JP3315047B2 - 自動利得制御による通過する磁気物体の検出方法および検出器 - Google Patents

自動利得制御による通過する磁気物体の検出方法および検出器

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JP3315047B2 JP00667197A JP667197A JP3315047B2 JP 3315047 B2 JP3315047 B2 JP 3315047B2 JP 00667197 A JP00667197 A JP 00667197A JP 667197 A JP667197 A JP 667197A JP 3315047 B2 JP3315047 B2 JP 3315047B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、近接検出器に関
し、特に回転する隣接鉄製ギアの歯の前縁部および後縁
部あるいは他の磁気物体の検出が可能な鉄製ギア歯ホー
ル・トランスジューサあるいは他の磁界／電圧トランス
ジューサに関し、また更にホール／電圧増幅器における
自動利得調整特性を有するホール近接検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】本文において用いられる如き用語「磁気
物体」とは、周囲の磁界を変化させようとする低い磁気
抵抗を有する磁化された物体、鉄製物体および他の物体
に適用する。
【０００３】１９９５年８月１５日発行の米国特許第
５，４４２，２８３号には、隣接する回転ギア歯の立上
がり縁部と立下がり縁部を検出することが可能なホール
／電圧勾配付勢近接検出器が記載されている。この近接
検出器タイプの検出器は、磁石の磁極に取付けた集積回
路のホール検出器を含み、かつホール電圧の勾配（例え
ば、通過するギア歯の接近と対応する）を追跡して、反
対方向の後に続くホール／電圧勾配（例えば、２つのギ
ア歯間の谷の接近と対応する）の開始を示す出力信号を
生じる前に結果として生じるピーク電圧を一時的に保持
するための回路を含む。このホール電圧保持回路は、パ
ルス出力信号を生じるコンパレータの誤ったトリップ
（飛び）を防止するためコンデンサから、あるいはコン
デンサへ電荷を制御可能に漏らすためのコンデンサおよ
び回路手段を含んでいる。
【０００４】前記コンデンサの保持電圧は、このよう
に、コンデンサの保持電圧は、ギア歯の通過速度が遅く
なる時に精度保持の低下を招く垂下（ｄｒｏｏｐ）を有
し、従って、検出器は正確な検出が可能である最低ギア
歯速度を有する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の大半の近接
検出器は、通過する物体の接近を示すハイの２進出力電
圧を生じ、かつ物体が検出器から離反する時にローの２
進電圧を生じる。ローからハイへの検出器出力電圧にお
ける遷移は、典型的には、トランスジューサ電圧が固定
された内部閾値電圧基準まで上昇するときを決定するコ
ンパレータによってトリガーされる。あるいはまた、先
に述べた勾配付勢型の検出器の場合は、検出器が、トラ
ンスジューサの電圧ピークがちょうど生じてトランスジ
ューサ信号電圧がピーク値から予め定めた増分電圧だけ
降下する時を決定する。
【０００６】固定された閾値電圧を有する従来技術の近
接検出器は、磁気物体の接近を示す出力信号におけるロ
ーからハイ（あるいは、ハイからロー）の２進遷移を生
じる。実際には、最小の通過距離（時に、空隙と呼ばれ
る）は一定のままではない。この空隙寸法の変動は、ト
ランスジューサ電圧が固定閾値を越えるかあるいはそれ
より降下する物体の接近および離反の実際の距離におけ
る変化を生じる。この結果、カムおよびギア歯列の如き
通過物体の位置検出器としての使用を妨げることもある
通過の検出精度の欠如をもたらす。
【０００７】検出されるべき通過物体とトランスジュー
サ間の空隙の変化は、検出器の機械的および電気的特
性、ならびに特に温度の関数として通過物体の特性に寄
与し得る。その結果は、内燃機関の点火ディストリビュ
ータにおける如き厳しい用途に対するこのような検出器
の使用を妨げることもある検出の精度不良となる。この
ような精度不良の主な原因は、ギア歯列（物体）が歯単
位に異なる強磁性体特性を呈する時、そして（または）
検出器に対するギア歯列の間隔（空隙）における不規則
な変化がギアの偏心度により生じる時に、ホール電圧の
振幅が変化するという事実から生じる。また、温度の変
化が、空隙寸法およびトランスジューサとトランスジュ
ーサ／電圧増幅器の感度における変化を生じる。検出が
ホール電圧のピークを検知することによるか、あるいは
通過する物体の接近を表わすための電圧閾値の基準値を
用いることによって行われるかの如何に拘わらず、トラ
ンスジューサ電圧の正中振幅における変化が位置の検出
精度を劣化させる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、ゼロま
での速度における検出が可能である、遷移が明確な予測
可能な接近点と、通過する磁気物体の近接検出器トラン
スジューサに関する離反点とに更に正確に対応する２進
出力電圧を生じるゼロまでの速度における検出が可能で
ある近接検出器の提供にある。本発明の更なる目的は、
増幅されるトランスジューサ電圧の振幅および勾配が温
度における変化およびトランスジューサと検出される通
過する磁気物体との間の空隙寸法における変化によって
も実質的に一定のままであるように、磁界／電圧トラン
スジューサの利得を予め定めた狭い範囲に自動的に調整
する如き磁気物体近接検出器の提供にある。本発明の別
の目的は、始動時に、検出される通過する磁気物体の一
部のみの通過時間内でも、この物体のかかる一部を除い
て検出精度が優れるように、トランスジューサ電圧増幅
器の利得を迅速に調整する如き検出器の提供にある。
【０００９】通過する磁気物体の近接検出器は、周囲の
磁界を検知してこの磁界と直接関連する振幅を有する電
圧ＶHを生成するための磁界／電圧トランスジューサを
含んでいる。ディジタル的に利得制御される増幅器が、
ＶHを増幅するためトランスジューサに接続されてい
る。目標電圧ＶTGを生成するＤＣ電圧源が提供され、コ
ンパレータ手段は、２進信号ＶsigがＶTGを越えるごと
に１つの２進レベルから他のレベルへ変化する２進信号
Ｖbigを生成するために、増幅器の出力とＤＣ基準電圧
とに接続された入力を有する。
【００１０】Ｖsigにおける１つの極性のエクスカーシ
ョンを検知してカウントし、かつ２進カウント出力信号
を生じるための回路手段がトランスジューサの出力に接
続されている。この回路手段の出力は、Ｖsigにおける
カウントされたエクスカーションの各々に対する増幅器
に接続されて、Ｖsigにおけるピークを目標値ＴTGのち
