圧Ｖ
sを１周期（＝チョッピング周期ｔｃ：スイッチング手
段２の開閉周期相当）積分してｔｃで割ったところの平
均値は次式の如くなる。

【００１５】 Ｖ_sav＝Ｒ₄／Ｒ₃〔Ｉ_avＲ_d＋∫₀ ^tcＶ₁｛（Ｒ₁／Ｒ₂）−（Ｒ₃／Ｒ₄）｝／ ｛１＋（Ｒ₃／Ｒ₄）｝dt／ｔ_C〕 （３） ここで，Ｉ_av＝（１／ｔ_c）∫₀ ^tcＩdtである。

【００１６】この（３）式の右辺〔〕内の第２項（Ｖ₁
の項）の成分が電流誤差要因となる、つまり、同相分の
影響を受けることはよく知られている。もし、電流検出
用抵抗器４の一端の電圧Ｖ₁が一定ならこの第２項の成
分はいわゆるオフセット誤差と同じなので、差動増幅器
６Ａの反転入力端子または非反転入力端子に第２項の成
分を打ち消す入力を追加するというよく知られた方法で
補償できるが、電圧Ｖ₁はスイッチング手段２が、開路
状態か閉路状態によって変わるし、直流電源１の電源電
圧によっても変わるので、上述の補償方法を適用できな
い。

【００１７】従って、差動増幅器６Ａとしては、差動分
のみを増幅して、同相分は出力しない（同相分利得＝
０）のが理想的であるが、上記式（３）の関係は、使用
する抵抗器の抵抗値の誤差のため成立しない。そこで、
対策として、第１に高精度の抵抗器を使用すること、第
２に差動分の大きさを大きくすること、第３に同相分の
大きさを小さくすること等の方法が考えられるが、第１
の方法の場合、図５の回路では、抵抗器６ｂ〜６ｅに精
度の良いものを使用しなければならず、コスト的に高価
となるという問題点がある。また、第２の方法の場合、
電流検出用抵抗器４の抵抗値を大きくする必要があり、
そのため電力損失が大きくなり、抵抗器自体の形状が大
きくなり、多くの無駄な空間を要し、また、コスト的に
高価となる問題点がある。第３の方法の場合、図３の如
く、負荷電流の電流経路を電源→誘導負荷→電流検出用
抵抗器の経路をとれば、同相分である電圧Ｖ₁を０とす
ることができるが、上述の如く、誘導負荷３と制御装置
の間に２本の配線が必要であり、小型化、軽量化、低廉
化を図る場合には適さないという問題点がある。

【００１８】この発明はこのような問題点を解決するた
めになされたもので、高価格の高精度部品を使用するこ
となく、制御装置と誘導負荷との間の配線本数を減らす
ことで、小型化、軽量化、低廉化を図ることができる電
流制御装置を提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る電流制御装置は、直流電源と誘導負荷の間に設けら
れ、制御信号により直流電源および誘導負荷間の回路を
開閉するスイッチング手段と、誘導負荷に接続され、ス
イッチング手段が回路を開放したとき誘導負荷を流れる
電流を還流させるための還流ダイオードと、スイッチン
グ手段と誘導負荷との間に設けられ、この誘導負荷を流
れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段
の検出出力を増幅し、この増幅された検出出力と誘導負
荷に流すべき電流に対応する基準信号の差を制御信号と
して出力する比較手段と、スイッチング手段が回路を開
放したときに、比較手段に入力される検出出力の同相分
に対応した補償信号を発生する補償信号発生手段とを備
えたものである。

【００２０】請求項２記載の発明に係る電流制御装置
は、請求項１の発明において、比較手段が、電流検出手
段の両端電圧を入力とする差動増幅器と、誘導負荷に流
すべき電流に対応する基準電圧と差動増幅器の出力電圧
の差を増幅し制御信号として出力する誤差増幅器とから
なるものである。

【００２１】請求項３記載の発明に係る電流制御装置
は、請求項２の発明において、補償信号発生手段が、差
動増幅器に入力される電圧の同相分電圧に対応した補償
電圧を発生する補償電圧源と、この補償電圧源と差動増
幅器の非反転入力端子および反転入力端子との間にそれ
ぞれ接続された第１および第２の抵抗器とからなるもの
である。

