JP3320209B2 - 電子負荷装置 - Google Patents
電子負荷装置Info
- Publication number
- JP3320209B2 JP3320209B2 JP16836894A JP16836894A JP3320209B2 JP 3320209 B2 JP3320209 B2 JP 3320209B2 JP 16836894 A JP16836894 A JP 16836894A JP 16836894 A JP16836894 A JP 16836894A JP 3320209 B2 JP3320209 B2 JP 3320209B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- power supply
- current
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子装置の負荷試験時
に、擬似的負荷として用いられる電子負荷装置に関す
る。
に、擬似的負荷として用いられる電子負荷装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電子機器や電子回路等の電子装置に対す
る負荷変動における電気的出力特性を試験することの重
要性は周知のとおりである。例えば、電源装置の場合に
は、その出力端に接続される負荷の変動に応じて出力電
圧や出力電流がどの様に変化するかを試験することが、
その電源装置の電気的性能を判断する上で重要である。
又、種々の電子機器や電子回路を設計する際にも、これ
らに縦続接続される他の電子回路や電子部品等が負荷と
なるので、これらの負荷の変動に対して確実に動作する
電子機器や電子回路を設計するために、同様の負荷試験
が必要となる。
る負荷変動における電気的出力特性を試験することの重
要性は周知のとおりである。例えば、電源装置の場合に
は、その出力端に接続される負荷の変動に応じて出力電
圧や出力電流がどの様に変化するかを試験することが、
その電源装置の電気的性能を判断する上で重要である。
又、種々の電子機器や電子回路を設計する際にも、これ
らに縦続接続される他の電子回路や電子部品等が負荷と
なるので、これらの負荷の変動に対して確実に動作する
電子機器や電子回路を設計するために、同様の負荷試験
が必要となる。
【０００３】そして、試験すべき電子装置に実際の電子
機器等を接続して試験（所謂実負荷試験）することは、
試験の再現性及び標準化にとって不便であるので、擬似
的負荷としての電子負荷装置が使用されている。このよ
うな電子負荷装置は、被試験装置の出力電力を熱エネル
ギーに変換して消費し熱放出することにより、擬似的負
荷として作用する。
機器等を接続して試験（所謂実負荷試験）することは、
試験の再現性及び標準化にとって不便であるので、擬似
的負荷としての電子負荷装置が使用されている。このよ
うな電子負荷装置は、被試験装置の出力電力を熱エネル
ギーに変換して消費し熱放出することにより、擬似的負
荷として作用する。
【０００４】従来、このような電子負荷装置としては、
実公昭５８−２０９４２号、実公昭５９−６２８号、実
公昭５９−１６８４０号、実公昭５９−１６８３９号、
実公平２−１６２９２号、特公平５−３０２２８号に開
示されたものがある。
実公昭５８−２０９４２号、実公昭５９−６２８号、実
公昭５９−１６８４０号、実公昭５９−１６８３９号、
実公平２−１６２９２号、特公平５−３０２２８号に開
示されたものがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このような電子負荷装
置は、トランジスタ素子等を用いた能動回路によって擬
似的負荷としての機能を発揮させる構成となっているの
で、一般的に、かかる能動回路を自ら動作させるための
電源として外部バッテリーを接続するようにしたり、商
用交流電源から動作させる為の電源を得るようにしてい
る。
置は、トランジスタ素子等を用いた能動回路によって擬
似的負荷としての機能を発揮させる構成となっているの
で、一般的に、かかる能動回路を自ら動作させるための
電源として外部バッテリーを接続するようにしたり、商
用交流電源から動作させる為の電源を得るようにしてい
る。
【０００６】しかし、試験の態様によっては、商用交流
電源を入手することができない場合や、バッテリーが消
費されていたために電子負荷装置が作動せずに試験自体
が不能となったり、バッテリーを適宜に取替えるのが煩
雑である等の問題があった。
電源を入手することができない場合や、バッテリーが消
費されていたために電子負荷装置が作動せずに試験自体
が不能となったり、バッテリーを適宜に取替えるのが煩
雑である等の問題があった。
【０００７】本発明は、このような従来の電子負荷装置
の課題に鑑みてなされたものであり、自らの動作に必要
な外部電源を必要とせずに動作する、所謂無電源方式の
電子負荷装置を提供することを目的とする。
の課題に鑑みてなされたものであり、自らの動作に必要
な外部電源を必要とせずに動作する、所謂無電源方式の
電子負荷装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明は、被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を
接続する電子負荷装置において、前記被試験装置の任意
の試験接点に接続するための１対の入力端子と、前記入
力端子間に接続される整流回路と、前記入力端子間に発
生する電圧を、設定された分圧比で分圧することにより
分圧電圧を発生する可変分圧回路と、前記一方の入力端
子にドレインが接続され、ソースが第１の抵抗を介して
共通グランドに接続された第１のトランジスタと、前記
他方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第２の
抵抗を介して共通グランドに接続された第２のトランジ
スタと、前記第１のトランジスタのドレインソース路を
流れるドレインソース電流により前記第２の抵抗に発生
する負電圧と、前記可変分圧回路の分圧電圧とを加算演
算して、この加算電圧が前記共通グランドの電圧と等し
くなるように前記第１のトランジスタのドレインソース
電流を制御するゲート電圧を前記第１のトランジスタの
ゲートに印加する第１の加算器と、前記第２のトランジ
スタのドレインソース路を流れるドレインソース電流に
より前記第１の抵抗に発生する負電圧と、前記可変分圧
回路の分圧電圧とを加算演算して、この加算電圧が前記
共通グランドの電圧と等しくなるに前記第２のトランジ
スタのドレインソース電流を制御するゲート電圧を前記
第２のトランジスタのゲートに印加する第２の加算器
と、前記整流回路に発生する整流電圧から前記第１，第
２の差動増幅器及び可変分圧回路を作動させるための正
電源電圧及び負電源電圧を形成する電源回路と、を具備
する構成とした。
るために本発明は、被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を
接続する電子負荷装置において、前記被試験装置の任意
の試験接点に接続するための１対の入力端子と、前記入
力端子間に接続される整流回路と、前記入力端子間に発
生する電圧を、設定された分圧比で分圧することにより
分圧電圧を発生する可変分圧回路と、前記一方の入力端
子にドレインが接続され、ソースが第１の抵抗を介して
共通グランドに接続された第１のトランジスタと、前記
他方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第２の
抵抗を介して共通グランドに接続された第２のトランジ
スタと、前記第１のトランジスタのドレインソース路を
流れるドレインソース電流により前記第２の抵抗に発生
する負電圧と、前記可変分圧回路の分圧電圧とを加算演
算して、この加算電圧が前記共通グランドの電圧と等し
くなるように前記第１のトランジスタのドレインソース
電流を制御するゲート電圧を前記第１のトランジスタの
ゲートに印加する第１の加算器と、前記第２のトランジ
スタのドレインソース路を流れるドレインソース電流に
より前記第１の抵抗に発生する負電圧と、前記可変分圧
回路の分圧電圧とを加算演算して、この加算電圧が前記
共通グランドの電圧と等しくなるに前記第２のトランジ
スタのドレインソース電流を制御するゲート電圧を前記
第２のトランジスタのゲートに印加する第２の加算器
と、前記整流回路に発生する整流電圧から前記第１，第
２の差動増幅器及び可変分圧回路を作動させるための正
電源電圧及び負電源電圧を形成する電源回路と、を具備
する構成とした。
【０００９】又、被試験装置に擬似的な定電流負荷を接
続する電子負荷装置において、前記被試験装置の任意の
試験接点に接続するための１対の入力端子と、前記入力
端子間に接続される整流回路と、前記一方の入力端子に
ドレインが接続され、ソースが第１の抵抗を介して共通
グランドに接続された第１のトランジスタと、前記他方
の入力端子にドレインが接続され、ソースが第２の抵抗
を介して共通グランドに接続された第２のトランジスタ
と、適宜の直流電圧を発生する可変電圧回路と、前記第
１のトランジスタのドレインソース路を流れるドレイン
ソース電流により前記第２の抵抗に発生する負電圧と前
記可変電圧回路の直流電圧との加算演算をして、この加
算電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるように前
記第１のトランジスタのドレインソース電流を制御する
ゲート電圧を前記第１のトランジスタのゲートに印加す
る第１の加算器と、前記第２のトランジスタのドレイン
ソース路を流れるドレインソース電流により前記第１の
抵抗に発生する負電圧と前記可変電圧回路の直流電圧と
の加算演算をして、この加算電圧が前記共通グランドの
電圧と等しくなるに前記第２のトランジスタのドレイン
ソース電流を制御するゲート電圧を前記第２のトランジ
スタのゲートに印加する第２の加算器と、前記整流回路
に発生する整流電圧から前記第１，第２の差動増幅器及
び可変分圧回路を作動させるための正電源電圧及び負電
源電圧を形成する電源回路と、を具備する構成とした。
続する電子負荷装置において、前記被試験装置の任意の
試験接点に接続するための１対の入力端子と、前記入力
端子間に接続される整流回路と、前記一方の入力端子に
ドレインが接続され、ソースが第１の抵抗を介して共通
グランドに接続された第１のトランジスタと、前記他方
の入力端子にドレインが接続され、ソースが第２の抵抗
を介して共通グランドに接続された第２のトランジスタ
と、適宜の直流電圧を発生する可変電圧回路と、前記第
１のトランジスタのドレインソース路を流れるドレイン
ソース電流により前記第２の抵抗に発生する負電圧と前
記可変電圧回路の直流電圧との加算演算をして、この加
算電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるように前
記第１のトランジスタのドレインソース電流を制御する
ゲート電圧を前記第１のトランジスタのゲートに印加す
る第１の加算器と、前記第２のトランジスタのドレイン
ソース路を流れるドレインソース電流により前記第１の
抵抗に発生する負電圧と前記可変電圧回路の直流電圧と
の加算演算をして、この加算電圧が前記共通グランドの
電圧と等しくなるに前記第２のトランジスタのドレイン
ソース電流を制御するゲート電圧を前記第２のトランジ
スタのゲートに印加する第２の加算器と、前記整流回路
に発生する整流電圧から前記第１，第２の差動増幅器及
び可変分圧回路を作動させるための正電源電圧及び負電
源電圧を形成する電源回路と、を具備する構成とした。
【００１０】又、前記整流回路には冷却装置が接続さ
れ、前記可変分圧回路の分圧電圧に比例した電力を、あ
るいは前記可変電圧回路の直流電圧に比例した電力を前
記冷却装置に供給する駆動制御回路を備える構成とし
た。
れ、前記可変分圧回路の分圧電圧に比例した電力を、あ
るいは前記可変電圧回路の直流電圧に比例した電力を前
記冷却装置に供給する駆動制御回路を備える構成とし
た。
【００１１】更に又、前記電源回路は、オンオフ切替え
スイッチを介して前記整流回路に接続されると共に、充
電用バッテリを備え、前記オンオフ切替えスイッチがオ
ン状態では前記正電源電圧及び負電源電圧を形成すると
共に前記充電用バッテリを充電し、前記オンオフ切替え
スイッチがオフ状態では前記充電用バッテリに蓄積され
た充電エネルギーから前記正電源電圧及び負電源電圧を
形成する構成とした。
スイッチを介して前記整流回路に接続されると共に、充
電用バッテリを備え、前記オンオフ切替えスイッチがオ
ン状態では前記正電源電圧及び負電源電圧を形成すると
共に前記充電用バッテリを充電し、前記オンオフ切替え
スイッチがオフ状態では前記充電用バッテリに蓄積され
た充電エネルギーから前記正電源電圧及び負電源電圧を
形成する構成とした。
【００１２】
【作用】被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を接続する電
子負荷装置にあっては、前記電源回路は、被試験装置の
出力電力から当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅
器及び可変分圧回路等の内部回路を作動するための正電
源電圧と負電源電圧を形成するので、無電源式の電子負
荷装置が実現される。
子負荷装置にあっては、前記電源回路は、被試験装置の
出力電力から当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅
器及び可変分圧回路等の内部回路を作動するための正電
源電圧と負電源電圧を形成するので、無電源式の電子負
荷装置が実現される。
【００１３】更に、第１，第２の加算器は、前記入力端
子に発生する被試験装置の出力電圧に比例した分圧電圧
と、第１，第２の抵抗に発生する電圧との加算電圧が０
になるように第１，第２のトランジスタを自動制御す
る。そして、前記電源回路が形成する正電源電圧と負電
源電圧によって内部回路を流れた電流は共通グランドを
介して第１，第２の抵抗へ流入する。したがって、第
１，第２の加算器と第１，第２のトランジスタは、上記
の共通グランドを介して流入する電流も含めて被試験装
置から吸引する電流を自動制御すると共に、被試験装置
の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電流を
吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験装置
に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
子に発生する被試験装置の出力電圧に比例した分圧電圧
と、第１，第２の抵抗に発生する電圧との加算電圧が０
になるように第１，第２のトランジスタを自動制御す
る。そして、前記電源回路が形成する正電源電圧と負電
源電圧によって内部回路を流れた電流は共通グランドを
介して第１，第２の抵抗へ流入する。したがって、第
１，第２の加算器と第１，第２のトランジスタは、上記
の共通グランドを介して流入する電流も含めて被試験装
置から吸引する電流を自動制御すると共に、被試験装置
の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電流を
吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験装置
に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
【００１４】又、冷却装置を備えた場合にも、この冷却
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，又は第２の抵抗へ流入す
る。したがって、冷却装置を備えない場合と同様に、被
試験装置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置か
ら電流を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被
試験装置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，又は第２の抵抗へ流入す
る。したがって、冷却装置を備えない場合と同様に、被
試験装置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置か
ら電流を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被
試験装置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
【００１５】又、充電用バッテリを備える場合には、前
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定抵抗
負荷の設定範囲を拡張することができる。 被試験装置
に擬似的な定電流負荷を接続する電子負荷装置にあって
は、前記電源回路は、被試験装置の出力電力から当該電
子負荷装置の第１，第２の差動増幅器及び可変分圧回路
等の内部回路を作動するための正電源電圧と負電源電圧
を形成するので、無電源式の電子負荷装置が実現され
る。
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定抵抗
負荷の設定範囲を拡張することができる。 被試験装置
に擬似的な定電流負荷を接続する電子負荷装置にあって
は、前記電源回路は、被試験装置の出力電力から当該電
子負荷装置の第１，第２の差動増幅器及び可変分圧回路
等の内部回路を作動するための正電源電圧と負電源電圧
を形成するので、無電源式の電子負荷装置が実現され
る。
【００１６】更に、第１，第２の加算器は、前記可変電
圧回路に発生する直流電圧と、第２，第１の抵抗に発生
する電圧との差分電圧が０になるように第１，第２のト
ランジスタを自動制御する。そして、前記電源回路が形
成する正電源電圧と負電源電圧によって内部回路を流れ
た電流は共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入
する。したがって、第１，第２の加算器と第１，第２の
トランジスタは、上記の共通グランドを介して流入する
電流も含めて被試験装置から吸引する電流を自動制御す
ると共に、前記可変電圧回路に発生する直流電圧に比例
して被試験装置から一定電流を吸引するので、擬似的な
定電流負荷を被試験装置に接続する定電流負荷試験を可
能にする。
圧回路に発生する直流電圧と、第２，第１の抵抗に発生
する電圧との差分電圧が０になるように第１，第２のト
ランジスタを自動制御する。そして、前記電源回路が形
成する正電源電圧と負電源電圧によって内部回路を流れ
た電流は共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入
する。したがって、第１，第２の加算器と第１，第２の
トランジスタは、上記の共通グランドを介して流入する
電流も含めて被試験装置から吸引する電流を自動制御す
ると共に、前記可変電圧回路に発生する直流電圧に比例
して被試験装置から一定電流を吸引するので、擬似的な
定電流負荷を被試験装置に接続する定電流負荷試験を可
能にする。
【００１７】又、冷却装置を備えた場合にも、この冷却
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，又は第２の抵抗へ流入す
る。したがって、冷却装置を備えない場合と同様に、前
記可変電圧回路に発生する直流電圧に比例して被試験装
置から一定電流を吸引するので、擬似的な定電流負荷を
被試験装置に接続する定電流負荷試験を可能にする。
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，又は第２の抵抗へ流入す
る。したがって、冷却装置を備えない場合と同様に、前
記可変電圧回路に発生する直流電圧に比例して被試験装
置から一定電流を吸引するので、擬似的な定電流負荷を
被試験装置に接続する定電流負荷試験を可能にする。
【００１８】又、充電用バッテリを備える場合には、前
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定電流
負荷の設定範囲を拡張することができる。
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定電流
負荷の設定範囲を拡張することができる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明による電子負荷装置の一実施例
を図面と共に説明する。まず、図１に基づいて回路構成
を説明すると、被試験装置の出力端子あるいは被測定接
点等に接続される入力端子１，２間には、相互に逆接続
された整流用ダイオード３，４がフューズ５を介して接
続されている。一方の整流用ダイオード３のアノードに
は、大電力用のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６のドレイン
が接続され、他方の整流用ダイオード４のアノードに
は、大電力用のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ７のドレイン
が接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ６，７のソース間に
は、相互に等抵抗値の抵抗８，９が直列に接続され、こ
れらの抵抗８，９の共通接続点Ｐ１が電子負荷装置本体
の共通グランド（電子負荷装置における０ボルト）ＧＮ
Ｄに接続されている。
を図面と共に説明する。まず、図１に基づいて回路構成
を説明すると、被試験装置の出力端子あるいは被測定接
点等に接続される入力端子１，２間には、相互に逆接続
された整流用ダイオード３，４がフューズ５を介して接
続されている。一方の整流用ダイオード３のアノードに
は、大電力用のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６のドレイン
が接続され、他方の整流用ダイオード４のアノードに
は、大電力用のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ７のドレイン
が接続され、これらのＭＯＳＦＥＴ６，７のソース間に
は、相互に等抵抗値の抵抗８，９が直列に接続され、こ
れらの抵抗８，９の共通接続点Ｐ１が電子負荷装置本体
の共通グランド（電子負荷装置における０ボルト）ＧＮ
Ｄに接続されている。
【００２０】一方のＭＯＳＦＥＴ６は、そのソース接点
Ｐ２が抵抗１０を介して加算器ＯＰ２の非反転入力端子
に接続されると共に、そのゲートが加算器ＯＰ１の出力
端子に接続され、他方のＭＯＳＦＥＴ７は、そのソース
接点Ｐ３が抵抗１１を介して加算器ＯＰ１の非反転入力
端子に接続されると共に、そのゲート接点が加算器ＯＰ
２の出力端子に接続されている。
Ｐ２が抵抗１０を介して加算器ＯＰ２の非反転入力端子
に接続されると共に、そのゲートが加算器ＯＰ１の出力
端子に接続され、他方のＭＯＳＦＥＴ７は、そのソース
接点Ｐ３が抵抗１１を介して加算器ＯＰ１の非反転入力
端子に接続されると共に、そのゲート接点が加算器ＯＰ
２の出力端子に接続されている。
【００２１】加算器ＯＰ１，ＯＰ２は、いずれも所定の
正電源電圧ＶDD（この実施例では、＋６ボルト）と所定
の負電源電圧ＶEE（この実施例では、−６ボルト）の下
で作動し、夫々の非反転入力端子が共に共通グランドＧ
ＮＤに接続されている。更に、夫々の反転入力端子間に
は、相互に等抵抗値の抵抗１２，１３が直列に接続さ
れ、これらの抵抗１２，１３の共通接続接点Ｐ４が、切
替スイッチＳＷのコモン端子ｄに接続されている。
正電源電圧ＶDD（この実施例では、＋６ボルト）と所定
の負電源電圧ＶEE（この実施例では、−６ボルト）の下
で作動し、夫々の非反転入力端子が共に共通グランドＧ
ＮＤに接続されている。更に、夫々の反転入力端子間に
は、相互に等抵抗値の抵抗１２，１３が直列に接続さ
れ、これらの抵抗１２，１３の共通接続接点Ｐ４が、切
替スイッチＳＷのコモン端子ｄに接続されている。
【００２２】更に、整流用ダイオード３，４のアノード
接点間には、入力端子１，２間の電圧（被試験装置の出
力電圧に相当する）ＶINを分圧してその分圧電圧ＶSPを
切替スイッチＳＷの第１の切替え接点ａへ供給する可変
分圧回路１４が接続され、この可変分圧回路１４は、正
電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEE及び共通グランドＧＮＤ
の下で作動する。
接点間には、入力端子１，２間の電圧（被試験装置の出
力電圧に相当する）ＶINを分圧してその分圧電圧ＶSPを
切替スイッチＳＷの第１の切替え接点ａへ供給する可変
分圧回路１４が接続され、この可変分圧回路１４は、正
電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEE及び共通グランドＧＮＤ
の下で作動する。
【００２３】更に、切替スイッチＳＷの第２の切替え接
点ｂにはバッファ回路１５の出力端子が接続され、バッ
ファ回路１５は、外部入力端子１６，１７に印加される
外部制御信号Ｓｃを差動増幅して第２の切替え接点ｂに
供給する。切替スイッチＳＷの第３の切替え接点ｃに
は、試験者の調節により適宜の直流電圧Ｖref を発生す
る可変電圧回路１８が接続されている。そして、これら
のバッファ回路１５と可変電圧回路１８は、正電源電圧
ＶDDと負電源電圧ＶEE及び共通グランドＧＮＤの下で作
動する。
点ｂにはバッファ回路１５の出力端子が接続され、バッ
ファ回路１５は、外部入力端子１６，１７に印加される
外部制御信号Ｓｃを差動増幅して第２の切替え接点ｂに
供給する。切替スイッチＳＷの第３の切替え接点ｃに
は、試験者の調節により適宜の直流電圧Ｖref を発生す
る可変電圧回路１８が接続されている。そして、これら
のバッファ回路１５と可変電圧回路１８は、正電源電圧
ＶDDと負電源電圧ＶEE及び共通グランドＧＮＤの下で作
動する。
【００２４】整流用ダイオード３，４の共通カソード接
点Ｐ５には、オン・オフ切替スイッチ１９を介して電圧
レギュレート回路２０が接続され、更に、電圧レギュレ
ート回路２０によって形成される出力電圧ＶRGから前記
の安定した正電源電圧ＶDDを形成すると共に充電可能な
バッテリーＢＴを充電する安定化回路２１と、安定化回
路２１若しくはバッテリーＢＴによって発生する正電源
電圧ＶDDから前記負極性の負電源電圧ＶEEを形成する電
圧反転回路２２が設けられている。そして、これらの正
電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが、電子負荷装置の動作
電源として前記内部回路に供給されている。
点Ｐ５には、オン・オフ切替スイッチ１９を介して電圧
レギュレート回路２０が接続され、更に、電圧レギュレ
ート回路２０によって形成される出力電圧ＶRGから前記
の安定した正電源電圧ＶDDを形成すると共に充電可能な
バッテリーＢＴを充電する安定化回路２１と、安定化回
路２１若しくはバッテリーＢＴによって発生する正電源
電圧ＶDDから前記負極性の負電源電圧ＶEEを形成する電
圧反転回路２２が設けられている。そして、これらの正
電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが、電子負荷装置の動作
電源として前記内部回路に供給されている。
【００２５】尚、電圧レギュレート回路２０は、切替え
スイッチ１９を介して印加される電圧（接点Ｐ５の電圧
ＶＰ５）が低電圧であっても、内部の昇圧コイルによっ
てレギュレート可能な高電圧を自ら発生させ、この高電
圧から所定の電圧ＶRGを形成する所謂昇圧型の電圧レギ
ュレート回路が適用され、例えばＨＡＸＩＭ社製ＭＡＸ
６３０などのＩＣ化されたボルテージレギュレータが用
いられる。バッテリーＢＴとしては、リチウム電池を複
数個直列接続させることによって正電源電圧ＶDDを発生
させるようにしている。
スイッチ１９を介して印加される電圧（接点Ｐ５の電圧
ＶＰ５）が低電圧であっても、内部の昇圧コイルによっ
てレギュレート可能な高電圧を自ら発生させ、この高電
圧から所定の電圧ＶRGを形成する所謂昇圧型の電圧レギ
ュレート回路が適用され、例えばＨＡＸＩＭ社製ＭＡＸ
６３０などのＩＣ化されたボルテージレギュレータが用
いられる。バッテリーＢＴとしては、リチウム電池を複
数個直列接続させることによって正電源電圧ＶDDを発生
させるようにしている。
【００２６】次に、図１に示す回路ブロック中のより具
体的な回路構成を説明する。まず、可変分圧回路１４
は、図２中に示す差動増幅器ＯＰ３，ＯＰ４及びこれら
に付随して接続された抵抗２３〜２９によって構成され
ている。即ち、差動増幅器ＯＰ３は、その非反転入力接
点と反転入力接点が、相互に等抵抗値の抵抗２３，２４
を介して整流用ダイオード３，４のアノード接点に接続
されると共に、相互に等抵抗値のバイアス抵抗２５及び
帰還抵抗２６が接続されることによって、所謂バッファ
回路となっている。差動増幅器ＯＰ４は、その非反転入
力接点が抵抗２７を介して差動増幅器ＯＰ３の出力接点
に接続されると共に、反転入力接点と出力接点及び共通
グランドＧＮＤ間に分圧抵抗２８，２９が接続されてい
る。そして、抵抗２９には可変抵抗器が適用されてい
る。したがって、かかる構成の可変分圧回路１４は、被
試験装置から出力される電圧ＶINを差動増幅器ＯＰ３に
設定されている電力増幅率でバッファリングした後、抵
抗２８と抵抗２９の調節によって設定される分圧比βに
基づいて、任意の分圧電圧ＶSPを発生させる。尚、これ
らの差動増幅器ＯＰ３，ＯＰ４は、正電源電圧ＶDDと負
電源電圧ＶEEによる電力供給によって作動する。又、差
動増幅器ＯＰ３には、入力インピーダンスの高い増幅器
が用いられる。更に又、抵抗２９はスライド抵抗等の可
変抵抗器でもよいし、相互に抵抗値の異なる複数の並列
抵抗を切替えスイッチ等で切替えるようにしてもよい。
体的な回路構成を説明する。まず、可変分圧回路１４
は、図２中に示す差動増幅器ＯＰ３，ＯＰ４及びこれら
に付随して接続された抵抗２３〜２９によって構成され
ている。即ち、差動増幅器ＯＰ３は、その非反転入力接
点と反転入力接点が、相互に等抵抗値の抵抗２３，２４
を介して整流用ダイオード３，４のアノード接点に接続
されると共に、相互に等抵抗値のバイアス抵抗２５及び
帰還抵抗２６が接続されることによって、所謂バッファ
回路となっている。差動増幅器ＯＰ４は、その非反転入
力接点が抵抗２７を介して差動増幅器ＯＰ３の出力接点
に接続されると共に、反転入力接点と出力接点及び共通