ょうど下方にする方向にトランスジューサ利得を増分的
に変化させる。この近接検出器はまた、増幅器の出力に
接続されてＶsigにおける１つの極性のエクスカーショ
ンが所定の点に達するごとに１つの極性の遷移を有する
近接検出器の出力電圧Ｖoutを生じる回路手段を含んで
いる。
【００１１】通過する磁気物体の検出のための接近検出
法は、周囲の磁界を検知して磁界と直接関連する振幅を
持つ電圧ＶHを生じることにより開始する。電圧ＶHは、
ディジタル的に利得制御される増幅器において増幅され
て増幅信号Ｖsigを生じる。以下のステップは、Ｖsigに
おける少なくとも１つの極性のエクスカーションの振幅
を予め定めた目標値に比較して、Ｖsigがこの目標値を
越える時１つの２進レベルから他のレベルへ変化するデ
ィジタル信号を生じ、このディジタル信号をディジタル
的に利得制御された増幅器へ印加し、このディジタル的
に利得制御された増幅器の利得をＶsigにおけるピーク
値を予め定めた目標値のすぐ下方におくように変化させ
ることを含む。最後に、Ｖsigにおける１つの極性のエ
クスカーションが所定の点に達するごとに１つの極性の
遷移を有する２進の近接検出器出力電圧Ｖoutが生成さ
れる。
【００１２】出力電圧Ｖoutの生成は、同時に出願され
た米国特許出願「ゼロまでの速度で通過する磁気物体の
検出およびそのための回路（ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＯＦ
ＰＡＳＳＩＮＧ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＡＲＴＩＣＬＥ
Ｓ ＡＴ ＳＰＥＥＤＳ ＤＯＷＮ ＴＯ ＺＥＲＯ
ＡＮＤ ＣＩＲＣＵＩＴ ＴＨＥＲＥＦＯＲ）」あるい
は前掲の米国特許第５，４４２，２８３号に記載される
如き勾配付勢される接近検出方法によって行われること
が望ましい。
【００１３】Ｖsigにおける少なくとも１つの極性のエ
クスカーションの振幅の比較、およびディジタル的に利
得制御された増幅器の利得を増分的に変化させるディジ
タル信号の生成は、１つの最初の予め定めた間隔のみに
対するものである。利得における各増分変化は、利得変
化の固定された予め定めた増分であることが望ましい。
少なくとも１つの極性のエクスカーションをカウントし
て、このカウントが予め定めた数に達する時に１つの最
初の予め定めた間隔を終了するステップを付加すること
もできる。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１のホール素子１０は、ホール
電圧増幅器１２の入力に接続された出力を有する。ホー
ル素子１０は、鉄製物体が接近する時ホール電圧ＶH、
従って増幅されたホール電圧Ｖsigが増加（あるいは、
減少）するように、磁石（図示せず）の磁極に取付けら
れる。物体が離反する時、ＶHおよびＶsigは減少する
（あるいは、磁石の磁極の極性に従って、増加する）。
あるいはまた、自らが磁化される磁気物体を検出するた
め図１の検出器回路が用いられ、この場合ホール素子は
磁石が取付けられる必要はない。
【００１５】ホール素子の代わりに磁気抵抗ブリッジ
（図示せず）を用いてもよい。また、出力がホール電圧
増幅器（図示せず）の入力に差動的に接続された２つの
ホール素子は、代替的な第２の磁界／電圧トランスジュ
ーサを表わす。増幅されたホール電圧Ｖsigは、通過す
る物体の特性を反映する陰影グラフの如き方形波の近接
検出器出力信号Ｖoutを生じるように、図１の近接検出
器における残りの回路によって操作される。増幅された
ホール電圧Ｖsigは、ＡＮＤゲート１５を介して第１の
コンパレータ１４の正の入力へ印加され、また第２のコ
ンパレータ１６の正の入力へも印加される。増幅された
ホール電圧Ｖsigは更に、他の第１のコンパレータ２４
の負の入力へ、および他の第２のコンパレータ２６の正
の入力へ印加される。
【００１６】開始点として、カウンタ１７がゼロのカウ
ントにあるものとすれば、第１のコンパレータ１４の出
力がハイになる時、カウンタ１７がクロック１８からの
クロック・パルスをカウントし始める。結果として得る
カウントは、ディジタル／アナログ・コンバータ（ＰＤ
ＡＣ１）２０へ与えられ、このコンバータはゼロからＤ
Ｃ供給電圧＋Ｖregまでの範囲内のどこかに常にある出
力アナログ電圧ＶP1を生じる。いかなる場合も、ＶP1の
振幅はカウンタ１７からのカウント信号の直接的な一次
関数である。電力が最初に検出器回路に印加されると、
論理ブロック（図示せず）がＤＣ供給電圧＋Ｖregのタ
ーンオン時間を検知し、カウンタをゼロ・カウントへリ
セットする。
【００１７】コンパレータ１４は、ヒステリシスを持
ち、従ってシュミット・タイプのコンパレータである。
ＤＡＣ２０（ＰＤＡＣ１）の出力は、ホール電圧Ｖsig
が電圧ＶP1にコンパレータ１４の小さなヒステリシス閾
値電圧を加えたものより大きくなるように、次いでコン
パレータ１４の出力がハイになるように、コンパレータ
１４の負の入力に接続される。この時出力電圧Ｖoutが
ローであるならば、ＡＮＤゲート１５の出力がハイにな
り、カウンタ１７は動作可能状態にされてカウントす
る。ホール電圧Ｖsigが更に大きな正の値になると、Ｖ
P1は図２に示されるように階段状にＶsigを追跡させら
れる。階段状のＶP1の増分垂直エクスカーションはＶ
reg／２nに等しく、ここでｎはＤＡＣのビット数であ
る。Ｖsigの勾配が減少するに伴い，増分水平時間Δt1
は増加する。
【００１８】図２に示されるように、Ｖsigの正のピー
ク電圧に達すると、カウンタ１７が時間ｔpp1において
カウントを止め、ＶP1は時間ｔppkまでこのピーク電圧
を保持する。時間ｔppkに、Ｖsigが第２のコンパレータ
１６の閾値と等しい量Ｖhysだけ保持された電圧ＶP1を
保持し、図４に示されるようにコンパレータ１６の出力
は一時的にハイとなって、出力電圧Ｖoutがローからハ
イになるようフリップフロップ３３をセットする。出力
電圧Ｖoutは遅延回路２９を介してカウンタ１７のリセ
ット入力へ印加され、リセット信号ＶPresetがハイであ
る限りカウンタ１７におけるカウントを時間ｔppk（図
５）にゼロにリセットして保持し、これによりＶP1はこ
の時間もゼロ・ボルトのままである。信号Ｖsigにおけ
るその後の正のパルスで、ＶP1が再びその後の正のパル
スをそのピークまで追跡し始め、この新しいピーク電圧
を保持し始める。リセット信号（図６）は、リセット信
号ＶNresetがハイである限り、時間Ｔnpkにカウンタ２
７をリセットしてそのリセットを保持する。
【００１９】図１の近接検出器における更に下部の
（Ｎ）回路部分は、述べたばかりの上部（Ｐ）の構成を
実質的に反映する。この下部の回路部分は、Ｖsigにお