【００２２】請求項４記載の発明に係る電流制御装置
は、請求項３の発明において、第１または第２の抵抗器
の一方を調整して補償電圧源からの補償電圧により差動
増幅器に入力される電圧の同相分電圧を相殺するもので
ある。

【００２３】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．以下、この発明の一実施の形態を図につ
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１を示す回
路図であり、図５と対応する部分には同一符号を付し、
その詳細説明は省略する。図において、６Ｂは差動増幅
器であって、この差動増幅器６Ｂは、上述の演算増幅回
路６ａ、抵抗器６ｂ〜６ｅの外に、演算増幅回路６ａの
非反転入力端子と反転入力端子との間に並列に設けられ
た直列接続のそれぞれ第１および第２の抵抗器としての
抵抗器６ｆおよび６ｇと、演算増幅回路６ａの出力端子
と誤差増幅器７の抵抗器７ｃとの間に設けられた抵抗器
６ｈと、この抵抗器６ｈの一端（誤差増幅器側）とグラ
ンド間に接続された抵抗器６ｉとを有する。９は抵抗器
６ｆおよび６ｇの接続点とグランド間に接続され、スイ
ッチング手段２の開路時に差動増幅器６Ｂの入力電圧の
同相分電圧に対応した補償電圧を発生する補償電圧源で
ある。その他の構成は図５と同様である。なお、差動増
幅器６Ｂと誤差増幅器７は比較手段を構成し、補償電圧
源９と抵抗器６ｆおよび６ｇは補償信号発生手段を構成
する。

【００２４】次に、動作について、図２を参照して説明
する。スイッチング手段２によって直流電源１から誘導
負荷３への回路を開閉し、その開閉時間の割合を調整、
つまりパルス幅変調（ＰＷＭ）することで誘導負荷３を
流れる負荷電流を制御する。スイッチング手段２がオン
即ち閉路状態での誘導負荷３を流れる負荷電流の電流経
路は、直流電源１の正極→スイッチング手段２→電流検
出用抵抗器４→誘導負荷３→グランド→直流電源１の負
極の経路であり、また、スイッチング手段２がオフ即ち
開路状態での誘導負荷３を流れる負荷電流の電流経路
は、誘導負荷３→グランド→還流ダイオード５→電流検
出用抵抗器４→誘導負荷３の経路となる。

【００２５】ここで、誘導負荷３を流れる負荷電流の平
均値を所望の一定値に制御するために、まず電流検出用
抵抗器４の両端の電圧（Ｖ₁−Ｖ₂）即ち電流検出用抵抗
器４における電圧降下分（ＩＲd）を差動増幅器６Ｂで
増幅し、負荷電流に対応した図２（ａ）に示すような出
力電圧Ｖｓを生成する。差動増幅器６Ｂの増幅率は、抵
抗器６ｂの抵抗値Ｒ₄、抵抗器６ｃの抵抗値Ｒ₃、抵抗器
６ｈの抵抗値Ｒ₇および抵抗器６ｉの抵抗値Ｒ₈に基づき
（Ｒ₄／Ｒ₃）・Ｒ₇／（Ｒ₇＋Ｒ₈）として決定される
が、この場合、その増幅率は、基準電源８からの基準電
圧Ｖr、所望の平均負荷電流Ｉ_rav、電流検出用抵抗器４
の抵抗値Ｒ_dに基づき、Ｖr／（Ｉ_rav×Ｒ_d）となるよう
に設定される。つまり、差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖs
と基準電圧Ｖrが等しくなるように差動増幅器６Ｂの増
幅率が予め設定される。

【００２６】次に、差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsと基
準電圧Ｖrの差を誤差増幅器７で増幅して図２（ｂ）に
示すような出力電圧Ｖoを生成する。つまり、誤差増幅
器７は入力される基準電源８からの基準電圧Ｖrと差動
増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsの差（Ｖr−Ｖs）に増幅率１
／（ＲeＣ）を掛けて積分した値を出力電圧Ｖoとして出
力する。スイッチング手段２では、図２（ｂ）に示すよ
うに、この出力電圧Ｖoが所定の閾値Ｈ_Hより大きいと開
路状態になり、閾値Ｖ_Hより低い所定の閾値Ｖ_Lより小さ
いと閉路状態になる。