グランドＧＮＤ間に分圧抵抗２８，２９が接続されてい
る。そして、抵抗２９には可変抵抗器が適用されてい
る。したがって、かかる構成の可変分圧回路１４は、被
試験装置から出力される電圧ＶINを差動増幅器ＯＰ３に
設定されている電力増幅率でバッファリングした後、抵
抗２８と抵抗２９の調節によって設定される分圧比βに
基づいて、任意の分圧電圧ＶSPを発生させる。尚、これ
らの差動増幅器ＯＰ３，ＯＰ４は、正電源電圧ＶDDと負
電源電圧ＶEEによる電力供給によって作動する。又、差
動増幅器ＯＰ３には、入力インピーダンスの高い増幅器
が用いられる。更に又、抵抗２９はスライド抵抗等の可
変抵抗器でもよいし、相互に抵抗値の異なる複数の並列
抵抗を切替えスイッチ等で切替えるようにしてもよい。
【００２７】次に、バッファ回路１５は、図２中に示す
差動増幅器ＯＰ５とそれに付随して接続される抵抗３０
〜３３によって実現されている。即ち、差動増幅器ＯＰ
５は、その非反転入力接点と反転入力接点が、相互に等
抵抗値の抵抗３０，３１を介して外部入力端子１６，１
７に接続されると共に、相互に等抵抗値のバイアス抵抗
３２及び帰還抵抗３３が接続されることによって、所謂
差動型バッファ回路となっている。尚、差動増幅器ＯＰ
５は正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEにより作動する。
差動増幅器ＯＰ５とそれに付随して接続される抵抗３０
〜３３によって実現されている。即ち、差動増幅器ＯＰ
５は、その非反転入力接点と反転入力接点が、相互に等
抵抗値の抵抗３０，３１を介して外部入力端子１６，１
７に接続されると共に、相互に等抵抗値のバイアス抵抗
３２及び帰還抵抗３３が接続されることによって、所謂
差動型バッファ回路となっている。尚、差動増幅器ＯＰ
５は正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEにより作動する。
【００２８】可変電圧回路１８は、図２中に示すボルテ
ージレギュレータ３４と差動増幅器ＯＰ６及びこれらに
付随して接続された抵抗３５，３６，３７と容量素子３
８，３９によって構成されている。即ち、ボルテージレ
ギュレータ３４としては例えばＪＲＣ社製７２０１Ｌ４
５などのＩＣ化された低消費電力型のボルテージレギュ
レータ等が適用され、正電源電圧ＶDDとグランド端子Ｇ
ＮＤ間に接続された比較的大容量の容量素子３８に発生
する電圧から、安定した定電圧ＶCNT を発生させ、更
に、抵抗３６に直列接続されている可変抵抗３５を調節
することによって生じる直流電圧Ｖref ’を差動増幅器
ＯＰ６でバッファリングし、そのバッファリングされた
直流電圧Ｖref を抵抗３７を介して切替えスイッチＳＷ
の第３の切替え接点ｃに供給するようになっている。
尚、容量素子３９は、安定した定電圧ＶCNT を発生させ
るための安定化フィルターとして機能する。又、差動増
幅器ＯＰ６は正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEにより作
動する。
ージレギュレータ３４と差動増幅器ＯＰ６及びこれらに
付随して接続された抵抗３５，３６，３７と容量素子３
８，３９によって構成されている。即ち、ボルテージレ
ギュレータ３４としては例えばＪＲＣ社製７２０１Ｌ４
５などのＩＣ化された低消費電力型のボルテージレギュ
レータ等が適用され、正電源電圧ＶDDとグランド端子Ｇ
ＮＤ間に接続された比較的大容量の容量素子３８に発生
する電圧から、安定した定電圧ＶCNT を発生させ、更
に、抵抗３６に直列接続されている可変抵抗３５を調節
することによって生じる直流電圧Ｖref ’を差動増幅器
ＯＰ６でバッファリングし、そのバッファリングされた
直流電圧Ｖref を抵抗３７を介して切替えスイッチＳＷ
の第３の切替え接点ｃに供給するようになっている。
尚、容量素子３９は、安定した定電圧ＶCNT を発生させ
るための安定化フィルターとして機能する。又、差動増
幅器ＯＰ６は正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEにより作
動する。
【００２９】安定化回路２１は、図３に示すように、Ｉ
Ｃ化された電圧レギュレート回路２０によって形成され
る出力電圧ＶRGに基づいて正電源電圧ＶDDを形成するた
めにあり、電圧レギュレート回路２０の出力端子に接続
される抵抗４５とそれに直列接続される抵抗４６、及び
これらの抵抗４５，４６に対して所定の極性で接続され
るスイッチングダイオード４０，４１，４２、夫々３ボ
ルトのツェナーダイオード４３，４４を有し、ツェナー
ダイオード４３，４４に対して充電可能なバッテリＢＴ
が並列接続されている。
Ｃ化された電圧レギュレート回路２０によって形成され
る出力電圧ＶRGに基づいて正電源電圧ＶDDを形成するた
めにあり、電圧レギュレート回路２０の出力端子に接続
される抵抗４５とそれに直列接続される抵抗４６、及び
これらの抵抗４５，４６に対して所定の極性で接続され
るスイッチングダイオード４０，４１，４２、夫々３ボ
ルトのツェナーダイオード４３，４４を有し、ツェナー
ダイオード４３，４４に対して充電可能なバッテリＢＴ
が並列接続されている。
【００３０】そして、図１中の切替えスイッチ１９をオ
ンにした状態で、入力端子１，２を被試験装置の出力端
子に接続すると、電圧レギュレート回路２０が整流用ダ
イオード３，４を介して供給される電圧ＶＰ５から所定
の出力電圧ＶRGを形成し、この出力電圧ＶRGが抵抗４
５，４６とスイッチングダイオード４１及びツェナーダ
イオード４３，４４に印加されることによって、バッテ
リＢＴが充電され且つ、ツェナーダイオード４３，４４
によって規定された＋６ボルトの正電源電圧ＶDDがスイ
ッチングダイオード４０，４２の共通カソード接点に発
生する。尚、出力電圧ＶRGと正電源電圧ＶDDは、ＶRG＞
ＶDDの電圧関係に設定され、例えば、ＶRG＝７．５ボル
ト程度である。一方、切替えスイッチ１９をオフにした
状態では、電圧レギュレート回路２０が遮断状態となる
ので、上記の出力電圧ＶRGが発生せず、スイッチングダ
イオード４０，４１が逆バイアスとなってオフ状態にな
る。この結果、バッテリＢＴに充電されている＋６ボル
トの電圧が順バイアスのスイッチングダイオード４２を
介して正電源電圧ＶDDとなる。そして、図１に示す電圧
反転回路２２が、この正電源電圧ＶDDから負電源電圧Ｖ
EEを形成するので、正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが
得られる。
ンにした状態で、入力端子１，２を被試験装置の出力端
子に接続すると、電圧レギュレート回路２０が整流用ダ
イオード３，４を介して供給される電圧ＶＰ５から所定
の出力電圧ＶRGを形成し、この出力電圧ＶRGが抵抗４
５，４６とスイッチングダイオード４１及びツェナーダ
イオード４３，４４に印加されることによって、バッテ
リＢＴが充電され且つ、ツェナーダイオード４３，４４
によって規定された＋６ボルトの正電源電圧ＶDDがスイ
ッチングダイオード４０，４２の共通カソード接点に発
生する。尚、出力電圧ＶRGと正電源電圧ＶDDは、ＶRG＞
ＶDDの電圧関係に設定され、例えば、ＶRG＝７．５ボル
ト程度である。一方、切替えスイッチ１９をオフにした
状態では、電圧レギュレート回路２０が遮断状態となる
ので、上記の出力電圧ＶRGが発生せず、スイッチングダ
イオード４０，４１が逆バイアスとなってオフ状態にな
る。この結果、バッテリＢＴに充電されている＋６ボル
トの電圧が順バイアスのスイッチングダイオード４２を
介して正電源電圧ＶDDとなる。そして、図１に示す電圧
反転回路２２が、この正電源電圧ＶDDから負電源電圧Ｖ
EEを形成するので、正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが
得られる。
【００３１】このように安定化回路２１と電圧反転回路
２２は、被試験装置の出力電力の一部を利用して、電子
負荷装置自らの動作用電源電圧ＶDD，ＶEEを発生させる
と共に、切替えスイッチ１９をオフにした状態であって
も、バッテリＢＴの充電エネルギーが消耗するまでの期
間中は、被試験装置からの電力供給が成されなくともそ
の被試験装置の負荷試験を行うことができる。したがっ
て、この電子負荷装置は、乾電池等の外部バッテリや商
用交流電源を必要としない無電源方式の構成となってい
る。
２２は、被試験装置の出力電力の一部を利用して、電子
負荷装置自らの動作用電源電圧ＶDD，ＶEEを発生させる
と共に、切替えスイッチ１９をオフにした状態であって
も、バッテリＢＴの充電エネルギーが消耗するまでの期
間中は、被試験装置からの電力供給が成されなくともそ
の被試験装置の負荷試験を行うことができる。したがっ
て、この電子負荷装置は、乾電池等の外部バッテリや商
用交流電源を必要としない無電源方式の構成となってい
る。
【００３２】次に、かかる電子負荷装置の負荷試験時の
動作を説明する。この電子負荷装置は、コモン接点ｄと
切替え接点ａとを接続するように切替えスイッチＳＷを
切替えると、被試験装置の出力端子に対して擬似的に一
定値の負荷抵抗を接続するモード（以下、定抵抗負荷試
験モードという）となり、コモン接点ｄと切替え接点ｃ
とを接続するように切替えスイッチＳＷを切替えると、
被試験装置から定電流を吸引するモード（以下、定電流
負荷試験モードという）となり、コモン接点ｄと切替え
接点ｂとを接続するように切替えスイッチＳＷを切替え
ると、外部からの外部制御信号Ｓｃにより被試験装置の
吸引電流を制御するする外部制御定電流負荷試験モード
となる。尚、コモン接点ｄと切替え接点ｂとを接続する
ように切替えスイッチＳＷを切替えた場合には、直流電
圧の外部制御信号Ｓｃを適用すれば定電流負荷試験を行
うことができ、任意の電圧波形の外部制御信号Ｓｃを適
用すれ吸引電流をダイナミックに変化させる電流負荷試
験を行うことができる。
動作を説明する。この電子負荷装置は、コモン接点ｄと
切替え接点ａとを接続するように切替えスイッチＳＷを
切替えると、被試験装置の出力端子に対して擬似的に一
定値の負荷抵抗を接続するモード（以下、定抵抗負荷試
験モードという）となり、コモン接点ｄと切替え接点ｃ
とを接続するように切替えスイッチＳＷを切替えると、
被試験装置から定電流を吸引するモード（以下、定電流
負荷試験モードという）となり、コモン接点ｄと切替え
接点ｂとを接続するように切替えスイッチＳＷを切替え
ると、外部からの外部制御信号Ｓｃにより被試験装置の
吸引電流を制御するする外部制御定電流負荷試験モード
となる。尚、コモン接点ｄと切替え接点ｂとを接続する
ように切替えスイッチＳＷを切替えた場合には、直流電
圧の外部制御信号Ｓｃを適用すれば定電流負荷試験を行
うことができ、任意の電圧波形の外部制御信号Ｓｃを適
用すれ吸引電流をダイナミックに変化させる電流負荷試
験を行うことができる。
【００３３】以下、使用の態様に従って説明する。 （Ａ）切替えスイッチ１９をオン状態にし場合の定抵抗
負荷試験モードの動作。 (A-1)被試験装置の出力電圧ＶINが直流の場合。 試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ａに切替える
と共に、切替えスイッチ１９をオンにし、可変分圧回路
１４の可変抵抗２９を調節することによって所望の分圧
比β（β＝ＶSP／ＶIN）を設定する。入力端子１が高電
位で入力端子２が低電位となる直流電圧ＶINが被試験装
置から出力された場合には、整流用ダイオード４が逆バ
イアスとなるので遮断状態となり、直流電圧ＶINよりも
整流用ダイオード３の順方向電圧分だけ低い電圧ＶＰ５
（接点Ｐ５の電圧）が切替えスイッチ１９を介して電圧
レギュレート回路２０に印加され、安定化回路２１が、
電圧レギュレート回路２０から出力される電圧ＶRGに基
づいて所定の正電源電圧ＶDDを発生させると共にバッテ
リＢＴを充電し、更に、電圧反転回路２２が負電源電圧
ＶEEを発生させる。そして、かかる正電源電圧ＶDDと負
電源電圧ＶEEが、この電子負荷装置の全ての内部回路を
作動させるための電源電圧となる。
負荷試験モードの動作。 (A-1)被試験装置の出力電圧ＶINが直流の場合。 試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ａに切替える
と共に、切替えスイッチ１９をオンにし、可変分圧回路
１４の可変抵抗２９を調節することによって所望の分圧
比β（β＝ＶSP／ＶIN）を設定する。入力端子１が高電
位で入力端子２が低電位となる直流電圧ＶINが被試験装
置から出力された場合には、整流用ダイオード４が逆バ
イアスとなるので遮断状態となり、直流電圧ＶINよりも
整流用ダイオード３の順方向電圧分だけ低い電圧ＶＰ５
（接点Ｐ５の電圧）が切替えスイッチ１９を介して電圧
レギュレート回路２０に印加され、安定化回路２１が、
電圧レギュレート回路２０から出力される電圧ＶRGに基
づいて所定の正電源電圧ＶDDを発生させると共にバッテ
リＢＴを充電し、更に、電圧反転回路２２が負電源電圧
ＶEEを発生させる。そして、かかる正電源電圧ＶDDと負
電源電圧ＶEEが、この電子負荷装置の全ての内部回路を
作動させるための電源電圧となる。
【００３４】一方、可変分圧回路１４は、出力電圧ＶIN
を分圧比βで分圧することによって分圧電圧ＶSP（＝β
×ＶIN）を発生させ、この分圧電圧ＶSPは切替えスイッ
チＳＷを介して接点Ｐ４へ印加されることにより、加算
器ＯＰ１とＯＰ２の制御電圧となる。そして、加算器Ｏ
Ｐ１，ＯＰ２は、分圧電圧ＶSPに従って、ＭＯＳＦＥＴ
６，７に流れる電流ＩP1，ＩP2の電流値を自動制御す
る。
を分圧比βで分圧することによって分圧電圧ＶSP（＝β
×ＶIN）を発生させ、この分圧電圧ＶSPは切替えスイッ
チＳＷを介して接点Ｐ４へ印加されることにより、加算
器ＯＰ１とＯＰ２の制御電圧となる。そして、加算器Ｏ
Ｐ１，ＯＰ２は、分圧電圧ＶSPに従って、ＭＯＳＦＥＴ
６，７に流れる電流ＩP1，ＩP2の電流値を自動制御す
る。
【００３５】ここで、加算器ＯＰ１の非反転入力接点に
は、接点Ｐ３に発生する電圧（電流ＩP2によって抵抗９
に発生する電圧）Ｖ3 が抵抗１１を介して印加されると
同時に分圧電圧ＶSPが抵抗１２を介して印加され、更
に、加算器ＯＰ１は、これらの電圧Ｖ3 ，ＶSPが所謂イ
マジナリショートの条件を満足する電圧関係となるよう
に動作する。即ち、加算器ＯＰ１は、分圧電圧ＶSPが共
通グラウンドＧＮＤを基準（０ボルト）とするプラスの
電圧であれば、電圧Ｖ3 が共通グラウンドＧＮＤを基準
としてＶ3 ＝−ＶSP及び｜Ｖ3 ｜＝｜ＶSP｜の関係とな
るような電流ＩP1をＭＯＳＦＥＴ６に流させる。
は、接点Ｐ３に発生する電圧（電流ＩP2によって抵抗９
に発生する電圧）Ｖ3 が抵抗１１を介して印加されると
同時に分圧電圧ＶSPが抵抗１２を介して印加され、更
に、加算器ＯＰ１は、これらの電圧Ｖ3 ，ＶSPが所謂イ
マジナリショートの条件を満足する電圧関係となるよう
に動作する。即ち、加算器ＯＰ１は、分圧電圧ＶSPが共
通グラウンドＧＮＤを基準（０ボルト）とするプラスの
電圧であれば、電圧Ｖ3 が共通グラウンドＧＮＤを基準
としてＶ3 ＝−ＶSP及び｜Ｖ3 ｜＝｜ＶSP｜の関係とな
るような電流ＩP1をＭＯＳＦＥＴ６に流させる。
【００３６】一方、この時加算器ＯＰ２の非反転入力に
は、接点Ｐ２に発生する正（＋）電圧（電流ＩP1により