ける正のパルスに関して上部と同じようにＶsigにおけ
る負のパルスを操作する。例えば、図３に示されるよう
に、Ｖsigの負のピーク電圧に達すると、カウンタ２７
が時間ｔnp1にカウントを止め、ＶN1が時間ｔnpkまでこ
のピーク電圧を保持する。時間ｔnpkにおいて、Ｖsigが
コンパレータ２６の閾値と等しい量Ｖhysだけ保持され
た電圧ＶN1より降下し、コンパレータ２６の出力はハイ
になってフリップフロップ３３をリセットし、その結果
図４に示されるように出力電圧Ｖoutがハイからローに
なる。
【００２０】先に述べた図１の近接検出器の部分は、デ
ィジタルのピーク検出モードで動作する。このような検
出器は、本願と同じ譲受人に譲渡され本願と同時に出願
された米国特許出願「ゼロまでの速度で通過する磁気物
体の検出（ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＯＦ ＰＡＳＳＩＮＧ
ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＡＲＴＩＣＬＥＳ ＡＴ ＳＰＥ
ＥＤＳ ＤＯＷＮ ＴＯ ＺＥＲＯ）」の主題である。
当該特許出願は、近接検出器回路および動作について更
に詳細に記載しており、参考のため本文に援用される。
図１の回路の残部は、ホール電圧の自動利得制御回路に
対する回路に関するものである。
【００２１】カウンタ１７および２７からのカウント信
号もまた、ラッチ４２および５２を介してそれぞれＰＤ
ＡＣ２ ４４およびＮＤＡＣ２ ５４に印加される。Ｐ
ラッチ４２およびＮラッチ５２は、それぞれワン・ショ
ット発生器４１および５１からの信号ＶPlatch（図７）
およびＶNlatch（図８）によって動作可能状態にされ
る。ワン・ショット発生器４１および５１は、信号Ｖ
outにおけるローからハイへの遷移により、かつＶoutに
おけるハイからローへの遷移によってそれぞれトリガー
される。ＰＤＡＣ２およびＮＤＡＣ２からの出力信号Ｖ
P2およびＶN2は、これら信号が相互に、またＶsigに関
連する時図９に示され、Ｖoutは図１０におけると同じ
スケールで示される。
【００２２】次に要点を繰返すと、コンパレータ２４お
よび２６の出力は、Ｖsigが負になる時にのみハイにな
る。このように、Ｖsigが負になる時にのみ、ＡＮＤゲ
ート２５、カウンタ２７、ＮＤＡＣ１ ３０、ラッチ５
２、ＮＤＡＣ２ ５４、バッファ５８およびウインドウ
・コンパレータ５６の信号における状態の変化が生じ
る。回路の上部（Ｐ）および下部（Ｎ）は、クロック１
８、リセット遅延回路３９およびＮＯＲゲート５０を共
有する。図３において、Ｖsigのこのトラッキングは、
Ｖoutにおけるローからハイへの遷移が生じる時間ｔppk
で開始する。
【００２３】カウンタ１７および２７は加算方向にのみ
カウントする。ＤＣ基準電圧＋Ｖre gおよび接地がＰＤ
ＡＣ１ ２０およびＰＤＡＣ２ ４４に対する接続に関
して逆にＮＤＡＣ１ ３０およびＮＤＡＣ２ ５４に接
続され、従ってカウンタ２７におけるカウントが増加す
るに伴い、図３に示されるようにＮＤＡＣ１ ３０の出
力ＶN1が低減することに注意すべきである。あるいはま
た、ＮＤＡＣ３０および５４が共に、カウンタ２７が最
大カウントから減算する種類のものであるならばＰＤＡ
Ｃ２０および４４と同様にＤＣ基準電圧に接続すること
もできる。カウンタ１７および２７は、最大カウントを
越える時カウントの重なりを防止する桁溢れ禁止特徴を
含む種類のものである。
【００２４】信号ＶP2およびＶN2は、バッファ段４８お
よび５８を介して固定利得差動増幅器６０の２つの入力
に印加される。増幅器６０の出力信号ＶppはＶP1とＶN1
の間の差電圧であり、この差電圧はＶsigのピークピー
ク値と実質的に等しい。Ｖsigが大きくなるに伴い、図
９に示されるようにこの電圧ＶsigがＶppにより追跡さ
れる。信号Ｖppは、コンパレータ６２の１つの入力へ印
加される。基準電圧ＶTGは、コンパレータ６２の入力に
印加される。信号Ｖppが基準電圧ＶTGを越える時、コン
パレータ６２の出力信号Ｖtoobigはハイの２進レベルに
ある。基準電圧ＶTGが信号Ｖppより小さい時、信号Ｖ
toobigはハイの２進レベルにある。ホール電圧増幅器１
２は、固定利得増幅器段６５と、ディジタル／アナログ
・コンバータＧ−ＤＡＣ ６７からなるプログラム可能
な利得増幅器と、２つの抵抗７１および７３と、演算増
幅器６９と、演算増幅器７５からなる階段状に調整可能
な利得増幅器と、３つの抵抗７７、７９および８１と、
スイッチ８３とを含んでいる。
【００２５】カウンタ８５は、最大カウントに達した後
に回り込まない加算カウンタであり、Ｇ−ＤＡＣ６７に
接続されたカウント出力を有する。信号Ｖoutはインバ
ータ８７により反転され、カウンタ８５は反転信号Ｖ
outにおける正の遷移をカウントする。Ｇ−ＤＡＣ６７
は、ＤＡＣに対する入力カウントがゼロである時、最大
抵抗値をもつディジタル的にプログラム可能な抵抗とし
て内部に接続される。抵抗７０と並列のこのＧ−ＤＡＣ
抵抗７１が、演算増幅器６９に対するその最高値におけ
る合計入力抵抗値をゼロ・カウントにセットし、これが
増幅器の利得をその最低値にセットする。
【００２６】Ｖsigにおける第１の正と負のエクスカー
ションが基準電圧ＶTGより低い信号Ｖpp（図９）を生じ
る時、出力信号Ｖtoobigはローとなり（図１１）、カウ
ンタ８５を反転ＮＯＲゲート８９を介して動作可能状態
にする。カウンタ８５は、図１２に示されるように、反
転信号Ｖoutにおける次の正の遷移時に１カウントだけ
加算することにより応答する。これは、利得増加の１増
分を生じ、これは図９に示され、ここでｔ1からｔ2の期
間にＶpp1がＶpp2になり、Ｖsigは振幅が僅かに増加す
る。目標の基準値ＶTGに対する（ＶppおよびＶsig）の
振幅をテストして目標にまだ達しなかった時利得の上方
への１増分を調整するこのプロセスは、Ｖsigの最高最
低振幅を目標値ＶTGにセットするのに必要な数のＶsig
（およびＶout）における期間だけ継続する。
【００２７】目標値に達するかこれを越えた時、出力信
号Ｖtoobigはハイになり（図１１）、従ってこのように
不動作状態にされたカウンタ８５は図１２に示されるよ
うにこれ以上カウントせず、増幅器の利得はその後（検
出器がターンオフされて再び始動されるまで）は固定さ
れたままである（例えば、図９における時間ｔ3とｔ4の
間）。しかし、Ｖsigにおける第１の正と負のエクスカ
ーションが基準電圧ＶTGより高い信号ＶPP1を生じる
（図９）時、出力信号Ｖtoobigはハイで反転ＮＯＲゲー
ト８９を介してカウンタ８５を不動作状態にし、かつフ
リップフロップ９１のＤ入力をハイに保持する。カウン
タ９３は、カウンタが反転信号Ｖoutにおける２つの