【００２７】かくして、スイッチング手段２が閉路状態
のとき、図２（ａ）および（ｂ）からも分かるように、
負荷電流に対応する差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsは上
昇に転じる。そして、誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏも上
昇を続けるが、出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより大きくな
ると、誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏは減少に転じる。す
なわち、差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrよ
り小さい領域では、誤差増幅器７の出力電圧Ｖoは増加
関数となり、反対に差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsが基
準電圧Ｖrより大きい領域では、誤差増幅器７の出力電
圧Ｖoは減少関数となる。また、その変化点（極大値、
極小値）はＶr＝Ｖsとなったときである。従って、Ｖo
＞Ｖ_Hとなった後Ｖo＜Ｖ_Lとなるまでの期間（図２
（ｃ）の時間ｔ１に相当）は直流電源１と誘導負荷３が
接続（閉路）されるので、電流検出用抵抗器４の上流電
圧Ｖ₁（図２（ｃ）参照）は、ほぼ直流電源１の電圧Ｅb
からスイッチング手段２における損失分を減じた値の電
圧Ｅ₁（例えば１２Ｖ）となる。

【００２８】一方、誤差増幅器７の出力電圧Ｖ₀がスイ
ッチング手段２の低い側の閾値Ｖ_L以下になると、スイ
ッチング手段２は開路状態に変わる。そのため負荷電流
と対応する差動増幅器６Ｂの出力電圧Ｖsは減少に転じ
る。そして、この出力電圧Ｖsが基準電圧Ｖrより小さく
なると誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏは減少から増加に転
じる。誤差増幅器７の出力電圧Ｖｏがスイッチング手段
２の高い側の閾値Ｖ_H以上になると、スイッチング手段
２は閉路状態に変わる。すなわち、Ｖo＜Ｖ_Lとなった後
Ｖo＞Ｖ_Hとなるまでの期間は直流電源１と誘導負荷３が
開路され、負荷電流が還流ダイオード５を通して流れる
ので、電流検出用抵抗器４の上流電圧Ｖ₁は、還流ダイ
オード５の順方向電圧降下分だけ電圧−Ｅd（例えば−
１Ｖ）なる負電位となる。そして、これらの電圧Ｅ₁お
よび−Ｅdは、いずれも差動増幅器６Ｂでは出力したく
ない同相分であるが、後述されるように、本実施の形態
では、これらの電圧が実質的に０とされる。

【００２９】以下、同じ動作を繰り返すことにより、誘
導負荷３を流れる負荷電流の平均値Ｉ_avは所望の平均負
荷電流Ｉ_ravに一致するよう制御されることになる。こ
のように、定常状態では、（Ｖr−Ｖs）の平均値＝０と
なり、つまり、基準電圧Ｖrは一定であるから、Ｖr＝
（Ｖsの平均値）となり、負荷電流の平均値Ｉ_{a v}が基準
電圧Ｖrに比例して一定値に制御されることになる。

【００３０】ここで、更に、本実施の形態では、差動増
幅器６Ｂに入力される電圧の同相分が実質的に０とされ
ることについて、説明する。図１において、上記式
（２）に対応する関係は次式のように表される。

【００３１】 Ｖ_s＝ＧＲ₄／Ｒ₃〔ＩＲ_d＋Ｖ₁｛（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１｝ ＋Ｅ₀｛（ｋＲ₆／Ｒ₅）−１｝（Ｒ₃／Ｒ₆）〕 （４）

【００３２】但し、差動増幅器６Ｂの通常の設計通り、
設計値としてはＲ₁＝Ｒ₃、Ｒ₂＝Ｒ₄、Ｒ₅＝Ｒ₆と設定す
る。つまり、１つの差動増幅器を構成するには、抵抗値
を上記のとおりに設定する必要があるが、この設定条件
は、あくまでも各抵抗器の抵抗値に誤差がないときの理
想的な状態を想定したものである。従って、この場合ｋ
の値は設計値としては１としている。なお、上記（４）
式において、Ｒ₅、Ｒ₆はそれぞれ抵抗器６ｆ、６ｇの抵
抗値である。また、ｋは定数、Ｇは差動増幅器６Ｂの増
幅率を決定する１つの要因であり、それぞれ次式で表さ
れる。