抵抗８に発生する電圧）Ｖ2 が抵抗１０を介して印加さ
れると同時に分圧電圧ＶSPが抵抗１３を介して印加され
る為、加算器ＯＰ２の出力は正電源電圧に近い電圧まで
振り切れ、これによりＭＯＳＦＥＴ７は最少の抵抗値で
導通（ショート）状態となり電流はＯＰ１とＭＯＳＦＥ
Ｔ６とによって制御されることになる。
は、接点Ｐ２に発生する正（＋）電圧（電流ＩP1により
抵抗８に発生する電圧）Ｖ2 が抵抗１０を介して印加さ
れると同時に分圧電圧ＶSPが抵抗１３を介して印加され
る為、加算器ＯＰ２の出力は正電源電圧に近い電圧まで
振り切れ、これによりＭＯＳＦＥＴ７は最少の抵抗値で
導通（ショート）状態となり電流はＯＰ１とＭＯＳＦＥ
Ｔ６とによって制御されることになる。
【００３７】更に、この電子負荷装置の全ての内部回路
の動作時に流れる電流は共通グランドＧＮＤを介して接
続接点Ｐ１に流入するので、この流入電流をＩｇとすれ
ば、上記の電流ＩP2は、ＩP2＝ＩP1＋Ｉｇの関係が満足
され、更に、この流入電流Ｉｇは整流用ダイオード３な
いし切替えスイッチ１９を介して電圧レギュレート回路
２０へ流れる電流ＩRGと等しくなる。そして、前記した
ように、加算器ＯＰ１が、抵抗９に発生する電圧Ｖ3 と
分圧電圧ＶSPについて所謂イマジナリショートの条件を
満足するように、ＭＯＳＦＥＴ６により電流ＩP1を自動
制御し、ひいては電流ＩP2をも自動制御することとなる
ので、流入電流Ｉｇと電流ＩP1と電流比γ（＝ＩP1／Ｉ
ｇ）が一定となり、この電流比γは、分圧電圧ＶSPが変
化しても一定となる。
の動作時に流れる電流は共通グランドＧＮＤを介して接
続接点Ｐ１に流入するので、この流入電流をＩｇとすれ
ば、上記の電流ＩP2は、ＩP2＝ＩP1＋Ｉｇの関係が満足
され、更に、この流入電流Ｉｇは整流用ダイオード３な
いし切替えスイッチ１９を介して電圧レギュレート回路
２０へ流れる電流ＩRGと等しくなる。そして、前記した
ように、加算器ＯＰ１が、抵抗９に発生する電圧Ｖ3 と
分圧電圧ＶSPについて所謂イマジナリショートの条件を
満足するように、ＭＯＳＦＥＴ６により電流ＩP1を自動
制御し、ひいては電流ＩP2をも自動制御することとなる
ので、流入電流Ｉｇと電流ＩP1と電流比γ（＝ＩP1／Ｉ
ｇ）が一定となり、この電流比γは、分圧電圧ＶSPが変
化しても一定となる。
【００３８】このように、入力端子１側が高電位となる
直流電圧ＶINを出力する被試験装置に対する定抵抗負荷
試験モードでは、入力端子１，２間に一定抵抗値の擬似
抵抗を接続したのと等価になり、被試験装置からこの擬
似抵抗を流れる電流ＩP0は、 ＩP0＝ＩP2＝ＩP1＋ＩRG＝ＩP1＋Ｉｇ＝ＩP1（１＋１／
γ） の条件を満足する。よって、この電子負荷装置の内部回
路を作動させるための電力を被試験装置から得ても、電
流ＩP1と電流ＩRGを一定の電流比γを保ちつつ分圧電圧
ＶSPによって調整することができるので、精度の良い定
抵抗負荷試験を可能にする。
直流電圧ＶINを出力する被試験装置に対する定抵抗負荷
試験モードでは、入力端子１，２間に一定抵抗値の擬似
抵抗を接続したのと等価になり、被試験装置からこの擬
似抵抗を流れる電流ＩP0は、 ＩP0＝ＩP2＝ＩP1＋ＩRG＝ＩP1＋Ｉｇ＝ＩP1（１＋１／
γ） の条件を満足する。よって、この電子負荷装置の内部回
路を作動させるための電力を被試験装置から得ても、電
流ＩP1と電流ＩRGを一定の電流比γを保ちつつ分圧電圧
ＶSPによって調整することができるので、精度の良い定
抵抗負荷試験を可能にする。
【００３９】尚、入力端子１より入力端子２の方が高い
直流電圧ＶINを出力する被試験装置に対する定抵抗負荷
試験を行う場合には、整流用ダイオード３，４の整流作
用により、整流用ダイオード４を介して接点Ｐ５の電圧
ＶＰ５が電圧レギュレート回路２０に印加され、この電
圧ＶＰ５は共通グランドＧＮＤに対してプラスの電圧と
なる。したがって、この場合にも、電圧レギュレート回
路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路２２により正
電源電圧ＶDD及び負電源電圧ＶEEが発生するとと共に、
バッテリＢＴが充電され、内部回路がこれらの電源電圧
ＶDD，ＶEEによって動作する。更に、ＭＯＳＦＥＴ６が
ショート状態、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアスとなるの
で、上述した加算器ＯＰ１の制御動作を加算器ＯＰ２が
行うようになり、よって、図１中の吸引電流ＩN0、ＭＯ
ＳＦＥＴ６を流れる電流ＩN1，、ＭＯＳＦＥＴ７を流れ
る電流ＩN2、流入電流Ｉｇが流れ、入力端子１より入力
端子２の方が高い直流電圧ＶINを出力する被試験装置に
対する定抵抗負荷試験においても、精度の良い擬似的負
荷を発揮させることができる。
直流電圧ＶINを出力する被試験装置に対する定抵抗負荷
試験を行う場合には、整流用ダイオード３，４の整流作
用により、整流用ダイオード４を介して接点Ｐ５の電圧
ＶＰ５が電圧レギュレート回路２０に印加され、この電
圧ＶＰ５は共通グランドＧＮＤに対してプラスの電圧と
なる。したがって、この場合にも、電圧レギュレート回
路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路２２により正
電源電圧ＶDD及び負電源電圧ＶEEが発生するとと共に、
バッテリＢＴが充電され、内部回路がこれらの電源電圧
ＶDD，ＶEEによって動作する。更に、ＭＯＳＦＥＴ６が
ショート状態、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアスとなるの
で、上述した加算器ＯＰ１の制御動作を加算器ＯＰ２が
行うようになり、よって、図１中の吸引電流ＩN0、ＭＯ
ＳＦＥＴ６を流れる電流ＩN1，、ＭＯＳＦＥＴ７を流れ
る電流ＩN2、流入電流Ｉｇが流れ、入力端子１より入力
端子２の方が高い直流電圧ＶINを出力する被試験装置に
対する定抵抗負荷試験においても、精度の良い擬似的負
荷を発揮させることができる。
【００４０】(A-2)被試験装置の出力電圧ＶINが交流又
は変化する場合。 入力端子１，２間に印加される出力電圧ＶINが極性の変
化を伴って変化する場合であっても、整流用ダイオード
３，４の整流作用により、電圧レギュレート回路２０に
は正の電圧ＶＰ５が印加される。したがって、電圧レギ
ュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路２
２により正電源電圧ＶDD及び負電源電圧ＶEEが発生する
と共に、バッテリＢＴが充電され、内部回路がこれらの
電源電圧ＶDD，ＶEEによって動作する。
は変化する場合。 入力端子１，２間に印加される出力電圧ＶINが極性の変
化を伴って変化する場合であっても、整流用ダイオード
３，４の整流作用により、電圧レギュレート回路２０に
は正の電圧ＶＰ５が印加される。したがって、電圧レギ
ュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路２
２により正電源電圧ＶDD及び負電源電圧ＶEEが発生する
と共に、バッテリＢＴが充電され、内部回路がこれらの
電源電圧ＶDD，ＶEEによって動作する。
【００４１】更に、この出力電圧ＶINの変化に対応して
分圧電圧ＶSPが変化する。即ち、ＶSP＝β×ＶINの関係
が保たれた状態で変化する。そして、出力電圧ＶINが入
力端子１より入力端子２の方が高い電圧振幅となるとき
は、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス且つＭＯＳＦＥＴ７が
ショート状態となるので、加算器ＯＰ１が電圧Ｖ3 と分
圧電圧ＶSPについて所謂イマジナリショートの条件を満
足するようにＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1と流入電
流Ｉｇを制御し、逆に、出力電圧ＶINが入力端子２より
入力端子１の方が高い電圧振幅となるときは、ＭＯＳＦ
ＥＴ７が順バイアス且つＭＯＳＦＥＴ６がショート状態
となるので、加算器ＯＰ２が電圧Ｖ2 と分圧電圧ＶSPに
ついて所謂イマジナリショートの条件を満足するように
ＭＯＳＦＥＴ７に流れる電流ＩN1と流入電流Ｉｇを制御
する。
分圧電圧ＶSPが変化する。即ち、ＶSP＝β×ＶINの関係
が保たれた状態で変化する。そして、出力電圧ＶINが入
力端子１より入力端子２の方が高い電圧振幅となるとき
は、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス且つＭＯＳＦＥＴ７が
ショート状態となるので、加算器ＯＰ１が電圧Ｖ3 と分
圧電圧ＶSPについて所謂イマジナリショートの条件を満
足するようにＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1と流入電
流Ｉｇを制御し、逆に、出力電圧ＶINが入力端子２より
入力端子１の方が高い電圧振幅となるときは、ＭＯＳＦ
ＥＴ７が順バイアス且つＭＯＳＦＥＴ６がショート状態
となるので、加算器ＯＰ２が電圧Ｖ2 と分圧電圧ＶSPに
ついて所謂イマジナリショートの条件を満足するように
ＭＯＳＦＥＴ７に流れる電流ＩN1と流入電流Ｉｇを制御
する。
【００４２】したがって、出力電圧ＶINが極性の反転す
る交流電圧であっても、分圧電圧ＶSPに応じた電流ＩP0
（又はＩNO）を被試験装置から吸引し、且つ、この吸引
電流ＩP0（又はＩNO）の電流値は出力電圧ＶINの変化に
比例して変化するので、可変分圧回路１４に一旦設定し
た分圧比βに対応する擬似的な定抵抗負荷が設定される
こととなる。
る交流電圧であっても、分圧電圧ＶSPに応じた電流ＩP0
（又はＩNO）を被試験装置から吸引し、且つ、この吸引
電流ＩP0（又はＩNO）の電流値は出力電圧ＶINの変化に
比例して変化するので、可変分圧回路１４に一旦設定し
た分圧比βに対応する擬似的な定抵抗負荷が設定される
こととなる。
【００４３】又、出力電圧ＶINがこのような極性変化を
伴わないで振幅変化する場合にも同様に、ＭＯＳＦＥＴ
６，７の内の順バイアスとなるＭＯＳＦＥＴ及びそれに
付随する差動増幅器（ＯＰ１又はＯＰ２のいずれか一
方）が、出力電圧ＶINの変化に比例した電流ＩP0（又は
ＩN0）を被試験装置から吸引するので、可変分圧回路１
４に一旦設定した分圧比βに対応する擬似的な定抵抗負
荷を設定することができる。
伴わないで振幅変化する場合にも同様に、ＭＯＳＦＥＴ
６，７の内の順バイアスとなるＭＯＳＦＥＴ及びそれに
付随する差動増幅器（ＯＰ１又はＯＰ２のいずれか一
方）が、出力電圧ＶINの変化に比例した電流ＩP0（又は
ＩN0）を被試験装置から吸引するので、可変分圧回路１
４に一旦設定した分圧比βに対応する擬似的な定抵抗負
荷を設定することができる。
【００４４】（Ｂ）切替えスイッチ１９をオフ状態にし
た場合の定抵抗負荷試験モードの動作。 (B-1)被試験装
置の出力電圧ＶINが直流の場合。 切替えスイッチ１９をオフにすると、電圧レギュレート
回路２０及び安定化回路２１による充電動作が行われな
くなる一方、バッテリＢＴに蓄積されていた充電エネル
ギーにより正電源電圧ＶDDが発生すると同時に、電圧反
転回路２２から負電源電圧ＶEEが発生し、これらの電源
電圧ＶDD，ＶEEにより内部回路が作動する。
た場合の定抵抗負荷試験モードの動作。 (B-1)被試験装
置の出力電圧ＶINが直流の場合。 切替えスイッチ１９をオフにすると、電圧レギュレート
回路２０及び安定化回路２１による充電動作が行われな
くなる一方、バッテリＢＴに蓄積されていた充電エネル
ギーにより正電源電圧ＶDDが発生すると同時に、電圧反
転回路２２から負電源電圧ＶEEが発生し、これらの電源
電圧ＶDD，ＶEEにより内部回路が作動する。
【００４５】更に、整流用ダイオード３，４を介して電
圧レギュレート回路２０側へ電流が流れないので、被試
験装置から吸引する電流ＩP0（又はＩN0）はＭＯＳＦＥ
Ｔ６，７に流れる電流ＩP1（又はＩN1）と等しくなる。
即ち、バッテリＢＴから各内部回路を流れる電流は共通
グランドＧＮＤを介してバッテリＢＴへ流れるので、共
通グランドＧＮＤから接点Ｐ１へは電流Ｉｇが流入しな
い（Ｉｇ＝０）。
圧レギュレート回路２０側へ電流が流れないので、被試
験装置から吸引する電流ＩP0（又はＩN0）はＭＯＳＦＥ
Ｔ６，７に流れる電流ＩP1（又はＩN1）と等しくなる。
即ち、バッテリＢＴから各内部回路を流れる電流は共通
グランドＧＮＤを介してバッテリＢＴへ流れるので、共
通グランドＧＮＤから接点Ｐ１へは電流Ｉｇが流入しな
い（Ｉｇ＝０）。
【００４６】そして、前記(A-1) の欄において説明した
のと同様に、出力電圧ＶINの極性及び電圧に応じて、加
算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯＳＦＥＴ６，７が分圧電圧
ＶSPによる制御を受けて、被試験装置からの吸引電流Ｉ
P0（又はＩN0）を制御する。
のと同様に、出力電圧ＶINの極性及び電圧に応じて、加
算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯＳＦＥＴ６，７が分圧電圧
ＶSPによる制御を受けて、被試験装置からの吸引電流Ｉ
P0（又はＩN0）を制御する。
【００４７】このように、バッテリＢＴによる試験動作
においても、入力端子１，２間の出力電圧ＶINに対応す
る吸引電流ＩP0（又はＩN0）を設定するので、擬似的な
定抵抗負荷が実現される。更に、前記(A-1) の欄におい
て説明した定抵抗負荷試験モード（切替えスイッチ１９
をオンにしたとき）では、内部回路から共通グランドＧ
ＮＤを介して接点Ｐ１へ流入する流入電流Ｉｇが存在す
るために、吸引電流ＩP0（又はＩN0）の電流値をこの流
入電流Ｉｇよりも小さくすることができず、定抵抗負荷
試験モードの限界となるが、これに対してバッテリＢＴ
による試験動作にあっては、流入電流Ｉｇが０アンペア
となるので、吸引電流ＩP0（又はＩN0）の電流値を十分
に小さくすることができる。したがって、バッテリＢＴ
による試験動作にあっては、出力電流の小さな被試験装
置等に対する定抵抗負荷試験を行うことができるという
効果が発揮される。
においても、入力端子１，２間の出力電圧ＶINに対応す
る吸引電流ＩP0（又はＩN0）を設定するので、擬似的な
定抵抗負荷が実現される。更に、前記(A-1) の欄におい
て説明した定抵抗負荷試験モード（切替えスイッチ１９
をオンにしたとき）では、内部回路から共通グランドＧ
ＮＤを介して接点Ｐ１へ流入する流入電流Ｉｇが存在す
るために、吸引電流ＩP0（又はＩN0）の電流値をこの流
入電流Ｉｇよりも小さくすることができず、定抵抗負荷
試験モードの限界となるが、これに対してバッテリＢＴ
による試験動作にあっては、流入電流Ｉｇが０アンペア
となるので、吸引電流ＩP0（又はＩN0）の電流値を十分
に小さくすることができる。したがって、バッテリＢＴ
による試験動作にあっては、出力電流の小さな被試験装
置等に対する定抵抗負荷試験を行うことができるという
効果が発揮される。
【００４８】(B-2)被試験装置の出力電圧ＶINが交流又
は変化する場合。 入力端子１，２間に印加される出力電圧ＶINが極性の変
化を伴って変化する場合であっても、極性の変化を伴わ
ないで変化する場合であっても、前記(A-2) の欄で説明