（更には、少数の）正のエクスカーションをカウントす
るまでローである１つの出力を生じる直列カウンタであ
り、この時インバータ８７の出力がハイになりフリップ
フロップ９１のＤ入力におけるハイを経てフリップフロ
ップのＱ出力へクロックする。
【００２８】フリップフロップ９１を介するハイ信号の
このようなクロッキングは、非反転信号Ｖout（図１
０）がローになる時に生じる。Ｖsigの最初の２つの期
間後、スイッチ８３が閉路して、演算増幅器７５と抵抗
７７、７９からなる増幅器の利得を低減するフィードバ
ック抵抗８１を接続する。例えば、演算増幅器の利得
は、係数４だけ低減されて、増幅器１２の利得を係数４
だけ低減させる。このように、トランスジューサ電圧Ｖ
sigにおける最初の２つの正のパルスの間、Ｖsigのピー
クピーク電圧（Ｖpp）が目標基準電圧ＶTGに関して大き
すぎないかどうかが決定される。この電圧が大き過ぎな
ければ、Ｇ−カウンタが（信号Ｖtoobigだけ）動作可能
状態にされ、Ｇ−ＤＡＣ６７の抵抗値が直ちに降下し始
め、このカウント制御可能な利得段の利得がその後維持
する目標値まで上昇する。しかし、トランスジューサ電
圧Ｖsig（２つの磁気物体の通過と対応する）における
最初の２つの正のパルスにおいてＶsigのピークピーク
電圧（Ｖpp）が目標基準電圧ＶTGに関して大き過ぎると
決定されるならば、Ｖsigにおける最初の２パルス後
に、増幅器１２の全利得が係数４だけ低減され、カウン
ト制御可能な利得段がＶsigのピークピーク値を目標値
まで引上げる。
【００２９】カウンタ９３は、回り込みを生じない種類
の逐次加算カウンタであり、消勢されて再び付勢されま
ではリセットされない。カウンタ９３は、Ｖsig（また
はＶo ut）における１６のエクスカーション（パルス）
の比較的大きなカウントでハイになる第２の順次カウン
ト出力を与える。この×１６出力は、カウント１６に達
するまでローである。カウント１６におけるカウンタ９
３の×１６出力からのハイの出力信号は、Ｇ−カウンタ
８５がＶsigにおけるどれだけ（例えば、１６）の期間
が利得を調整するためＧ−カウンタ８５によりカウント
されるかを制限することを不動作状態にする。あるいは
また、正になるエクスカーションのカウントも同様に有
効である。
【００３０】供給電圧＋Ｖregのターンオンに続いて通
過する物体の検知を開始するＶsigにおける最初のパル
スの少数のみにおいて自動利得調整を行う目的は、開始
時の条件に対する最適なトランスジューサ／電圧増幅器
の利得を得ることであり、かつＶoutにおける対応遷移
が生じる接近する物体の実際の距離における増分偏移を
避けるためにその後は一定の利得を維持することであ
る。利得の変化が連続的に生じる時、検知接近距離にお
ける頻繁な偏移がＶoutの遷移におけるジッタの原因と
なる。
【００３１】上記の実施例においては、増幅器１２の利
得がＶsigにおける最初の１６の間（最初の１６個の磁
気物体の通過と対応する）において調整され、その後は
固定された状態に保持されて、迅速な初期利得調整を提
供し、その後はそれ以上の調整は行われない。この特徴
は、利得における全ての調整が機関のクランク始動中に
のみ生じる内燃機関の点火系統に使用される近接検出器
において特に適している。機関のその後の負荷および走
行中は、Ｖsigの振幅における変化の結果として生じる
点火タイミングにおける変化を避けることが望ましく、
これにより利得の調整は始動時だけで完了する。要約す
ると、２つの物体が通過した直後に、信号が大きすぎる
かどうかが判定され、もし大きすぎるならば、増幅器１
２の利得は大きな係数、即ち本例においては係数４だけ
低減される。後続の１６個の物体の通過中は、ピーク振
幅の最大振幅が予め定めた目標値になるように、利得が
トランスジューサ信号ＶHのピーク振幅の最大振幅に基
いて上方に調整される。この目標振幅は、増幅器１２の
ダイナミック・レンジ内にあり、信号のクリッピングを
避けると同時に、ピークが正確な検出を強化するための
目標値ＶTG以下にある大きな信号Ｖsigを生じる。
【００３２】図１３における利得制御された近接検出器
の第２の実施例によれば、ホール・トランスジューサ１
０の出力は固定利得のホール電圧増幅器６５に接続さ
れ、の増幅器は更に、ディジタル／アナログ・コンバー
タＧ−ＤＡＣ１１２と、２つの抵抗１３３、１１４、お
よび演算増幅器１１５からなるディジタル的に制御可能
な利得段の入力に接続されている。カウンタ１１８は、
近接検出器が始動された時のみ、即ちＶregがターンオ
ンされる時に、論理ブロック１１９によってその最大カ
ウントにリセットされる減算カウンタである。カウンタ
１１８は、カウントがゼロに達するあまり生じない事象
後に回り込みを行わない。クロック信号Ｖclkにおける
正になる遷移は、以下に述べるように、トランスジュー
サ１０による磁気物体の通過にそれぞれ対応する。Ｇ−
ＤＡＣ１１２は、ＤＡＣに対する入力カウントがゼロで
ある時最大抵抗値を持つディジタル的にプログラム可能
な抵抗として内部的に接続される。抵抗１１３と並列の
このＧ−ＤＡＣ抵抗は、カウンタ１１８が最大カウント
にある時に演算増幅器６９に対する総入力抵抗値Ｒinを
その最高値にセットする。このディジタル的に制御され
る増幅器の利得はＲ11 4／Ｒinであり、Ｒinがその最小
値にある時の最大カウントにおいて、増幅器利得は最大
である。
【００３３】増幅されたホール電圧Ｖsigはコンパレー
タ１３０の１つの入力に印加され、ＤＣ基準電圧ＶHIは
コンパレータ１３０の他の入力に接続されている。図１
４に示されるように、Ｖsigにおける正のエクスカーシ
ョンが基準電圧ＶHIに達する時、コンパレータ１３０の
出力における信号Ｖbig（図１５）は時間ｔ1にハイにな
る。このことは、交差接続されたＮＯＲゲート１３１、
１３３のラッチの出力Ｖclk（図１６）をハイにさせ、
カウンタ１１８のカウントは１だけ低減する。このよう
に、ｔ1において、Ｇ−ＤＡＣ１１２の抵抗値は増分量
だけ上昇し、増幅器１１０の利得は対応する増分量だけ
低下し、ホール電圧Ｖsigに時間ｔ1に生じる増分減少が
存在する。しかし、図１５に示されるように、Ｖsigに
おける増分減少はＶsigの振幅をＶHIより低下させ、Ｖ
bigはほとんど瞬間的にローになる。このように、図１
５に示されるように、時間ｔ1において信号Ｖbigに狭く
高いスパイクのみが生じる。信号Ｖclkは遅延回路１３
４を通過し（例えば、５μ秒の遅れ）、ｔ1の５μ秒後
に、ＮＯＲゲート１３３に対するリセット入力信号ＶR
（図１７）がハイになり、ＮＯＲゲートのラッチをリセ
ットする。
【００３４】増幅器１１０における利得がｔ1に低下す
るので、Ｖsigはｔ1後にはあまり増幅されない。Ｖsig