【００３３】 ｋ＝｛（１／Ｒ₃）＋（１／Ｒ₄）＋（１／Ｒ₆）｝／ ｛（１／Ｒ₁）＋（１／Ｒ₂）＋（１／Ｒ₅）｝ （５） Ｇ＝Ｒ₇／（Ｒ₇＋Ｒ₈） （６）

【００３４】ここで、図２（ｃ）に示す電流検出用抵抗
器４の上流電圧Ｖ₁は、上述の如くスイッチング手段２
が閉路状態のときＶ₁＝Ｅ₁、開路状態のときＶ₁＝ーＥ
ｄ（還流ダイオード５の順方向電圧降下で１Ｖ程度）で
ある。これらの電圧Ｅ₁およびーＥｄはいずれも差動増
幅器６Ｂに入力される電圧の同相分である。この場合、
代表的に誘導負荷３と電流検出用抵抗器４の抵抗値で決
まる誘導負荷回路の時定数τがチョッピング周期ｔｃに
対して充分大きければ（通常、脈動を抑えるために、こ
の条件は成立している）、負荷電流Ｉの平均値Ｉ_avとス
イッチング手段２のオン時間ｔ₁の関係は近似的に、次
式のように表される。

【００３５】 Ｉ_av≒（Ｅ₁／Ｒ）・（ｔ₁／ｔ_c） （７）

【００３６】なお、上記（７）式において、Ｒは誘導負
荷回路の全抵抗で、誘導負荷３の抵抗値Ｒ_Lと電流検出
用抵抗器４の抵抗器Ｒ_dの和である。上記式（７）の関
係を使って、上記式（４）の右辺を積分して差動増幅器
６Ｂの出力電圧Ｖsの平均値Ｖ_savを求めると次式の如く
なる。

【００３７】 Ｖ_sav≒ＧＲ₄／Ｒ₃〔Ｉ_avＲ_d＋｛（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１｝ ｛Ｅ₁（ｔ₁／ｔ_c）−Ｅ_d（１−（ｔ₁／ｔ_c））｝ ＋（Ｒ₃／Ｒ₆）｛（ｋＲ₆／Ｒ₅）−１｝Ｅ₀〕 ≒ＧＲ₄／Ｒ₃〔Ｉ_avＲ_d＋｛（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１｝（Ｅ₁＋Ｅ_d） （ＲＩ_av／Ｅ₁）−Ｅ_d｛（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１｝＋（Ｒ₃／Ｒ₆）｛ （ｋＲ₆／Ｒ₅）−１｝Ｅ₀〕 ≒ＧＲ₄／Ｒ₃〔Ｉ_avＲ_d＋｛１＋（（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１）｝ ｛１＋（Ｅ_d／Ｅ₁）｝（Ｒ／Ｒ_d）〕−Ｇ（Ｒ₄／Ｒ₃）〔｛（ｋＲ₃ ／Ｒ₁）−１｝Ｅ_d−（Ｒ₃／Ｒ₆）｛（ｋＲ₆／Ｒ₅）−１｝Ｅ₀〕 （８）

【００３８】ここで、Ｅ_d／Ｅ₁＜＜１であるから、上記
式（８）の右辺第１項の〔〕内の値はほぼ一定値と見な
せるので、この部分は増幅率の要因Ｇで調整できる。つ
まり、電圧Ｅ₁による同相分の影響を除去できる。従っ
て、精度をよくするためには、上記式（８）の右辺第２
項を最小にすればよい。一般に還流ダイオード５の順方
向電圧降下分Ｅ_dは小さい値でかつ略々一定値（１Ｖ程
度）の値であるから、通常のオフセット誤差を打ち消す
手法が適用できる。すなわち、ここで、補償電圧源９か
らの補償電圧をＥ₀とすると、この補償電圧Ｅ₀をＥ₀＝
Ｅ_d×Ｒ₆／Ｒ₃（Ｖ）なる関係に選び、Ｅ₀でＥ_dを相殺
するために、次式を成立させる。