したのと同様に、出力電圧ＶINの変化及び分圧電圧ＶSP
の変化に応じて、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が自動的に
変化する。そして、この出力電圧ＶINに対する吸引電流
ＩP0（又はＩN0）の変化は、可変分圧回路１４に設定さ
れる分圧比βと等しくなるので、擬似的な定抵抗負荷が
実現される。
は変化する場合。 入力端子１，２間に印加される出力電圧ＶINが極性の変
化を伴って変化する場合であっても、極性の変化を伴わ
ないで変化する場合であっても、前記(A-2) の欄で説明
したのと同様に、出力電圧ＶINの変化及び分圧電圧ＶSP
の変化に応じて、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が自動的に
変化する。そして、この出力電圧ＶINに対する吸引電流
ＩP0（又はＩN0）の変化は、可変分圧回路１４に設定さ
れる分圧比βと等しくなるので、擬似的な定抵抗負荷が
実現される。
【００４９】更に、バッテリＢＴを動作電源とする試験
にあっては、前記(B-1) において説明したのと同様に、
出力電流の小さな被試験装置に対する定抵抗負荷試験を
行うことができるという効果が発揮される。
にあっては、前記(B-1) において説明したのと同様に、
出力電流の小さな被試験装置に対する定抵抗負荷試験を
行うことができるという効果が発揮される。
【００５０】次に、かかる電子負荷装置の定電流負荷試
験時の動作を説明する。定電流負荷試験を行う際には、
コモン接点ｄと切替え接点ｃとを接続するように切替え
スイッチＳＷを切替える。又、コモン接点ｄと切替え接
点ｂとを接続するように切替えスイッチＳＷを切替えて
直流電圧の外部信号Ｓｃを外部入力端子１６，１７に印
加する。尚、切替え接点ｃに切替えると、可変電圧回路
１８を調節することにより発生する直流電圧Ｖref によ
る定電流負荷試験を行うことができ、切替え接点ｂに切
替えると、所謂ファンクションジェネレータ等で形成さ
れた様々な波形の外部制御信号Ｓｃによるダイナミック
な電流負荷試験（吸引電流を様々に変化させる試験）を
行うこともできる。
験時の動作を説明する。定電流負荷試験を行う際には、
コモン接点ｄと切替え接点ｃとを接続するように切替え
スイッチＳＷを切替える。又、コモン接点ｄと切替え接
点ｂとを接続するように切替えスイッチＳＷを切替えて
直流電圧の外部信号Ｓｃを外部入力端子１６，１７に印
加する。尚、切替え接点ｃに切替えると、可変電圧回路
１８を調節することにより発生する直流電圧Ｖref によ
る定電流負荷試験を行うことができ、切替え接点ｂに切
替えると、所謂ファンクションジェネレータ等で形成さ
れた様々な波形の外部制御信号Ｓｃによるダイナミック
な電流負荷試験（吸引電流を様々に変化させる試験）を
行うこともできる。
【００５１】但し、この切替えスイッチＳＷを切替え接
点ｂ又は切替え接点ｃのいずれに切替えても、使用の態
様のみが相違するだけであり、短時間でみればコモン接
点ｄを介して接点Ｐ４に印加される電圧は実質的に同じ
であるので、可変電圧回路１８による定電流負荷試験時
の動作を代表して説明する。
点ｂ又は切替え接点ｃのいずれに切替えても、使用の態
様のみが相違するだけであり、短時間でみればコモン接
点ｄを介して接点Ｐ４に印加される電圧は実質的に同じ
であるので、可変電圧回路１８による定電流負荷試験時
の動作を代表して説明する。
【００５２】（Ｃ）切替えスイッチ１９をオン状態にし
た場合の定電流負荷試験モードの動作。 試験者が切替
えスイッチＳＷを接点ｃ側に切替え接続すると共に、図
２中に示す可変電圧回路１８の可変抵抗３７を調節する
ことにより所望の直流電圧Ｖre f を設定すると、この直
流電圧Ｖref は切替えスイッチＳＷを介して加算器ＯＰ
１，ＯＰ２の反転入力接点に印加される。
た場合の定電流負荷試験モードの動作。 試験者が切替
えスイッチＳＷを接点ｃ側に切替え接続すると共に、図
２中に示す可変電圧回路１８の可変抵抗３７を調節する
ことにより所望の直流電圧Ｖre f を設定すると、この直
流電圧Ｖref は切替えスイッチＳＷを介して加算器ＯＰ
１，ＯＰ２の反転入力接点に印加される。
【００５３】更に、入力端子１，２間における被試験装
置からの出力電圧ＶINの極性に関わらず、整流用ダイオ
ード３，４の整流作用によって、接点Ｐ５に発生する正
の電圧ＶＰ５と被試験装置の出力電流の一部の電流ＩRG
が電圧レギュレート回路２０に供給される。したがっ
て、前記定抵抗負荷試験モードの場合と同様に、電圧レ
ギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路
２２によって正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが形成さ
れると同時に、バッテリＢＴの充電が行われる。
置からの出力電圧ＶINの極性に関わらず、整流用ダイオ
ード３，４の整流作用によって、接点Ｐ５に発生する正
の電圧ＶＰ５と被試験装置の出力電流の一部の電流ＩRG
が電圧レギュレート回路２０に供給される。したがっ
て、前記定抵抗負荷試験モードの場合と同様に、電圧レ
ギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回路
２２によって正電源電圧ＶDDと負電源電圧ＶEEが形成さ
れると同時に、バッテリＢＴの充電が行われる。
【００５４】又、このようにして形成された正電源電圧
ＶDDと負電源電圧ＶEEにより内部回路を流れる電流は、
共通グランドＧＮＤを介して接点Ｐ１へ流入する流入電
流Ｉｇとなる。
ＶDDと負電源電圧ＶEEにより内部回路を流れる電流は、
共通グランドＧＮＤを介して接点Ｐ１へ流入する流入電
流Ｉｇとなる。
【００５５】そして、出力電圧ＶINが入力端子２よりも
入力端子１の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ７が逆バイアスとなるので、直流電圧Ｖref に応じ
て加算器ＯＰ１がＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1を自
動制御する。更に、加算器ＯＰ１は、直流電圧Ｖrefと
電流ＩP2（＝ＩP1＋Ｉｇ）により抵抗９に発生する電圧
Ｖ3 について所謂イマジナリショートの条件を満足する
ように、ＭＯＳＦＥＴ６の電流ＩP1を制御する結果、前
記定抵抗負荷試験の場合と同様に、流入電流Ｉｇと電流
ＩP1との電流比αが常に一定となる。よって、流入電流
Ｉ2 と電流Ｉ1 は共に直流電圧Ｖref に比例するので、
被試験装置からの吸引電流ＩP0は、直流電圧Ｖref に比
例して、 ＩP0＝ＩP2＝ＩP1＋ＩRG＝ＩP1＋Ｉｇ＝ＩP1（１＋１／
α） の条件を満足する。
入力端子１の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ７が逆バイアスとなるので、直流電圧Ｖref に応じ
て加算器ＯＰ１がＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1を自
動制御する。更に、加算器ＯＰ１は、直流電圧Ｖrefと
電流ＩP2（＝ＩP1＋Ｉｇ）により抵抗９に発生する電圧
Ｖ3 について所謂イマジナリショートの条件を満足する
ように、ＭＯＳＦＥＴ６の電流ＩP1を制御する結果、前
記定抵抗負荷試験の場合と同様に、流入電流Ｉｇと電流
ＩP1との電流比αが常に一定となる。よって、流入電流
Ｉ2 と電流Ｉ1 は共に直流電圧Ｖref に比例するので、
被試験装置からの吸引電流ＩP0は、直流電圧Ｖref に比
例して、 ＩP0＝ＩP2＝ＩP1＋ＩRG＝ＩP1＋Ｉｇ＝ＩP1（１＋１／
α） の条件を満足する。
【００５６】更に、出力電圧ＶINが、入力端子１よりも
入力端子２の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ６がショート状態となるので、直流電圧Ｖref に応
じて加算器ＯＰ２が、流入電流ＩｇとＭＯＳＦＥＴ７に
流れる電流ＩN1との電流比αを常に一定とするように自
動制御する。
入力端子２の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ６がショート状態となるので、直流電圧Ｖref に応
じて加算器ＯＰ２が、流入電流ＩｇとＭＯＳＦＥＴ７に
流れる電流ＩN1との電流比αを常に一定とするように自
動制御する。
【００５７】尚、前記の定抵抗負荷試験の場合には、出
力電圧ＶINを可変分圧回路１４で分圧して加算器ＯＰ
１，ＯＰ２を制御するので、出力電圧ＶINの変化に比例
して吸引電流ＩN0が変化することから、擬似的な一定の
負荷抵抗を設定することができるのに対し、この定電流
負荷試験モードでは、可変電圧回路１８で調節された直
流電圧Ｖref に応じて一方的に加算器ＯＰ１，ＯＰ２が
ＭＯＳＦＥＴ６，７を制御するので、出力電圧ＶINが変
化しても、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が一定電流値に設
定され、定電流負荷試験が可能となる。
力電圧ＶINを可変分圧回路１４で分圧して加算器ＯＰ
１，ＯＰ２を制御するので、出力電圧ＶINの変化に比例
して吸引電流ＩN0が変化することから、擬似的な一定の
負荷抵抗を設定することができるのに対し、この定電流
負荷試験モードでは、可変電圧回路１８で調節された直
流電圧Ｖref に応じて一方的に加算器ＯＰ１，ＯＰ２が
ＭＯＳＦＥＴ６，７を制御するので、出力電圧ＶINが変
化しても、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が一定電流値に設
定され、定電流負荷試験が可能となる。
【００５８】（Ｄ）切替えスイッチ１９をオフ状態にし
た場合の定電流負荷試験モードの動作。 切替えスイッ
チ１９をオフにすると、電圧レギュレート回路２０及び
安定化回路２１による充電動作が行われなくなる一方、
バッテリＢＴに蓄積されていた充電エネルギーにより正
電源電圧ＶDDが発生すると同時に、電圧反転回路２２か
ら負電源電圧ＶEEが発生し、これらの電源電圧ＶDD，Ｖ
EEにより内部回路が作動する。
た場合の定電流負荷試験モードの動作。 切替えスイッ
チ１９をオフにすると、電圧レギュレート回路２０及び
安定化回路２１による充電動作が行われなくなる一方、
バッテリＢＴに蓄積されていた充電エネルギーにより正
電源電圧ＶDDが発生すると同時に、電圧反転回路２２か
ら負電源電圧ＶEEが発生し、これらの電源電圧ＶDD，Ｖ
EEにより内部回路が作動する。
【００５９】更に、整流用ダイオード３，４を介して電
圧レギュレート回路２０側へ電流が流れず、バッテリＢ
Ｔから各内部回路を流れる電流は共通グランドＧＮＤを
介してバッテリＢＴへ流れることとなるので、共通グラ
ンドＧＮＤから接点Ｐ１へは電流Ｉｇが流入しない（Ｉ
ｇ＝０）。よって、被試験装置から吸引する電流Ｉ
P0（又はＩN0）は、ＭＯＳＦＥＴ６，７に流れる電流Ｉ
P1（又はＩN1）と等しくなり、更に、電流ＩP2（又はＩ
N2）とも等しくなる。
圧レギュレート回路２０側へ電流が流れず、バッテリＢ
Ｔから各内部回路を流れる電流は共通グランドＧＮＤを
介してバッテリＢＴへ流れることとなるので、共通グラ
ンドＧＮＤから接点Ｐ１へは電流Ｉｇが流入しない（Ｉ
ｇ＝０）。よって、被試験装置から吸引する電流Ｉ
P0（又はＩN0）は、ＭＯＳＦＥＴ６，７に流れる電流Ｉ
P1（又はＩN1）と等しくなり、更に、電流ＩP2（又はＩ
N2）とも等しくなる。
【００６０】そして、出力電圧ＶINが入力端子２よりも
入力端子１の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ７がショート状態となるので、加算器ＯＰ１が、直
流電圧Ｖref に応じてＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1
を自動制御すると共に、直流電圧Ｖref と電流ＩP1（＝
ＩP2）により抵抗９に発生する電圧Ｖ3 について所謂イ
マジナリショートの条件を満足するように、ＭＯＳＦＥ
Ｔ６の電流ＩP1を自動調節する。
入力端子１の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ６が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ７がショート状態となるので、加算器ＯＰ１が、直
流電圧Ｖref に応じてＭＯＳＦＥＴ６に流れる電流ＩP1
を自動制御すると共に、直流電圧Ｖref と電流ＩP1（＝
ＩP2）により抵抗９に発生する電圧Ｖ3 について所謂イ
マジナリショートの条件を満足するように、ＭＯＳＦＥ
Ｔ６の電流ＩP1を自動調節する。
【００６１】更に、出力電圧ＶINが、入力端子１よりも
入力端子２の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ６がショート状態となるので、加算器ＯＰ２が直流
電圧Ｖref に応じてＭＯＳＦＥＴ７に流れる電流ＩN1を
自動制御すると共に、電流ＩN1（＝ＩN2）により抵抗８
に発生する電圧Ｖ2 と直流電圧Ｖref について所謂イマ
ジナリショートの条件を満足するように、ＭＯＳＦＥＴ
７の電流ＩN1を自動調節する。
入力端子２の方が高い電圧となる場合（交流、直流を問
わない）には、ＭＯＳＦＥＴ７が順バイアス、ＭＯＳＦ
ＥＴ６がショート状態となるので、加算器ＯＰ２が直流
電圧Ｖref に応じてＭＯＳＦＥＴ７に流れる電流ＩN1を
自動制御すると共に、電流ＩN1（＝ＩN2）により抵抗８
に発生する電圧Ｖ2 と直流電圧Ｖref について所謂イマ
ジナリショートの条件を満足するように、ＭＯＳＦＥＴ
７の電流ＩN1を自動調節する。
【００６２】このように、このバッテリＢＴを動作電源
とする定電流負荷試験モードでは、可変電圧回路１８で
調節された直流電圧Ｖref に応じて一方的に加算器ＯＰ
１，ＯＰ２がＭＯＳＦＥＴ６，７を制御するので、出力
電圧ＶINが変化しても、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が一
定電流値に設定され、定電流負荷試験が可能となる。更
に、流入電流Ｉｇが０アンペアとなるので、吸引電流Ｉ
P0（又はＩN0）の電流値を十分に小さくすることができ
る。したがって、バッテリＢＴによる試験動作にあって
は、出力電流の小さな被試験装置等に対する定電流負荷
試験を行うことができるという効果が発揮される。
とする定電流負荷試験モードでは、可変電圧回路１８で
調節された直流電圧Ｖref に応じて一方的に加算器ＯＰ
１，ＯＰ２がＭＯＳＦＥＴ６，７を制御するので、出力
電圧ＶINが変化しても、吸引電流ＩP0（又はＩN0）が一
定電流値に設定され、定電流負荷試験が可能となる。更
に、流入電流Ｉｇが０アンペアとなるので、吸引電流Ｉ
P0（又はＩN0）の電流値を十分に小さくすることができ
る。したがって、バッテリＢＴによる試験動作にあって
は、出力電流の小さな被試験装置等に対する定電流負荷
試験を行うことができるという効果が発揮される。
【００６３】以上に説明したように、この実施例によれ
ば、無電源方式の電子負荷装置を提供することができる
と共に、内部回路が要する電力を被試験装置から受ける
ようにしても、この電力をも定抵抗負荷と定電流負荷の