がＶHIに再び達すると、Ｖbigがハイになる。しかし、
ＶRにおけるハイ（図１７）ハイは、ｔ2までラッチをリ
セット状態に保持し、この時Ｖbigにおけるハイはラッ
チを再びセットして増幅器１１０の利得を２回低下し得
る。このような一連の事象が時間ｔ4まで反復され、Ｖ
sigは基準電圧ＶHIより低いままである。図１４におけ
る破線カーブＶnoAGCは、増幅器１１０の利得が一定の
ままである、即ち自動利得制御が生じなかったならば生
じたはずのＶsigのエクスカーションの波形を示してい
る。図１９において、ｎは時間ｔ1前のカウンタ１１８
における利得設定カウントである。連続的なカウント
（ｎ−１）ないし（ｎ−５）が低減して、増幅器利得に
おける連続的な低減を導く。トランスジューサ信号ＶH
における以降の正のピークが同じままであるならば、カ
ウンタ１１８における利得設定カウントはかりにあって
も非常に小さな低減となる。従って、ＡＧＣ動作が近接
検出器の付勢後のＶsigにおける正に最初の正のエクス
カーションの出現中は実質的に終了されることが理解さ
れよう。このことはまた、図１３の検出器のゼロ速度ま
での通過する磁気物体をカウントすると同時に、有効Ａ
ＧＣ動作を取得する能力と、Ｖsigにおける最初の正の
エクスカーションからの高い検出精度の対応する利点と
を示すものである。
【００３５】図１９の検出器は、Ｖsigにおける負にな
るエクスカーションの自動利得制御を付加した図１３の
検出器からなっている。図１３の検出器はＶsigの利得
を制御し、従って正と負のピークの振幅を制御するが、
磁界／電圧トランスジューサがＶHにおける非対称波形
を生じることは一般ではなく、このため、図１３の検出
器においては、Ｖsigにおける正のピークのみに基くＡ
ＧＣでは負のピークがクリップされることがあり得る。
図１９においては、コンパレータ１４０と、新規な固定
ＤＣ基準電圧発生器ＶL0と、交差接続されたＮＯＲゲー
ト１４１、１４３の別のラッチと、別の遅延回路１４４
とを更に含むようにＡＧＣ回路が拡張される。これらの
付加的な構成要素は、Ｖsigにおける負になるエクスカ
ーションに照合される利得調整の相補的処理を提供する
ためである。付設されたＮＯＲゲート１４７は、２つの
交差接続されたラッチの出力に接続された入力を有し、
減算カウンタ１１８の入力に印加される複合クロック信
号Ｖclkを生じる。ここで、Ｖs igにおける最初の正のエ
クスカーションがＶHIより大きければ、利得は下方へ調
整される。その後のＶsigにおける負になるエクスカー
ションがまだＶL0より小さければ、Ｖsigにおける両方
の極性のピークがＶL0からＶHIの範囲内にあるように利
得は下方調整され、図１９のＡＧＣ回路によって任意の
極値のＶHにおける非対称波形が迅速に増幅器の動的動
作範囲内に置かれる。
【００３６】図１、図１３および図１９におけるＤＡＣ
６７および１１２は、実質的にディジタル的に制御可能
な抵抗として働き、図２０に示されるように接続された
周知の２Ｒ／ＲタイプのＤＡＣを用いてもよい。図２０
の上部に示された３つの抵抗の各々が抵抗値Ｒを持ち、
他の４つの抵抗は２Ｒの抵抗値を持つ。ＤＡＣ６７の対
応する外部リード線は、ともに図２０の全回路内に示さ
れ、図２１におけるブロック図のＤＡＣ６７内に示され
る。リード線１６１は接地され、リード線１６２、１６
４はそれぞれ第１のホール電圧増幅器６５の出力と演算
増幅器６９の入力とに接続される。４つのスイッチ１５
１、１５２、１５３、１５４は、利得カウンタ（例え
ば、８５）からの４数字のカウント信号Ｄ0、Ｄ1、Ｄ2
およびＤ3が接続される電子スイッチを示す。スイッチ
１５１、１５２、１５３、１５４は、入力カウント信号
における４つ全ての数字がハイでありリード線１６２、
１６４間の抵抗値が最小値である場所に示される。並列
抵抗１１３は必須ではない。抵抗１１３は演算増幅器の
入力における並列結合の最小抵抗値を低下し、更に重要
なことは演算増幅器の最大入力抵抗値、即ち最大Ｒinを
低下させる。接地されると、端子１６１、１６２間の抵
抗値がホール電圧増幅器段６５の出力インピーダンスよ
りはるかに大きくなるようＲが充分に大きい時、Ｇ−Ｄ
ＡＣはディジタル的に制御可能な分圧器となり、導線１
６２、１６４間の実効抵抗値は、実質的にＧ−ＤＡＣ６
７に対するディジタル・カウントの一次関数となる。こ
のように、増幅器の利得はこのカウントの一次関数であ
る。
【００３７】本発明の近接検出器における多くの変更は
明らかであり、その一部は下記の如くである。図１の近
接検出器によるＶsigの正の勾配部分ＶP1でトラッキン
グする間、コンパレータ１４、クロック１８、カウンタ
１７およびＰＤＡＣ１ ２０とがディジタル信号、即ち
Ｖsigをトラッキングしているカウンタ１７の出力にお
けるディジタル・カウント信号の発生器として一緒に働
くことが認識されることになる。このディジタル信号発
生器は、アナログ信号Ｖsigのディジタイザであり、あ
るいはアナログ／ディジタル・コンバータである。同様
に、ＶN1によるトラッキングの間、コンパレータ２４、
クロック１８、カウンタ２７およびＮＤＡＣ１３０が、
ディジタル信号、即ちＶsigの負になる部分を追跡する
カウンタ２７の出力におけるディジタル・カウント信号
を生じるアナログ／ディジタル・コンバータとして一緒
に働く。これらの所見は、図１３にも同様に適用する。
本発明の近接検出器においては、ディジタル／アナログ
・コンバータをここで示したもの以外の回路手段によっ
て形成することもできる。
【００３８】例えば、Ｇ−ＤＡＣ６７および１１２の使
用に基くディジタル的に利得制御可能な増幅器が、代替
的に従来技術のディジタル的に利得制御可能な増幅器に
基くものでもよく、この場合Ｇ−ＤＡＣの代わりにそれ
ぞれ抵抗と２進信号制御可能なスイッチとを含む並列接
続された分岐回路のグループが用いられる。更に、それ
ぞれコンパレータ１４および２４からのハイの２進信号
に応答して加算および減算するただ１つの加算カウンタ
を（加算カウンタ１７および２７の代わりに）用いるこ
とが可能である。この場合、唯一つのＤＡＣ、例えばＰ
ＤＡＣ１ ２０を、出力が第２のコンパレータ１６およ
び２６の正と負の入力にそれぞれ接続されて用いること
もできる。従って、信号Ｖtoobigを生じるための図１の
回路部分を加算カウンタ出力をラッチ４２および５２の
両方に接続して、それぞれ加算および減算中に、例えば
ラッチ動作可能化信号として信号Ｖoutを用いてこれら
のラッチを動作可能状態にすることによって修正するこ
ともできる。
【００３９】先に述べたように、Ｖsigにおける第１の
パルスの少数のみに対して自動利得調整を行う目的は、
Ｖoutにおける遷移における増分偏移の発生を避けるこ
とである。点火ディストリビュータの如き用途において
は、機関の点火のタイミングは、機関の動力伝達におい
て小さいが問題となる飛越しを生じようとする。しか
し、検出精度がオーバーライド配慮である時、カウンタ
９３（図１）または１１８（図１３）が、例えば、１分
ごとなどに、あるいは所定数の検出物体が通過した後に
利得における頻繁でない再調整を可能にするよう周期的
にリセットすることが容易に可能である。無論、連続的
な利得調整は別の選択であり、例えば、ＮＯＲゲート８
９を除去して信号Ｖtoobigをカウンタ８５の可能化入力
に直接接続することにより図１の検出器において行われ
る。
【００４０】ホール増幅器出力電圧Ｖsigは、磁界／電
圧トランスジューサの出力と見なされ、このトランスジ
ューサはホール素子を含む。上記のＡＧＣは、トランス
ジューサの一部と見なされるディジタル的に制御される
ホール増幅器の利得を制御することによって行われる。
あるいはまた、複合トランスジューサのＡＧＣを生じる
ように、例えば、ホール素子の励起のため用いられるデ
ィジタル的に制御される電圧調整器を用いることによ
り、ホール素子における励起電流をディジタル的に制御
することが可能である。¨ コンピュータ生成モデルに
より、上記の同時に出願された米国特許出願「ゼロまで
の速度で通過する磁気物体の検出（ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ
ＯＦ ＰＡＳＳＩＮＧ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＡＲＴＩ
ＣＬＥＳ ＡＴ ＳＰＥＥＤＳ ＤＯＷＮＴＯ ＺＥＲ
Ｏ）」に記載された種類の近接検出器を有効に別の同時
に出願された米国特許出願「磁界の変化する振幅に検出
閾値を周期的に適合させる間における通過する磁気物体
の検知（ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ ＯＦ ＰＡＳＳＩＮＧ
ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＡＲＴＩＣＬＥＳ ＷＨＩＬＥ Ｐ
ＥＲＩＯＤＩＣＡＬＬＹＡＤＡＰＴＩＮＧ ＤＥＴＥＣ
ＴＩＯＮ ＴＨＲＥＳＨＯＬＤＳ ＴＯ ＣＨＡＮＧＩ
ＮＧ ＡＭＰＬＩＴＵＤＥＳ ＯＦ ＴＨＥ ＭＡＧＮ
ＥＴＩＣ ＦＩＥＬＤ）」に記載された種類の検出器と
有効に融合できることが判った。
【００４１】これらの２種類の近接検出器をそれぞれ
「勾配付勢され」かつ「閾値の」近接検出器として表示
して、勾配付勢検出器がゼロまでの速度の動作が可能で
あるように、勾配付勢検出器がコンピュータ・モデル化
シミュレーションにおいて閾値検出器と有効に融合され
た。このモデルでは融合された検出器が始動後の短い初
期間隔に勾配付勢モードで動作状態になり、その後この
検出器は自動的に閾値検知モードになった。更にまた、
本発明の主題でありゼロまでの速度で動作が可能である
自動利得制御の特徴が、単に利得およびＶsigのレベル
を最初に設定するにのみ勾配付勢検出器を用いて盛込ま
れた。その後、磁気物体の接近および離反の検出距離に
おいてジッタおよび不安定を生じようとするこれ以上の
段階関数の利得偏移を避けるため、自動利得制御が遮断
された。本発明の自動利得制御方法は、迅速な利得調整
および非常に低い速度においてその減衰しない検出効率
のゆえに、このような融合された近接検出器における初
期使用に特に適合する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の磁気物体近接検出器を示すブロ
ック図である。
【図２】Ｐ−ＤＡＣ１からの出力電圧信号の波形に重ね
られた４つの磁気物体の通過中のホール（トランスジュ
ーサ）の電圧信号の波形を示すグラフである。
【図３】図１におけるＮ−ＤＡＣ１からの出力電圧信号
ＶN1の部分波形を示す図２と同じ時間スケールによるグ
ラフである。
【図４】図１の近接検出器の出力電圧Ｖoutの波形を示
す図２と同じ時間スケールによるグラフである。
【図５】図１の近接検出器におけるカウンタ１７に対す
るリセット信号の波形を示す図２と同じ時間スケールに
よるグラフである。
【図６】図１の近接検出器におけるカウンタ２７に対す
るリセット信号の波形を示す図２と同じ時間スケールに
よるグラフである。
【図７】図１の近接検出器におけるＮラッチ５２に対す
るラッチ可能化信号の波形を示す図２と同じ時間スケー
ルによるグラフである。
【図８】図１の近接検出器におけるＰラッチ４２に対す
るラッチ可能化信号の波形を示す図２と同じ時間スケー
ルによるグラフである。
【図９】図１の近接検出器におけるＰ−ＤＡＣ２および
Ｎ−ＤＡＣ２からの対応する出力信号ＶP2およびＶN2を
重ね合わせた少数の磁気物体の通過中のホール（トラン
スジューサ）電圧信号の波形を示すグラフである。
【図１０】図１の近接検出器の出力電圧Ｖoutの対応波
形を示す図９と同じ時間スケールによるグラフである。
【図１１】図１の近接検出器におけるコンパレータ６２
の対応する出力信号波形Ｖtoobigを示す図９と同じ時間
スケールによるグラフである。
【図１２】図１の近接検出器の利得カウンタ（Ｇ−ＣＯ
ＵＮＴＥＲ）６７における最初の２ビットからの２進出
力電圧の対応波形を示す図９と同じ時間スケールによる
グラフである。
【図１３】本発明の第２の磁気物体近接検出器を示すブ
ロック図である。
【図１４】自動利得制御（ＡＧＣ）が生じるＶsigの正
のピーク部分の波形を示す図１３の近接検出器と関連し
かつ同じ時間スケールによるグラフである。
【図１５】ＡＧＣ回路における２進信号Ｖbigの波形を
示す図１３の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケール
によるグラフである。
【図１６】ＡＧＣ回路における２進信号Ｖclkの波形を
示す図１３の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケール
によるグラフである。
【図１７】ＡＧＣ回路における２進信号ＶRの波形を示
す図１３の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケールに
よるグラフである。
【図１８】自動利得制御における連続的な間隔において
増幅器１１０の利得をセットするカウンタ１１８におけ
るカウントを示す図１３の近接検出器と関連しかつ同じ
時間スケールによるグラフである。
【図１９】図１３の近接検出器において用いられるＡＧ
Ｃ回路に代わるＡＧＣ回路を示すブロック図である。
【図２０】Ｒ／２Ｒディジタル／アナログ・コンバータ
（ＤＡＣ）を示す回路図である。
【図２１】図１および図１９におけるＧ−ＤＡＣ８５お
よび図１３におけるＧ−ＤＡＣ１１２のように用いられ
る如きディジタル的に制御可能な抵抗として接続される