【００３９】 ｛（ｋＲ₃／Ｒ₁）−１｝｛（ｋＲ₆／Ｒ₅）−１｝≧０ （９）

【００４０】ここで、この式（９）は、先ず、上記式
（８）の右辺第２項のＥdの部分とＥ₀の部分の符号を同
じ符号になるように揃えることを意味している。次に、
差動増幅器６Ｂが差動増幅するように抵抗器６ｂ〜６ｇ
の各抵抗値が上述の如く設定されるが、実際にこれらの
抵抗器の誤差分を考慮すると、各抵抗値の関係は、実質
的にＲ₂≒Ｒ₄≫Ｒ₁≒Ｒ₃，Ｒ₅≒Ｒ₆となっており、従っ
て、上記式（９）は、次式のごとく変形できる。

【００４１】 Ｒ₃Ｒ₅−Ｒ₁Ｒ₆＞０ （１０）

【００４２】そして、この式（１０）によれば、抵抗器
６ｇの抵抗値Ｒ₆を小さい方に調整することで、上記式
（８）の右辺第２項のＥdの部分とＥ₀の部分の符号を同
じ符号になるように揃えることが可能となる。結局、抵
抗器６ｇの抵抗値Ｒ₆を調整することで、上述のＥ₀＝Ｅ
_d×Ｒ₆／Ｒ₃（Ｖ）なる関係から実質的にＥ₀でＥ_dを相
殺することができ、電圧−Ｅdによる同相分の影響も除
去できることになる。

【００４３】このように、本実施の形態では、制御装置
と誘導負荷３との間の配線本数を１本にした状態で、差
動増幅器６Ｂの増幅率の設定に関連する抵抗器６ｂ〜６
ｅにそれ程高精度で高価なものを用いることなく、スイ
ッチング手段２が開路状態になったときの差動増幅器６
Ｂに入力される同相分電圧を打ち消すことができ、以
て、小型化、軽量化、低廉化を図ることができる。ま
た、図３のような従来例では、スイッチング手段と誘導
負荷の間で地絡が発生した場合、スイッチング手段を過
大電流から保護するために、スイッチング手段の中に電
流検出用抵抗器とこの電流検出用抵抗器で検出された信
号に基づいてスイッチング手段を保護するための過電流
保護機構（図示せず）が必要であったが、本実施の形態
では、電流検出用抵抗器３が地絡電流も検出でき、地絡
時も通常電流制御が作動してスイッチング手段を開路状
態にするため、図３の従来例のように特別な過電流保護
機構を設ける必要がなくなり、更に原価低減と小型軽量
化が図れる。

【００４４】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、スイッチング手段２が開路状態になったときの差動
増幅器６Ｂに入力される同相分電圧を打ち消すのに、抵
抗器６ｇの抵抗値Ｒ₆を小さい方に調整する場合につい
て説明したが、抵抗器６ｆの抵抗値Ｒ₅を大きい方に調
整して実質的にＥ₀でＥ_dを相殺し、還流ダイオード５の
順方向電圧降下分である電圧−Ｅdによる同相分の影響
を除去するようにしてもよく、同様の効果を奏する。

【００４５】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、直流電源と誘導負荷の間に設けられ、制御信号に
より直流電源および誘導負荷間の回路を開閉するスイッ
チング手段と、誘導負荷に接続され、スイッチング手段
が回路を開放したとき誘導負荷を流れる電流を還流させ
るための還流ダイオードと、スイッチング手段と誘導負
荷との間に設けられ、この誘導負荷を流れる電流を検出
する電流検出手段と、この電流検出手段の検出出力を増
幅し、この増幅された検出出力と誘導負荷に流すべき電
流に対応する基準信号の差を制御信号として出力する比
較手段と、スイッチング手段が回路を開放したときに、
比較手段に入力される検出出力の同相分に対応した補償
信号を発生する補償信号発生手段とを備えたので、高価
な高精度部品を使用することなく、制御装置と誘導負荷
との間の配線本数を減らすことができ、以て、小型化、
軽量化、低廉化を図ることができ、特に自動車等に用い
て有用であるという効果がある。また、スイッチング手
段と誘導負荷の間で地絡が発生した場合、その地絡電流
を検出してスイッチング手段を開路状態にすることがで
きるので、特別な過電流保護機構を設ける必要がなくな
り、それだけ更に原価低減と小型軽量化が図れるという
効果がある。

【００４６】また、請求項２記載の発明に係る電流制御
装置は、請求項１の発明において、比較手段が、電流検
出手段の両端電圧を入力とする差動増幅器と、誘導負荷
に流すべき電流に対応する基準電圧と差動増幅器の出力
電圧の差を増幅し制御信号として出力する誤差増幅器と
からなるので、制御装置と誘導負荷との間の配線本数を
減らし、小型化、軽量化、低廉化に寄与できるという効
果がある。

【００４７】また、請求項３記載の発明に係る電流制御
装置は、請求項２の発明において、補償信号発生手段
が、差動増幅器に入力される電圧の同相分電圧に対応し
た補償電圧を発生する補償電圧源と、この補償電圧源と
差動増幅器の非反転入力端子および反転入力端子との間
にそれぞれ接続された第１および第２の抵抗器とからな
るので、差動増幅器に入力される不要な同相分を除去で
きるという効果がある。

【００４８】また、請求項４記載の発明に係る電流制御
装置は、請求項３の発明において、第１または第２の抵
抗器の一方を調整して補償電圧源からの補償電圧により
差動増幅器に入力される電圧の同相分電圧を相殺するの
で、差動増幅器に入力される不要な同相分を確実に除去
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明に係る電流制御装置の一実施の形態
を示す回路図である。

【図２】 図１の動作説明に供するための波形図であ
る。

【図３】 従来の電流制御装置を示す回路図である。

【図４】 図３の動作説明に供するための波形図であ
る。

【図５】 従来の電流制御装置の他の例を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１ 直流電源、２ スイッチング手段、３ 誘導負荷、
４ 電流検出用抵抗器、５ 還流ダイオード、６Ｂ 差
動増幅器、７ 誤差増幅器、８ 基準電源、９補償電圧
源。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 1/56 H02P 8/12 H02P 15/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と誘導負荷の間に設けられ、制
   御信号により上記直流電源および誘導負荷間の回路を開
   閉するスイッチング手段と、 上記誘導負荷に接続され、上記スイッチング手段が上記
   回路を開放したとき上記誘導負荷を流れる電流を還流さ
   せるための還流ダイオードと、 上記スイッチング手段と上記誘導負荷との間に設けら
   れ、該誘導負荷を流れる電流を検出する電流検出手段
   と、 該電流検出手段の検出出力を増幅し、該増幅された検出
   出力と上記誘導負荷に流すべき電流に対応する基準信号
   の差を上記制御信号として出力する比較手段と、 上記スイッチング手段が上記回路を開放したときに、上
   記比較手段に入力される検出出力の同相分に対応した補
   償信号を発生する補償信号発生手段とを備えたことを特
   徴とする電流制御装置。
2. 【請求項２】 上記比較手段は、上記電流検出手段の両
   端電圧を入力とする差動増幅器と、上記誘導負荷に流す
   べき電流に対応する基準電圧と上記差動増幅器の出力電
   圧の差を増幅し上記制御信号として出力する誤差増幅器
   とからなる請求項１記載の電流制御装置。
3. 【請求項３】 上記補償信号発生手段は、上記差動増幅
   器に入力される電圧の同相分電圧に対応した補償電圧を
   発生する補償電圧源と、該補償電圧源と上記差動増幅器
   の非反転入力端子および反転入力端子との間にそれぞれ
   接続された第１および第２の抵抗器とからなる請求項２
   記載の電流制御装置。
4. 【請求項４】 上記第１または第２の抵抗器の一方を調
   整して上記補償電圧源からの補償電圧により上記差動増
   幅器に入力される電圧の同相分電圧を相殺するようにし
   たことを特徴とする請求項３記載の電流制御装置。