条件を得るために自動制御するので、高精度の電子負荷
装置を提供することができる。
ば、無電源方式の電子負荷装置を提供することができる
と共に、内部回路が要する電力を被試験装置から受ける
ようにしても、この電力をも定抵抗負荷と定電流負荷の
条件を得るために自動制御するので、高精度の電子負荷
装置を提供することができる。
【００６４】次に、本発明による電子負荷装置の他の実
施例を図４と共に説明する。尚、図４において図１と同
一又は相当する部分を同一符号で示す。この実施例は、
負荷試験の際にＭＯＳＦＥＴ６，７が電力消費による熱
を発生するので、これらを冷却するための冷却手段を設
け、更に、この冷却手段を動作させるための電力も被試
験装置の電力の一部を利用することによって無電源方式
にしたものである。
施例を図４と共に説明する。尚、図４において図１と同
一又は相当する部分を同一符号で示す。この実施例は、
負荷試験の際にＭＯＳＦＥＴ６，７が電力消費による熱
を発生するので、これらを冷却するための冷却手段を設
け、更に、この冷却手段を動作させるための電力も被試
験装置の電力の一部を利用することによって無電源方式
にしたものである。
【００６５】まず、この冷却手段の構成を説明すると、
図４中、直流電源で作動する空冷用の冷却ファン５０
と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１と、差動増幅器ＯＰ７
と、ダイオード５５及び、抵抗５２，５３，５４を備え
ている。冷却ファイン５０は整流用ダイオード３，４の
共通カソード接点Ｐ５とＭＯＳＦＥＴ５１のドレイン間
に接続され、ＭＯＳＦＥＴ５１のソースが抵抗５２を介
して共通グランドＧＮＤに接続されると共に差動増幅器
ＯＰ７の反転入力接点に接続され、そのゲートが差動増
幅器ＯＰ７の出力接点に接続されている。差動増幅器Ｏ
Ｐ７の反転入力接点は、分圧抵抗５３を介して接点Ｐ４
に接続されると共に、分圧抵抗５４を介して共通グラン
ドＧＮＤに接続され、更に、ダイオード５５のアノード
に接続され、ダイオード５５のカソードが共通グランド
ＧＮＤに接続されている。
図４中、直流電源で作動する空冷用の冷却ファン５０
と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ５１と、差動増幅器ＯＰ７
と、ダイオード５５及び、抵抗５２，５３，５４を備え
ている。冷却ファイン５０は整流用ダイオード３，４の
共通カソード接点Ｐ５とＭＯＳＦＥＴ５１のドレイン間
に接続され、ＭＯＳＦＥＴ５１のソースが抵抗５２を介
して共通グランドＧＮＤに接続されると共に差動増幅器
ＯＰ７の反転入力接点に接続され、そのゲートが差動増
幅器ＯＰ７の出力接点に接続されている。差動増幅器Ｏ
Ｐ７の反転入力接点は、分圧抵抗５３を介して接点Ｐ４
に接続されると共に、分圧抵抗５４を介して共通グラン
ドＧＮＤに接続され、更に、ダイオード５５のアノード
に接続され、ダイオード５５のカソードが共通グランド
ＧＮＤに接続されている。
【００６６】そして、分圧抵抗５３，５４が接点Ｐ４に
生じる電圧を分圧し、この分圧電圧（以下、駆動制御電
圧と呼ぶ）ＶF に従って差動増幅器ＯＰ７がＭＯＳＦＥ
Ｔ５１のゲート電圧を制御し、ＭＯＳＦＥＴ５１が冷却
ファン５０を差動させるための電流ＩRG2 を設定するよ
うになっている。尚、差動増幅器ＯＰ７は正電源電圧Ｖ
DDと負電源電圧ＶEEにより動作する。
生じる電圧を分圧し、この分圧電圧（以下、駆動制御電
圧と呼ぶ）ＶF に従って差動増幅器ＯＰ７がＭＯＳＦＥ
Ｔ５１のゲート電圧を制御し、ＭＯＳＦＥＴ５１が冷却
ファン５０を差動させるための電流ＩRG2 を設定するよ
うになっている。尚、差動増幅器ＯＰ７は正電源電圧Ｖ
DDと負電源電圧ＶEEにより動作する。
【００６７】次に、かかる冷却手段を備えたこの実施例
の動作を定抵抗負荷試験モードと定電流負荷試験モード
とに別けて説明する。 （Ｅ）定抵抗負荷試験モードにおける動作。 被試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ａ側に接続
することによって定抵抗負荷試験モードとなり、前記第
１の実施例と同様に、可変分圧回路１４から出力される
分圧電圧ＶSPに従って加算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯＳ
ＦＥＴ６，７が被試験装置からの吸引電流ＩP0（又はＩ
N0）を自動調節する。
の動作を定抵抗負荷試験モードと定電流負荷試験モード
とに別けて説明する。 （Ｅ）定抵抗負荷試験モードにおける動作。 被試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ａ側に接続
することによって定抵抗負荷試験モードとなり、前記第
１の実施例と同様に、可変分圧回路１４から出力される
分圧電圧ＶSPに従って加算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯＳ
ＦＥＴ６，７が被試験装置からの吸引電流ＩP0（又はＩ
N0）を自動調節する。
【００６８】切替えスイッチ１９をオンにすれば、電圧
レギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回
路２２が被試験装置の出力電力の一部を利用して、内部
回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDDと
負電源電圧ＶEEを発生させ、一方、切替えスイッチ１９
をオフにすれば、バッテリＢＴが動作電源となって、内
部回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDD
と負電源電圧ＶEEを発生させる。
レギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回
路２２が被試験装置の出力電力の一部を利用して、内部
回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDDと
負電源電圧ＶEEを発生させ、一方、切替えスイッチ１９
をオフにすれば、バッテリＢＴが動作電源となって、内
部回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDD
と負電源電圧ＶEEを発生させる。
【００６９】冷却手段における分圧抵抗５３，５４は、
可変分圧回路１４から出力される分圧電圧ＶSPを所定の
分圧比で分圧することによって駆動制御電圧ＶF を発生
させ、差動増幅器ＯＰ７及びＭＯＳＦＥＴ５１がこの駆
動制御電圧ＶF に比例した電流ＩRG2 を冷却ファン５０
に流す。ここで、ダイオード５５の順方向電圧は約０．
６ボルトないし０．７ボルト程度であるので、駆動制御
電圧ＶF はこの順方向電圧を上限として規制され、共通
グランドＧＮＤの電圧（０ボルト）からこの順方向電圧
の範囲内で変化する。更に、駆動制御電圧ＶF がかかる
電圧範囲内であれば、分圧電圧ＶSPは出力電圧ＶINに比
例し、且つ駆動制御電圧ＶF は分圧電圧ＶSPに比例し、
更に、電流ＩRG2 は駆動制御電圧ＶF に比例するので、
出力電圧ＶINの電圧振幅に応じて電流ＩRG2 が変化し、
冷却ファン５０の回転数の変化による空冷容量も変化す
る。そして、駆動制御電圧ＶF の上限をダイオード５５
の順方向電圧に設定したので、冷却ファン５０に流す電
流ＩRG2 が定格値を超えるのを防止して、冷却ファン５
０の消耗や破損を防止することができるようになってい
る。
可変分圧回路１４から出力される分圧電圧ＶSPを所定の
分圧比で分圧することによって駆動制御電圧ＶF を発生
させ、差動増幅器ＯＰ７及びＭＯＳＦＥＴ５１がこの駆
動制御電圧ＶF に比例した電流ＩRG2 を冷却ファン５０
に流す。ここで、ダイオード５５の順方向電圧は約０．
６ボルトないし０．７ボルト程度であるので、駆動制御
電圧ＶF はこの順方向電圧を上限として規制され、共通
グランドＧＮＤの電圧（０ボルト）からこの順方向電圧
の範囲内で変化する。更に、駆動制御電圧ＶF がかかる
電圧範囲内であれば、分圧電圧ＶSPは出力電圧ＶINに比
例し、且つ駆動制御電圧ＶF は分圧電圧ＶSPに比例し、
更に、電流ＩRG2 は駆動制御電圧ＶF に比例するので、
出力電圧ＶINの電圧振幅に応じて電流ＩRG2 が変化し、
冷却ファン５０の回転数の変化による空冷容量も変化す
る。そして、駆動制御電圧ＶF の上限をダイオード５５
の順方向電圧に設定したので、冷却ファン５０に流す電
流ＩRG2 が定格値を超えるのを防止して、冷却ファン５
０の消耗や破損を防止することができるようになってい
る。
【００７０】ここで、上述のように、切替えスイッチ１
９をオンにすれば、整流用ダイオード３，４の接点Ｐ５
を介して流れる電流ＩRGは、電圧レギュレート回路２０
側へ流れる電流ＩRG1 と冷却ファン５０に流れる電流Ｉ
RG2 との加算電流になり、前記第１の実施例と同様に、
この加算電流ＩRGは接点Ｐ１に流入する流入電流Ｉｇと
等しい電流値となる。よって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２
は、この加算電流ＩRGを含めて吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節すると共に、出力電圧ＶINの電圧振幅
に比例して吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節するの
で、擬似的な定抵抗負荷を入力端子１，２間に接続する
機能を発揮する。
９をオンにすれば、整流用ダイオード３，４の接点Ｐ５
を介して流れる電流ＩRGは、電圧レギュレート回路２０
側へ流れる電流ＩRG1 と冷却ファン５０に流れる電流Ｉ
RG2 との加算電流になり、前記第１の実施例と同様に、
この加算電流ＩRGは接点Ｐ１に流入する流入電流Ｉｇと
等しい電流値となる。よって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２
は、この加算電流ＩRGを含めて吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節すると共に、出力電圧ＶINの電圧振幅
に比例して吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節するの
で、擬似的な定抵抗負荷を入力端子１，２間に接続する
機能を発揮する。
【００７１】一方、切替えスイッチ１９をオフにすれ
ば、バッテリＢＴを動作電源として内部回路が作動し、
電流ＩRG1 は流れないので、整流用ダイオード３，４の
接点Ｐ５を介して流れる電流ＩRGは冷却ファン５０に流
れる電流ＩRG2 と等しくなる。更に、接点Ｐ１に流入す
る電流Ｉｇは、この冷却ファン５０に流れる電流ＩRG2
と等しくなる。したがって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２及び
ＭＯＳＦＥＴ６，７は、電流ＩRG（＝ＩRG2 ）を含めて
吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節すると共に、出力
電圧ＶINの電圧振幅に比例して吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節することとなり、この場合にも、擬似
的な定抵抗負荷を入力端子１，２間に接続する機能を発
揮する。
ば、バッテリＢＴを動作電源として内部回路が作動し、
電流ＩRG1 は流れないので、整流用ダイオード３，４の
接点Ｐ５を介して流れる電流ＩRGは冷却ファン５０に流
れる電流ＩRG2 と等しくなる。更に、接点Ｐ１に流入す
る電流Ｉｇは、この冷却ファン５０に流れる電流ＩRG2
と等しくなる。したがって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２及び
ＭＯＳＦＥＴ６，７は、電流ＩRG（＝ＩRG2 ）を含めて
吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節すると共に、出力
電圧ＶINの電圧振幅に比例して吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節することとなり、この場合にも、擬似
的な定抵抗負荷を入力端子１，２間に接続する機能を発
揮する。
【００７２】このように、この実施例によれば、ＭＯＳ
ＦＥＴ６，７は冷却ファン５０によって強制空冷される
ので耐熱性の向上が図られ、更に、無電源方式であって
も精度の良い定抵抗負荷試験を可能にする。
ＦＥＴ６，７は冷却ファン５０によって強制空冷される
ので耐熱性の向上が図られ、更に、無電源方式であって
も精度の良い定抵抗負荷試験を可能にする。
【００７３】尚、出力電圧ＶINの電圧振幅の変化に応じ
て駆動制御電圧ＶF も変化するので、出力電圧ＶINの電
圧振幅の変化に応じて冷却ファン５０の回転数も変化し
且つ冷却容量も変化する。しかし、出力電圧ＶINの電圧
振幅が大きくなる程、ＭＯＳＦＥＴ６，７の消費電力が
増加して発熱量も増えるのに対応して、冷却ファン５０
の回転数も上がり且つ冷却容量も増加し、逆に、出力電
圧ＶINの電圧振幅が小さくなる程、ＭＯＳＦＥＴ６，７
の消費電力が減少して発熱量も減るのに対応して、冷却
ファン５０の回転数も下がり且つ冷却容量も減少するの
で、ＭＯＳＦＥＴ６，７の発熱量に応じた冷却効果が発
揮され、合理的且つ効率の良い冷却を実現している。
て駆動制御電圧ＶF も変化するので、出力電圧ＶINの電
圧振幅の変化に応じて冷却ファン５０の回転数も変化し
且つ冷却容量も変化する。しかし、出力電圧ＶINの電圧
振幅が大きくなる程、ＭＯＳＦＥＴ６，７の消費電力が
増加して発熱量も増えるのに対応して、冷却ファン５０
の回転数も上がり且つ冷却容量も増加し、逆に、出力電
圧ＶINの電圧振幅が小さくなる程、ＭＯＳＦＥＴ６，７
の消費電力が減少して発熱量も減るのに対応して、冷却
ファン５０の回転数も下がり且つ冷却容量も減少するの
で、ＭＯＳＦＥＴ６，７の発熱量に応じた冷却効果が発
揮され、合理的且つ効率の良い冷却を実現している。
【００７４】（Ｆ）定電流負荷試験モードにおける動
作。 被試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ｃ側に接続
することによって定電流負荷試験モードとなり、前記第
１の実施例と同様に、可変電圧回路１８から出力される
直流電圧Ｖref に従って加算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯ
ＳＦＥＴ６，７が被試験装置からの吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節する。
作。 被試験者が切替えスイッチＳＷを切替え接点ｃ側に接続
することによって定電流負荷試験モードとなり、前記第
１の実施例と同様に、可変電圧回路１８から出力される
直流電圧Ｖref に従って加算器ＯＰ１，ＯＰ２及びＭＯ
ＳＦＥＴ６，７が被試験装置からの吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節する。
【００７５】切替えスイッチ１９をオンにすれば、電圧
レギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回