図２０のＤＡＣを示すブロック図である。
【符号の説明】
１０ ホール・トランスジューサ（ホール素子） １２ ホール電圧増幅器 １４ 第１のコンパレータ １５ ＡＮＤゲート １６ 第２のコンパレータ １７ カウンタ １８ クロック １９ インバータ ２０ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｐ−ＤＡ
Ｃ） ２４ シュミット・コンパレータ ２５ ＡＮＤゲート ２６ コンパレータ ２７ カウンタ ３０ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｎ−ＤＡ
Ｃ） ３１ パルス拡張回路 ３２ 論理ブロック ３３ フリップフロップ ３９ リセット遅延回路 ４１ ワン・ショット発生器 ４２ Ｐラッチ ４４ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｐ−ＤＡ
Ｃ） ４８ バッファ段 ５０ ＮＯＲゲート ５１ ワン・ショット発生器 ５２ Ｎラッチ ５４ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｎ−ＤＡ
Ｃ） ５６ ウインドウ・コンパレータ ５８ バッファ段 ６０ 固定利得差動増幅器 ６２ コンパレータ ６５ 固定利得増幅器段 ６７ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｇ−ＤＡ
Ｃ） ６９ 演算増幅器 ７５ 演算増幅器 ８１ フィードバック抵抗 ８３ スイッチ ８５ Ｇ−カウンタ ８７ インバータ ８９ 反転ＮＯＲゲート ９１ フリップフロップ ９３ カウンタ １１０ 増幅器 １１２ ディジタル／アナログ・コンバータ（Ｇ−ＤＡ
Ｃ） １１５ 演算増幅器 １１８ カウンタ １１９ 論理ブロック １３０ コンパレータ １３４ 遅延回路 １４０ コンパレータ １４４ 遅延回路 １５１〜１５４ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラビ・ビッグ アメリカ合衆国ニューハンプシャー州 03304，ボー，ロングビュー・ドライブ 27 (72)発明者 ピー・カール・シェラー アメリカ合衆国ニューハンプシャー州 03867，ロチェスター，テン・ロッド・ ロード 709 (72)発明者 ジェイ・エム・タウン アメリカ合衆国ニューハンプシャー州 03216，アンドーバー，アールアールア イ・ボックス 1957 (72)発明者 テリ・エル・トゥ アメリカ合衆国ニューハンプシャー州 03304，ボー，クラフ・ストリート 15 (56)参考文献 特開 平２−307012（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−214319（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−100204（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01B 7/00 - 7/30 G01D 5/12 - 5/252 G01P 3/42 - 3/489

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 通過する磁気物体の検出のための接近検
    出方法において、 ａ）ディジタル的に利得制御される磁界／電圧トランス
    ジューサを用い、周囲の磁界を検知し、磁界と直接関連
    する振幅を持つ電圧Ｖsigを生成するステップと、 ｂ）Ｖsigにおける少なくとも１つの極性のエクスカー
    ションの振幅を所定の目標値に比較するステップと、 ｃ）Ｖsigが目標値を越えるごとに１つの２進レベルか
    ら他の２進レベルへ変化する２進信号Ｖbigを生成する
    ステップと、 ｄ）前記２進信号をディジタル的に利得制御されたトラ
    ンスジューサに印加し、２進信号Ｖbigが１つの２進レ
    ベルから別の２進レベルへ変化する時、前記ディジタル
    的に利得制御された増幅器の利得を、Ｖsigにおけるピ
    ーク値を所定の目標値より下方に置く方向に１つの予め
    定めた利得増分だけ変化させるステップと、 ｅ）Ｖsigにおける１つの極性のエクスカーションが所
    定の点に達するごとに１つの極性の遷移を有する２進近
    接検出器出力電圧Ｖoutを生成するステップと、 を含む接近検出方法。
  2. 【請求項２】 通過する磁気物体の検出のための接近検
    出方法において、 ａ）周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
    持つ電圧ＶHを生成するステップと、 ｂ）増幅された信号Ｖsigを生成するようにディジタル
    的に利得制御された増幅器において電圧ＶHを増幅する
    ステップと、 ｃ）Ｖsigにおける少なくとも１つの極性のエクスカー
    ションの振幅を予め定めた目標値に比較するステップ
    と、 ｄ）電圧Ｖsigが前記目標値を越えるごとに、１つの２
    進レベルから他の２進レベルへ変化する２進信号を生成
    するステップと、 ｅ）前記２進信号をディジタル的に利得制御された増幅
    器へ印加し、２進信号Ｖbigが１つの２進レベルから他
    の２進レベルへ変化する時、前記のディジタル的に利得
    制御された増幅器の利得を、Ｖsigにおけるピーク値を
    前記の所定の目標値の下方に置くように、所定の１つの
    利得増分だけ変化させるステップと、 ｆ）Ｖsigにおける１つの極性のエクスカーションが所
    定の点に達するごとに、１つの極性の遷移を有する２進
    の近接検出器出力電圧Ｖoutを生成するステップと、 を含む接近検出方法。
  3. 【請求項３】 利得における各増分変化が利得変化の固
    定された予め定めた増分である請求項２記載の接近検出
    方法。
  4. 【請求項４】 Ｖsigにおける少なくとも１つの極性の
    エクスカーションの振幅を反復的に比較すること、およ
    びディジタル的に利得制御された増幅器の利得を増分的
    に変化させるディジタル信号を生成することとが、１つ
    の初期の所定の時間間隔だけ行われる請求項２記載の接
    近検出方法。
  5. 【請求項５】 少なくとも１つの極性のエクスカーショ
    ンをカウントするステップと、カウントが所定数に達す
    る時、１つの初期の所定の時間間隔を終了させるステッ
    プとを更に含む請求項２記載の接近検出方法。
  6. 【請求項６】 出力電圧Ｖoutにおける少なくとも１つ
    の極性の遷移と、Ｖsigにおける少なくとも１つの極性
    におけるエクスカーションの振幅を反復的に比較するス
    テップと、そしてＶoutにおけるカウントされた遷移数
    が所定数に達する時に終了する１つの間隔だけ行われる
    ディジタルに利得制御された増幅器の利得を増分的に変
    化させるためのディジタル信号を生成するステップとを
    カウントするステップを更に含む請求項２記載の接近検
    出方法。
  7. 【請求項７】 通過する磁気物体の検出のための接近検
    出方法において、 ａ）周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
    持つホール電圧Ｖsigを生成するステップと、 ｂ）アナログ電圧Ｖsigの正になる勾配部分におけるＶ
    sigと対応するディジタル信号を生成するステップと、 ｃ）正の勾配を追跡して該Ｖsigの正のピーク値を保持
    するアナログ信号ＶP1を生成するため、ディジタル信号
    をディジタル／アナログ・コンバータ（ＰＤＡＣ）の入
    力へ印加するステップと、 ｄ）Ｖsigの負になる勾配部分における電圧Ｖsigと対応
    するディジタル信号を生成するステップと、 ｅ）負の勾配を追跡してＶsigの該負のピーク値を保持
    するアナログ信号ＶN1を生成するために、ディジタル信
    号をディジタル／アナログ・コンバータ（ＮＤＡＣ）の
    入力へ印加するステップと、 ｆ）時間ｔppkにおいてＶsigが信号ＶP1における保持さ
    れた正のピーク電圧から所定電圧Ｖhysだけ低減する時
    に２進状態を１つの方向に変化させ、かつ時間ｔnpkに
    おいてＶsigが信号ＶN1における保持された負のピーク
    電圧から所定電圧Ｖhysだけ低減する時に２進状態を他
    の方向に変化させる接近検出器出力電圧Ｖoutを生成す
    るステップと、 を含み、 ｇ）周囲の磁界の検知ステップと電圧Ｖsigの生成ステ
    ップとが、 磁界／電圧トランスジューサを用いて、Ｖsigを生じる
    ようにディジタル的に利得制御された増幅器においてト
    ランスジューサ電圧を増幅するステップと、 検知を開始すると同時に、Ｖsigにおける少なくとも１
    つの極性のエクスカーションの振幅を予め定めた目標値
    に反復的に比較して、Ｖsigが該目標値を越える時１つ
    の２進レベルから他の２進レベルへの遷移を有する２進
    信号Ｖtoobigを生成するステップと、該ディジタル信号
    を前記増幅器へ印加するステップと、各遷移ごとに、予
    め定めた目標値の下方にＶsigにおけるピーク値を置く
    方向にディジタル的に利得制御された増幅器の利得を増
    分的に変化させるステップとを含む、 接近検出器方法。
  8. 【請求項８】 通過する磁気物体の近接検出器におい
    て、 ａ）周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
    持つ電圧ＶHを生成するための磁界／電圧トランスジュ
    ーサと、 ｂ）電圧ＶHを増幅するため前記トランスジューサに接
    続されたディジタル的に利得制御される増幅器と、 ｃ）目標電圧ＶTGを生成するためのＤＣ電圧源と、 ｄ）前記増幅器の出力とＤＣ基準電圧とに接続された入
    力を持ち、ＶsigがＶTGを越えるごとに１つの２進レベ
    ルから他の２進レベルへ変化する２進信号Ｖbigを生成
    するためのコンパレータ手段と、 ｅ）前記トランスジューサの出力に接続され、Ｖsigに
    おける１つの極性のエクスカーションを検知してカウン
    トし、かつ２進カウント出力信号を生じるための回路手
    段とを備え、該回路手段の出力が前記増幅器に接続され
    て、Ｖsigにおけるカウントされたエクスカーションご
    とに、Ｖsigにおけるピーク値を目標値ＶTGより下方に
    置く方向にトランスジューサ利得を増分的に変化させ
    る、 近接検出器。
  9. 【請求項９】 前記増幅器の出力に接続されて、Ｖsig
    における１つ極性におけるエクスカーションが所定の点
    に達するごとに、１つの極性の遷移を有する近接検出器
    出力電圧Ｖoutを生成する手段を更に備える請求項８記
    載の近接検出器。
  10. 【請求項１０】 通過する磁気物体の勾配付勢される近
    接検出器において、 ａ）周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
    持つ電圧Ｖsigを生成する検知手段と、 ｂ）前記検知手段に接続されて、Ｖsigの正になる勾配
    部分においてアナログ電圧Ｖsigと対応するディジタル
    出力信号を生成する正のディジタル化手段と、 ｃ）前記正のディジタル化手段に接続された入力を有
    し、正の勾配を追跡してＶsigの正のピーク値を保持す
    るアナログ出力信号ＶP1を生成するディジタル／アナロ
    グ・コンバータ（ＰＤＡＣ）と、 ｄ）前記検知手段に接続されて、Ｖsigの負になる勾配
    部分においてアナログ電圧Ｖsigと対応するディジタル
    出力信号を生成する負のディジタル化手段と、 ｅ）前記負のディジタル化手段の出力に接続された入力
    を有し、前記負の勾配を追跡してＶsigの正のピーク値
    を保持するアナログ出力信号ＶN1を生成するディジタル
    ／アナログ・コンバータ（ＮＤＡＣ）と、 ｆ）時間ｔppkにおいてＶsigが信号ＶPIにおける保持さ
    れた正のピーク電圧から所定の増分電圧Ｖhysだけ低減
    する時に１つの方向に２進状態を変化させ、かつ時間ｔ
    npkにおいてＶsigが信号ＶN1における保持された負のピ
    ーク電圧から所定の増分電圧Ｖhysだけ低減する時は他
    の方向に２進状態を変化させる近接検出器出力電圧Ｖ
    outを生成する手段と、 を備え ｇ）前記検知手段が、 磁界／電圧トランスジューサと、 前記トランスジューサに接続されて、トランスジューサ
    電圧と直接関連する出力電圧Ｖsigを生成するディジタ
    ル的に利得制御されたトランスジューサ／電圧増幅器
    と、 前記トランスジューサ／電圧増幅器に接続されて、検知
    を開始後に、Ｖsigにおける少なくとも１つの極性のエ
    クスカーションの振幅を所定の目標値に反復的に比較し
    て、Ｖsigにおけるピーク値を所定の目標値の下方に置
    く方向にディジタル的に利得制御された増幅器の利得を
    増分的に変化させるディジタル信号を生成するためのコ
    ンパレータ手段と、 を含む勾配付勢される近接検出器。
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