路２２が被試験装置の出力電力の一部を利用して、内部
回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDDと
負電源電圧ＶEEを発生させ、一方、切替えスイッチ１９
をオフにすれば、バッテリＢＴが動作電源となって、内
部回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDD
と負電源電圧ＶEEを発生させる。
レギュレート回路２０と安定化回路２１及び電圧反転回
路２２が被試験装置の出力電力の一部を利用して、内部
回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDDと
負電源電圧ＶEEを発生させ、一方、切替えスイッチ１９
をオフにすれば、バッテリＢＴが動作電源となって、内
部回路及び冷却手段を作動させるための正電源電圧ＶDD
と負電源電圧ＶEEを発生させる。
【００７６】冷却手段における分圧抵抗５３，５４は、
可変電圧回路１８から出力される直流電圧Ｖref を所定
の分圧比で分圧することによって駆動制御電圧ＶF を発
生させ、差動増幅器ＯＰ７及びＭＯＳＦＥＴ５１がこの
駆動制御電圧ＶF に比例した電流ＩRG2 を冷却ファン５
０に流す。ここで、ダイオード５５の順方向電圧は約
０．６ボルトないし０．７ボルト程度であるので、駆動
制御電圧ＶF はこの順方向電圧を上限として規制され、
共通グランドＧＮＤの電圧（０ボルト）からこの順方向
電圧の範囲内で変化する。更に、駆動制御電圧ＶF がか
かる電圧範囲内であれば直流電圧Ｖref に比例する。
可変電圧回路１８から出力される直流電圧Ｖref を所定
の分圧比で分圧することによって駆動制御電圧ＶF を発
生させ、差動増幅器ＯＰ７及びＭＯＳＦＥＴ５１がこの
駆動制御電圧ＶF に比例した電流ＩRG2 を冷却ファン５
０に流す。ここで、ダイオード５５の順方向電圧は約
０．６ボルトないし０．７ボルト程度であるので、駆動
制御電圧ＶF はこの順方向電圧を上限として規制され、
共通グランドＧＮＤの電圧（０ボルト）からこの順方向
電圧の範囲内で変化する。更に、駆動制御電圧ＶF がか
かる電圧範囲内であれば直流電圧Ｖref に比例する。
【００７７】ここで、上述のように、切替えスイッチ１
９をオンにすれば、整流用ダイオード３，４の接点Ｐ５
を介して流れる電流ＩRGは、電圧レギュレート回路２０
側へ流れる電流ＩRG1 と冷却ファン５０に流れる電流Ｉ
RG2 との加算電流になり、前記第１の実施例と同様に、
この加算電流ＩRGは接点Ｐ１に流入する流入電流Ｉｇと
等しい電流値となる。よって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２
は、この加算電流ＩRGを含めて吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節すると共に、直流電圧Ｖref で設定さ
れた一定値の吸引電流ＩP0（又はＩN0）を被試験装置か
ら吸引するように自動調節するので、定電流負荷試験を
実現する。
９をオンにすれば、整流用ダイオード３，４の接点Ｐ５
を介して流れる電流ＩRGは、電圧レギュレート回路２０
側へ流れる電流ＩRG1 と冷却ファン５０に流れる電流Ｉ
RG2 との加算電流になり、前記第１の実施例と同様に、
この加算電流ＩRGは接点Ｐ１に流入する流入電流Ｉｇと
等しい電流値となる。よって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２
は、この加算電流ＩRGを含めて吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）を自動調節すると共に、直流電圧Ｖref で設定さ
れた一定値の吸引電流ＩP0（又はＩN0）を被試験装置か
ら吸引するように自動調節するので、定電流負荷試験を
実現する。
【００７８】一方、切替えスイッチ１９をオフにすれ
ば、バッテリＢＴを動作電源として内部回路が作動し、
電流ＩRG1 は流れないので、整流用ダイオード３，４の
接点Ｐ５を介して流れる電流ＩRGは冷却ファン５０に流
れる電流ＩRG2 と等しくなる。更に、接点Ｐ１に流入す
る電流Ｉｇは、この冷却ファン５０に流れる電流ＩRG2
と等しくなる。したがって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２及び
ＭＯＳＦＥＴ６，７は、電流ＩRG（＝ＩRG2 ）を含めて
吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節すると共に、直流
電圧Ｖref で設定された一定値の吸引電流ＩP0（又はＩ
N0）を被試験装置から吸引するように自動調節するの
で、定電流負荷試験を実現する。
ば、バッテリＢＴを動作電源として内部回路が作動し、
電流ＩRG1 は流れないので、整流用ダイオード３，４の
接点Ｐ５を介して流れる電流ＩRGは冷却ファン５０に流
れる電流ＩRG2 と等しくなる。更に、接点Ｐ１に流入す
る電流Ｉｇは、この冷却ファン５０に流れる電流ＩRG2
と等しくなる。したがって、加算器ＯＰ１，ＯＰ２及び
ＭＯＳＦＥＴ６，７は、電流ＩRG（＝ＩRG2 ）を含めて
吸引電流ＩP0（又はＩN0）を自動調節すると共に、直流
電圧Ｖref で設定された一定値の吸引電流ＩP0（又はＩ
N0）を被試験装置から吸引するように自動調節するの
で、定電流負荷試験を実現する。
【００７９】このように、この実施例によれば、定電流
負荷試験においても、ＭＯＳＦＥＴ６，７は冷却ファン
５０によって強制空冷されるので耐熱性の向上が図ら
れ、更に、無電源方式であっても精度の良い定電流負荷
試験を可能にする。
負荷試験においても、ＭＯＳＦＥＴ６，７は冷却ファン
５０によって強制空冷されるので耐熱性の向上が図ら
れ、更に、無電源方式であっても精度の良い定電流負荷
試験を可能にする。
【００８０】尚、切替えスイッチＳＷを切替え接点ｂに
切替えて、直流電圧の外部制御信号Ｓｃを印加しても、
定電流負荷試験を可能にする。又、種々の電圧波形の外
部制御信号Ｓｃを印加すれば、吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）をダイナミックに変化させる電流負荷試験を行う
ことができる。
切替えて、直流電圧の外部制御信号Ｓｃを印加しても、
定電流負荷試験を可能にする。又、種々の電圧波形の外
部制御信号Ｓｃを印加すれば、吸引電流ＩP0（又は
ＩN0）をダイナミックに変化させる電流負荷試験を行う
ことができる。
【００８１】更に、この第２の実施例では、冷却手段に
冷却ファン５０を適用したが、これに限らず、例えばペ
ルチェ素子その他の周知の冷却装置を用いることができ
る。
冷却ファン５０を適用したが、これに限らず、例えばペ
ルチェ素子その他の周知の冷却装置を用いることができ
る。
【００８２】
【発明の効果】以上に説明したように本発明によれば、
まず、被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を接続する電子
負荷装置にあっては、前記電源回路は、被試験装置の出
力電力から当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅器
及び可変分圧回路等の内部回路を作動するための正電源
電圧と負電源電圧を形成するので、無電源式の電子負荷
装置が実現される。
まず、被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を接続する電子
負荷装置にあっては、前記電源回路は、被試験装置の出
力電力から当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅器
及び可変分圧回路等の内部回路を作動するための正電源
電圧と負電源電圧を形成するので、無電源式の電子負荷
装置が実現される。
【００８３】更に、第１，第２の差動増幅器は、前記入
力端子に発生する被試験装置の出力電圧に比例した分圧
電圧と、第１，第２の抵抗に発生する電圧との差分電圧
が０になるように第１，第２のトランジスタを自動制御
する。そして、前記電源回路が形成する正電源電圧と負
電源電圧によって内部回路を流れた電流は共通グランド
を介して第１，第２の抵抗へ流入する。したがって、第
１，第２の差動増幅器と第１，第２のトランジスタは、
上記の共通グランドを介して流入する電流も含めて被試
験装置から吸引する電流を自動制御すると共に、被試験
装置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電
流を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験
装置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
力端子に発生する被試験装置の出力電圧に比例した分圧
電圧と、第１，第２の抵抗に発生する電圧との差分電圧
が０になるように第１，第２のトランジスタを自動制御
する。そして、前記電源回路が形成する正電源電圧と負
電源電圧によって内部回路を流れた電流は共通グランド
を介して第１，第２の抵抗へ流入する。したがって、第
１，第２の差動増幅器と第１，第２のトランジスタは、
上記の共通グランドを介して流入する電流も含めて被試
験装置から吸引する電流を自動制御すると共に、被試験
装置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電
流を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験
装置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
【００８４】又、冷却装置を備えた場合にも、この冷却
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入する。し
たがって、冷却装置を備えない場合と同様に、被試験装
置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電流
を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験装
置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入する。し
たがって、冷却装置を備えない場合と同様に、被試験装
置の出力電圧の電圧振幅に比例して被試験装置から電流
を吸引するので、擬似的に一定値の抵抗負荷を被試験装
置に接続する定抵抗負荷試験を可能にする。
【００８５】又、充電用バッテリを備える場合には、前
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定抵抗
負荷の設定範囲を拡張することができる。 一方、被試
験装置に擬似的な定電流負荷を接続する電子負荷装置に
あっては、前記電源回路は、被試験装置の出力電力から
当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅器及び可変分
圧回路等の内部回路を作動するための正電源電圧と負電
源電圧を形成するので、無電源式の電子負荷装置が実現
される。
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定抵抗
負荷の設定範囲を拡張することができる。 一方、被試
験装置に擬似的な定電流負荷を接続する電子負荷装置に
あっては、前記電源回路は、被試験装置の出力電力から
当該電子負荷装置の第１，第２の差動増幅器及び可変分
圧回路等の内部回路を作動するための正電源電圧と負電
源電圧を形成するので、無電源式の電子負荷装置が実現
される。
【００８６】更に、第１，第２の差動増幅器は、前記可
変電圧回路に発生する直流電圧と、第１，第２の抵抗に
発生する電圧との差分電圧が０になるように第１，第２
のトランジスタを自動制御する。そして、前記電源回路
が形成する正電源電圧と負電源電圧によって内部回路を
流れた電流は共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ
流入する。したがって、第１，第２の差動増幅器と第
１，第２のトランジスタは、上記の共通グランドを介し
て流入する電流も含めて被試験装置から吸引する電流を
自動制御すると共に、前記可変電圧回路に発生する直流
電圧に比例して被試験装置から一定電流を吸引するの
で、擬似的な定電流負荷を被試験装置に接続する定電流
負荷試験を可能にする。
変電圧回路に発生する直流電圧と、第１，第２の抵抗に
発生する電圧との差分電圧が０になるように第１，第２
のトランジスタを自動制御する。そして、前記電源回路
が形成する正電源電圧と負電源電圧によって内部回路を
流れた電流は共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ
流入する。したがって、第１，第２の差動増幅器と第
１，第２のトランジスタは、上記の共通グランドを介し
て流入する電流も含めて被試験装置から吸引する電流を
自動制御すると共に、前記可変電圧回路に発生する直流
電圧に比例して被試験装置から一定電流を吸引するの
で、擬似的な定電流負荷を被試験装置に接続する定電流
負荷試験を可能にする。
【００８７】又、冷却装置を備えた場合にも、この冷却
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入する。し
たがって、冷却装置を備えない場合と同様に、前記可変
電圧回路に発生する直流電圧に比例して被試験装置から
一定電流を吸引するので、擬似的な定電流負荷を被試験
装置に接続する定電流負荷試験を可能にする。
装置を流れる電流と内部回路を流れる電流との両電流が
共通グランドを介して第１，第２の抵抗へ流入する。し
たがって、冷却装置を備えない場合と同様に、前記可変
電圧回路に発生する直流電圧に比例して被試験装置から
一定電流を吸引するので、擬似的な定電流負荷を被試験
装置に接続する定電流負荷試験を可能にする。
【００８８】又、充電用バッテリを備える場合には、前
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定電流
負荷の設定範囲を拡張することができる。 尚、実施例
で説明したように、前記分圧回路から出力される分圧電
圧と、前記可変電圧回路から出力される直流電圧を、適
宜の切替えスイッチで切替えて前記第１，第２の差動増
幅器へ印加するように構成すれば、この切替えスイッチ
を試験者が切替え操作することによって、定電流負荷試
験と定抵抗負荷試験とのいずれかを選択することができ
電子負荷装置を提供することができる。
記入力端子を介して被試験装置から電力供給を受けなく
ても、電源回路がその充電用バッテリの充電エネルギー
から正電源電圧と負電源電圧を形成する。そして、この
ように充電用バッテリで形成された正電源電圧と負電源
電圧により内部回路を流れる電流は共通グランドを介し
て充電用バッテリへ流れ込むので、第１，第２の抵抗へ
は流入しなくなる。したがって、第１，第２のトランジ
スタを流れる吸引電流の内、第１，第２の抵抗へ流入し
なくなった電流の分だけ制御すべき電流が減るので、少
ない吸引電流からの制御を可能にし、ひいては、定電流
負荷の設定範囲を拡張することができる。 尚、実施例
で説明したように、前記分圧回路から出力される分圧電
圧と、前記可変電圧回路から出力される直流電圧を、適
宜の切替えスイッチで切替えて前記第１，第２の差動増
幅器へ印加するように構成すれば、この切替えスイッチ
を試験者が切替え操作することによって、定電流負荷試
験と定抵抗負荷試験とのいずれかを選択することができ
電子負荷装置を提供することができる。
【００８９】そして、これらの電子負荷装置の最も大き
な特長は、従来、無電源方式にすると、被試験装置から
の電力供給を受けることに起因して、その被試験装置か
ら吸引すべき電流の自動調節精度が低下する等の問題が
あったが、本発明によれば、被試験装置から供給される
電力分の電流をも含めて吸引電流を自動制御するので、
極めて高精度の定抵抗負荷試験と定電流負荷試験を行う
ことを可能にするという優れた点に在る。
な特長は、従来、無電源方式にすると、被試験装置から
の電力供給を受けることに起因して、その被試験装置か
ら吸引すべき電流の自動調節精度が低下する等の問題が
あったが、本発明によれば、被試験装置から供給される
電力分の電流をも含めて吸引電流を自動制御するので、
極めて高精度の定抵抗負荷試験と定電流負荷試験を行う
ことを可能にするという優れた点に在る。
【図１】本発明による電子負荷装置の第１の実施例の回
路構成を示すブロック図である。
路構成を示すブロック図である。
【図２】可変分圧回路とバッファ回路及び可変電圧回路
の具体的な回路例を示す回路図である。
の具体的な回路例を示す回路図である。
【図３】安定化回路の具体的な回路例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明による電子負荷装置の第２の実施例の回
路構成を示すブロック図である。
路構成を示すブロック図である。
１，２…入力端子、３，４…整流用ダイオード、６，
７，５１…ＭＯＳＦＥＴ、８，９，１０，１１，１２，
１３，５３，５４…抵抗、１４…可変分圧回路、１５…
バッファ回路、１６，１７…外部入力端子、１８…可変
電圧回路、１９…切替えスイッチ、２０…電圧レギュレ
ート回路、２１…安定化回路、２２…電圧反転回路、５
０…冷却ファン、５５…ダイオード、ＯＰ１，ＯＰ２，
ＯＰ７…差動増幅器、ＢＴ…バッテリ、ＳＷ…切替えス
イッチ。
７，５１…ＭＯＳＦＥＴ、８，９，１０，１１，１２，
１３，５３，５４…抵抗、１４…可変分圧回路、１５…
バッファ回路、１６，１７…外部入力端子、１８…可変
電圧回路、１９…切替えスイッチ、２０…電圧レギュレ
ート回路、２１…安定化回路、２２…電圧反転回路、５
０…冷却ファン、５５…ダイオード、ＯＰ１，ＯＰ２，
ＯＰ７…差動増幅器、ＢＴ…バッテリ、ＳＷ…切替えス
イッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−99968（ＪＰ，Ａ) 特公 平５−30228（ＪＰ，Ｂ２) 実公 平２−16292（ＪＰ，Ｙ２) 実公 昭58−20942（ＪＰ，Ｙ１) 実公 昭59−628（ＪＰ，Ｙ１) 実公 昭59−16839（ＪＰ，Ｙ１) 実公 昭59−16840（ＪＰ，Ｙ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 31/00
Claims (7)
- 【請求項１】 被試験装置に擬似的な定抵抗負荷を接続
する電子負荷装置において、 前記被試験装置の任意の試験接点に接続するための１対
の入力端子と、 前記入力端子間に接続される整流回路と、 前記入力端子間に発生する電圧を、設定された分圧比で
分圧することにより分圧電圧を発生する可変分圧回路
と、 前記一方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第
１の抵抗を介して共通グランドに接続された第１のトラ
ンジスタと、 前記他方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第
２の抵抗を介して共通グランドに接続された第２のトラ
ンジスタと、 前記第１のトランジスタのドレインソース路を流れるド
レインソース電流により前記第２の抵抗に発生する負電
圧と、前記可変分圧回路の分圧電圧とを加算演算して、
この差分電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるよ
うに前記第１のトランジスタのドレインソース電流を制
御するゲート電圧を前記第１のトランジスタのゲートに
印加する第１の加算器と、 前記第２のトランジスタのドレインソース路を流れるド
レインソース電流により前記第１の抵抗に発生する負電
圧と、前記可変分圧回路の分圧電圧とを加算演算して、
この差分電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるよ
うに前記第２のトランジスタのドレインソース電流を制
御するゲート電圧を前記第２のトランジスタのゲートに
印加する第２の加算器と、 前記整流回路に発生する整流電圧から前記第１，第２の
差動増幅器及び可変分圧回路を作動させるための正電源
電圧及び負電源電圧を形成する電源回路と、を具備する
ことを特徴とする電子負荷装置。 - 【請求項２】 前記整流回路には冷却装置が接続され、
前記分圧電圧に比例した電力を前記冷却装置に供給する
駆動制御回路を備えることを特徴とする請求項１に記載
の電子負荷装置。 - 【請求項３】被試験装置に擬似的な定電流負荷を接続す
る電子負荷装置において、 前記被試験装置の任意の試験接点に接続するための１対
の入力端子と、 前記入力端子間に接続される整流回路と、 前記一方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第
１の抵抗を介して共通グランドに接続された第１のトラ
ンジスタと、 前記他方の入力端子にドレインが接続され、ソースが第
２の抵抗を介して共通グランドに接続された第２のトラ
ンジスタと、 適宜の直流電圧を発生する可変電圧回路と、 前記第１のトランジスタのドレインソース路を流れるド
レインソース電流により前記第２の抵抗に発生する電圧
と前記可変電圧回路の直流電圧との加算演算をして、こ
の加算電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるよう
に前記第１のトランジスタのドレインソース電流を制御
するゲート電圧を前記第１のトランジスタのゲートに印
加する第１の加算器と、 前記第２のトランジスタのドレインソース路を流れるド
レインソース電流により前記第１の抵抗に発生する電圧
と前記可変電圧回路の直流電圧との加算演算をして、こ
の加算電圧が前記共通グランドの電圧と等しくなるに前
記第２のトランジスタのドレインソース電流を制御する
ゲート電圧を前記第２のトランジスタのゲートに印加す
る第２の加算器と、 前記整流回路に発生する整流電圧から前記第１，第２の
加算器及び可変電圧回路を作動させるための正電源電圧
及び負電源電圧を形成する電源回路と、を具備すること
を特徴とする電子負荷装置。 - 【請求項４】 前記整流回路には冷却装置が接続され、
前記可変電圧回路の直流電圧に比例した電力を前記冷却
装置に供給する駆動制御回路を備えることを特徴とする
請求項３に記載の電子負荷装置。 - 【請求項５】 前記電源回路は、オンオフ切替えスイッ
チを介して前記整流回路に接続されると共に、充電用バ
ッテリを備え、前記オンオフ切替えスイッチがオン状態
では前記正電源電圧及び負電源電圧を形成すると共に前
記充電用バッテリを充電し、前記オンオフ切替えスイッ
チがオフ状態では前記充電用バッテリに蓄積された充電
エネルギーから前記正電源電圧及び負電源電圧を形成す
ることを特徴とする請求項１又は３に記載の電子負荷装
置。 - 【請求項６】 前記整流回路は、両波整流回路から成る
ことを特徴とする請求項１又は３に記載の電子負荷装
置。 - 【請求項７】 前記冷却装置は、冷却ファンであること
を特徴とする請求項２又は４に記載の電子負荷装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16836894A JP3320209B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 電子負荷装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16836894A JP3320209B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 電子負荷装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0829469A JPH0829469A (ja) | 1996-02-02 |
| JP3320209B2 true JP3320209B2 (ja) | 2002-09-03 |
Family
ID=15866802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16836894A Expired - Fee Related JP3320209B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 電子負荷装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3320209B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5955432B1 (ja) * | 2015-03-30 | 2016-07-20 | 菊水電子工業株式会社 | 電子負荷装置 |
| TWI727589B (zh) * | 2019-12-31 | 2021-05-11 | 致茂電子股份有限公司 | 電子負載裝置 |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP16836894A patent/JP3320209B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0829469A (ja) | 1996-02-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6157176A (en) | Low power consumption linear voltage regulator having a fast response with respect to the load transients | |
| US4963814A (en) | Regulated bifurcated power supply | |
| US6559623B1 (en) | In-rush current control for a low drop-out voltage regulator | |
| US6819165B2 (en) | Voltage regulator with dynamically boosted bias current | |
| US7443149B2 (en) | Regulator circuit capable of detecting variations in voltage | |
| EP0899643B1 (en) | Low consumption linear voltage regulator with high supply line rejection | |
| US7218496B2 (en) | Overcurrent protection circuit | |
| US5404053A (en) | Circuit for controlling the maximum current in a MOS power transistor used for driving a load connected to earth | |
| US6229350B1 (en) | Accurate, fast, and user programmable hysteretic comparator | |
| US7589563B2 (en) | Device and method for voltage regulator with stable and fast response and low standby current | |
| EP1853985A2 (en) | Power supply circuit having voltage control loop and current control loop | |
| US6400189B2 (en) | Buffer circuit | |
| JP3263418B2 (ja) | 電源回路 | |
| US10993300B1 (en) | Low power consumption LED constant current drive circuit | |
| JP3920371B2 (ja) | 充電装置、電流検出回路、及び、電圧検出回路 | |
| JP3320209B2 (ja) | 電子負荷装置 | |
| KR0167563B1 (ko) | 미소 부하 전류 검출 회로 | |
| US20050110561A1 (en) | Precision margining circuitry | |
| JP3633891B2 (ja) | 電源のダミー回路 | |
| US6531851B1 (en) | Linear regulator circuit and method | |
| JP3957204B2 (ja) | ドロッパ型電池電圧補償装置 | |
| JPS59103571A (ja) | スイツチングレギユレ−タ回路 | |
| US7173398B2 (en) | System for controlling a vehicular generator | |
| JP2023168161A (ja) | 電源を有する装置および試験ボード | |
| JP3462327B2 (ja) | 交流信号増幅装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020605 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080621 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090621 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100621 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100621 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110621 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120621 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130621 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |