JP3315047B2 - 自動利得制御による通過する磁気物体の検出方法および検出器 - Google Patents
自動利得制御による通過する磁気物体の検出方法および検出器Info
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Description
し、特に回転する隣接鉄製ギアの歯の前縁部および後縁
部あるいは他の磁気物体の検出が可能な鉄製ギア歯ホー
ル・トランスジューサあるいは他の磁界/電圧トランス
ジューサに関し、また更にホール/電圧増幅器における
自動利得調整特性を有するホール近接検出器に関する。
物体」とは、周囲の磁界を変化させようとする低い磁気
抵抗を有する磁化された物体、鉄製物体および他の物体
に適用する。
5,442,283号には、隣接する回転ギア歯の立上
がり縁部と立下がり縁部を検出することが可能なホール
/電圧勾配付勢近接検出器が記載されている。この近接
検出器タイプの検出器は、磁石の磁極に取付けた集積回
路のホール検出器を含み、かつホール電圧の勾配(例え
ば、通過するギア歯の接近と対応する)を追跡して、反
対方向の後に続くホール/電圧勾配(例えば、2つのギ
ア歯間の谷の接近と対応する)の開始を示す出力信号を
生じる前に結果として生じるピーク電圧を一時的に保持
するための回路を含む。このホール電圧保持回路は、パ
ルス出力信号を生じるコンパレータの誤ったトリップ
(飛び)を防止するためコンデンサから、あるいはコン
デンサへ電荷を制御可能に漏らすためのコンデンサおよ
び回路手段を含んでいる。
に、コンデンサの保持電圧は、ギア歯の通過速度が遅く
なる時に精度保持の低下を招く垂下(droop)を有
し、従って、検出器は正確な検出が可能である最低ギア
歯速度を有する。
検出器は、通過する物体の接近を示すハイの2進出力電
圧を生じ、かつ物体が検出器から離反する時にローの2
進電圧を生じる。ローからハイへの検出器出力電圧にお
ける遷移は、典型的には、トランスジューサ電圧が固定
された内部閾値電圧基準まで上昇するときを決定するコ
ンパレータによってトリガーされる。あるいはまた、先
に述べた勾配付勢型の検出器の場合は、検出器が、トラ
ンスジューサの電圧ピークがちょうど生じてトランスジ
ューサ信号電圧がピーク値から予め定めた増分電圧だけ
降下する時を決定する。
接検出器は、磁気物体の接近を示す出力信号におけるロ
ーからハイ(あるいは、ハイからロー)の2進遷移を生
じる。実際には、最小の通過距離(時に、空隙と呼ばれ
る)は一定のままではない。この空隙寸法の変動は、ト
ランスジューサ電圧が固定閾値を越えるかあるいはそれ
より降下する物体の接近および離反の実際の距離におけ
る変化を生じる。この結果、カムおよびギア歯列の如き
通過物体の位置検出器としての使用を妨げることもある
通過の検出精度の欠如をもたらす。
サ間の空隙の変化は、検出器の機械的および電気的特
性、ならびに特に温度の関数として通過物体の特性に寄
与し得る。その結果は、内燃機関の点火ディストリビュ
ータにおける如き厳しい用途に対するこのような検出器
の使用を妨げることもある検出の精度不良となる。この
ような精度不良の主な原因は、ギア歯列(物体)が歯単
位に異なる強磁性体特性を呈する時、そして(または)
検出器に対するギア歯列の間隔(空隙)における不規則
な変化がギアの偏心度により生じる時に、ホール電圧の
振幅が変化するという事実から生じる。また、温度の変
化が、空隙寸法およびトランスジューサとトランスジュ
ーサ/電圧増幅器の感度における変化を生じる。検出が
ホール電圧のピークを検知することによるか、あるいは
通過する物体の接近を表わすための電圧閾値の基準値を
用いることによって行われるかの如何に拘わらず、トラ
ンスジューサ電圧の正中振幅における変化が位置の検出
精度を劣化させる。
での速度における検出が可能である、遷移が明確な予測
可能な接近点と、通過する磁気物体の近接検出器トラン
スジューサに関する離反点とに更に正確に対応する2進
出力電圧を生じるゼロまでの速度における検出が可能で
ある近接検出器の提供にある。本発明の更なる目的は、
増幅されるトランスジューサ電圧の振幅および勾配が温
度における変化およびトランスジューサと検出される通
過する磁気物体との間の空隙寸法における変化によって
も実質的に一定のままであるように、磁界/電圧トラン
スジューサの利得を予め定めた狭い範囲に自動的に調整
する如き磁気物体近接検出器の提供にある。本発明の別
の目的は、始動時に、検出される通過する磁気物体の一
部のみの通過時間内でも、この物体のかかる一部を除い
て検出精度が優れるように、トランスジューサ電圧増幅
器の利得を迅速に調整する如き検出器の提供にある。
磁界を検知してこの磁界と直接関連する振幅を有する電
圧VHを生成するための磁界/電圧トランスジューサを
含んでいる。ディジタル的に利得制御される増幅器が、
VHを増幅するためトランスジューサに接続されてい
る。目標電圧VTGを生成するDC電圧源が提供され、コ
ンパレータ手段は、2進信号VsigがVTGを越えるごと
に1つの2進レベルから他のレベルへ変化する2進信号
Vbigを生成するために、増幅器の出力とDC基準電圧
とに接続された入力を有する。
ョンを検知してカウントし、かつ2進カウント出力信号
を生じるための回路手段がトランスジューサの出力に接
続されている。この回路手段の出力は、Vsigにおける
カウントされたエクスカーションの各々に対する増幅器
に接続されて、Vsigにおけるピークを目標値TTGのち
ょうど下方にする方向にトランスジューサ利得を増分的
に変化させる。この近接検出器はまた、増幅器の出力に
接続されてVsigにおける1つの極性のエクスカーショ
ンが所定の点に達するごとに1つの極性の遷移を有する
近接検出器の出力電圧Voutを生じる回路手段を含んで
いる。
法は、周囲の磁界を検知して磁界と直接関連する振幅を
持つ電圧VHを生じることにより開始する。電圧VHは、
ディジタル的に利得制御される増幅器において増幅され
て増幅信号Vsigを生じる。以下のステップは、Vsigに
おける少なくとも1つの極性のエクスカーションの振幅
を予め定めた目標値に比較して、Vsigがこの目標値を
越える時1つの2進レベルから他のレベルへ変化するデ
ィジタル信号を生じ、このディジタル信号をディジタル
的に利得制御された増幅器へ印加し、このディジタル的
に利得制御された増幅器の利得をVsigにおけるピーク
値を予め定めた目標値のすぐ下方におくように変化させ
ることを含む。最後に、Vsigにおける1つの極性のエ
クスカーションが所定の点に達するごとに1つの極性の
遷移を有する2進の近接検出器出力電圧Voutが生成さ
れる。
た米国特許出願「ゼロまでの速度で通過する磁気物体の
検出およびそのための回路(DETECTION OF
PASSING MAGNETIC ARTICLE
S AT SPEEDS DOWN TO ZERO
AND CIRCUIT THEREFOR)」あるい
は前掲の米国特許第5,442,283号に記載される
如き勾配付勢される接近検出方法によって行われること
が望ましい。
クスカーションの振幅の比較、およびディジタル的に利
得制御された増幅器の利得を増分的に変化させるディジ
タル信号の生成は、1つの最初の予め定めた間隔のみに
対するものである。利得における各増分変化は、利得変
化の固定された予め定めた増分であることが望ましい。
少なくとも1つの極性のエクスカーションをカウントし
て、このカウントが予め定めた数に達する時に1つの最
初の予め定めた間隔を終了するステップを付加すること
もできる。
電圧増幅器12の入力に接続された出力を有する。ホー
ル素子10は、鉄製物体が接近する時ホール電圧VH、
従って増幅されたホール電圧Vsigが増加(あるいは、
減少)するように、磁石(図示せず)の磁極に取付けら
れる。物体が離反する時、VHおよびVsigは減少する
(あるいは、磁石の磁極の極性に従って、増加する)。
あるいはまた、自らが磁化される磁気物体を検出するた
め図1の検出器回路が用いられ、この場合ホール素子は
磁石が取付けられる必要はない。
(図示せず)を用いてもよい。また、出力がホール電圧
増幅器(図示せず)の入力に差動的に接続された2つの
ホール素子は、代替的な第2の磁界/電圧トランスジュ
ーサを表わす。増幅されたホール電圧Vsigは、通過す
る物体の特性を反映する陰影グラフの如き方形波の近接
検出器出力信号Voutを生じるように、図1の近接検出
器における残りの回路によって操作される。増幅された
ホール電圧Vsigは、ANDゲート15を介して第1の
コンパレータ14の正の入力へ印加され、また第2のコ
ンパレータ16の正の入力へも印加される。増幅された
ホール電圧Vsigは更に、他の第1のコンパレータ24
の負の入力へ、および他の第2のコンパレータ26の正
の入力へ印加される。
ントにあるものとすれば、第1のコンパレータ14の出
力がハイになる時、カウンタ17がクロック18からの
クロック・パルスをカウントし始める。結果として得る
カウントは、ディジタル/アナログ・コンバータ(PD
AC1)20へ与えられ、このコンバータはゼロからD
C供給電圧+Vregまでの範囲内のどこかに常にある出
力アナログ電圧VP1を生じる。いかなる場合も、VP1の
振幅はカウンタ17からのカウント信号の直接的な一次
関数である。電力が最初に検出器回路に印加されると、
論理ブロック(図示せず)がDC供給電圧+Vregのタ
ーンオン時間を検知し、カウンタをゼロ・カウントへリ
セットする。
ち、従ってシュミット・タイプのコンパレータである。
DAC20(PDAC1)の出力は、ホール電圧Vsig
が電圧VP1にコンパレータ14の小さなヒステリシス閾
値電圧を加えたものより大きくなるように、次いでコン
パレータ14の出力がハイになるように、コンパレータ
14の負の入力に接続される。この時出力電圧Voutが
ローであるならば、ANDゲート15の出力がハイにな
り、カウンタ17は動作可能状態にされてカウントす
る。ホール電圧Vsigが更に大きな正の値になると、V
P1は図2に示されるように階段状にVsigを追跡させら
れる。階段状のVP1の増分垂直エクスカーションはV
reg/2nに等しく、ここでnはDACのビット数であ
る。Vsigの勾配が減少するに伴い,増分水平時間Δt1
は増加する。
ク電圧に達すると、カウンタ17が時間tpp1において
カウントを止め、VP1は時間tppkまでこのピーク電圧
を保持する。時間tppkに、Vsigが第2のコンパレータ
16の閾値と等しい量Vhysだけ保持された電圧VP1を
保持し、図4に示されるようにコンパレータ16の出力
は一時的にハイとなって、出力電圧Voutがローからハ
イになるようフリップフロップ33をセットする。出力
電圧Voutは遅延回路29を介してカウンタ17のリセ
ット入力へ印加され、リセット信号VPresetがハイであ
る限りカウンタ17におけるカウントを時間tppk(図
5)にゼロにリセットして保持し、これによりVP1はこ
の時間もゼロ・ボルトのままである。信号Vsigにおけ
るその後の正のパルスで、VP1が再びその後の正のパル
スをそのピークまで追跡し始め、この新しいピーク電圧
を保持し始める。リセット信号(図6)は、リセット信
号VNresetがハイである限り、時間Tnpkにカウンタ2
7をリセットしてそのリセットを保持する。
(N)回路部分は、述べたばかりの上部(P)の構成を
実質的に反映する。この下部の回路部分は、Vsigにお
ける正のパルスに関して上部と同じようにVsigにおけ
る負のパルスを操作する。例えば、図3に示されるよう
に、Vsigの負のピーク電圧に達すると、カウンタ27
が時間tnp1にカウントを止め、VN1が時間tnpkまでこ
のピーク電圧を保持する。時間tnpkにおいて、Vsigが
コンパレータ26の閾値と等しい量Vhysだけ保持され
た電圧VN1より降下し、コンパレータ26の出力はハイ
になってフリップフロップ33をリセットし、その結果
図4に示されるように出力電圧Voutがハイからローに
なる。
ィジタルのピーク検出モードで動作する。このような検
出器は、本願と同じ譲受人に譲渡され本願と同時に出願
された米国特許出願「ゼロまでの速度で通過する磁気物
体の検出(DETECTION OF PASSING
MAGNETIC ARTICLES AT SPE
EDS DOWN TO ZERO)」の主題である。
当該特許出願は、近接検出器回路および動作について更
に詳細に記載しており、参考のため本文に援用される。
図1の回路の残部は、ホール電圧の自動利得制御回路に
対する回路に関するものである。
号もまた、ラッチ42および52を介してそれぞれPD
AC2 44およびNDAC2 54に印加される。P
ラッチ42およびNラッチ52は、それぞれワン・ショ
ット発生器41および51からの信号VPlatch(図7)
およびVNlatch(図8)によって動作可能状態にされ
る。ワン・ショット発生器41および51は、信号V
outにおけるローからハイへの遷移により、かつVoutに
おけるハイからローへの遷移によってそれぞれトリガー
される。PDAC2およびNDAC2からの出力信号V
P2およびVN2は、これら信号が相互に、またVsigに関
連する時図9に示され、Voutは図10におけると同じ
スケールで示される。
よび26の出力は、Vsigが負になる時にのみハイにな
る。このように、Vsigが負になる時にのみ、ANDゲ
ート25、カウンタ27、NDAC1 30、ラッチ5
2、NDAC2 54、バッファ58およびウインドウ
・コンパレータ56の信号における状態の変化が生じ
る。回路の上部(P)および下部(N)は、クロック1
8、リセット遅延回路39およびNORゲート50を共
有する。図3において、Vsigのこのトラッキングは、
Voutにおけるローからハイへの遷移が生じる時間tppk
で開始する。
カウントする。DC基準電圧+Vre gおよび接地がPD
AC1 20およびPDAC2 44に対する接続に関
して逆にNDAC1 30およびNDAC2 54に接
続され、従ってカウンタ27におけるカウントが増加す
るに伴い、図3に示されるようにNDAC1 30の出
力VN1が低減することに注意すべきである。あるいはま
た、NDAC30および54が共に、カウンタ27が最
大カウントから減算する種類のものであるならばPDA
C20および44と同様にDC基準電圧に接続すること
もできる。カウンタ17および27は、最大カウントを
越える時カウントの重なりを防止する桁溢れ禁止特徴を
含む種類のものである。
よび58を介して固定利得差動増幅器60の2つの入力
に印加される。増幅器60の出力信号VppはVP1とVN1
の間の差電圧であり、この差電圧はVsigのピークピー
ク値と実質的に等しい。Vsigが大きくなるに伴い、図
9に示されるようにこの電圧VsigがVppにより追跡さ
れる。信号Vppは、コンパレータ62の1つの入力へ印
加される。基準電圧VTGは、コンパレータ62の入力に
印加される。信号Vppが基準電圧VTGを越える時、コン
パレータ62の出力信号Vtoobigはハイの2進レベルに
ある。基準電圧VTGが信号Vppより小さい時、信号V
toobigはハイの2進レベルにある。ホール電圧増幅器1
2は、固定利得増幅器段65と、ディジタル/アナログ
・コンバータG−DAC 67からなるプログラム可能
な利得増幅器と、2つの抵抗71および73と、演算増
幅器69と、演算増幅器75からなる階段状に調整可能
な利得増幅器と、3つの抵抗77、79および81と、
スイッチ83とを含んでいる。
に回り込まない加算カウンタであり、G−DAC67に
接続されたカウント出力を有する。信号Voutはインバ
ータ87により反転され、カウンタ85は反転信号V
outにおける正の遷移をカウントする。G−DAC67
は、DACに対する入力カウントがゼロである時、最大
抵抗値をもつディジタル的にプログラム可能な抵抗とし
て内部に接続される。抵抗70と並列のこのG−DAC
抵抗71が、演算増幅器69に対するその最高値におけ
る合計入力抵抗値をゼロ・カウントにセットし、これが
増幅器の利得をその最低値にセットする。
ションが基準電圧VTGより低い信号Vpp(図9)を生じ
る時、出力信号Vtoobigはローとなり(図11)、カウ
ンタ85を反転NORゲート89を介して動作可能状態
にする。カウンタ85は、図12に示されるように、反
転信号Voutにおける次の正の遷移時に1カウントだけ
加算することにより応答する。これは、利得増加の1増
分を生じ、これは図9に示され、ここでt1からt2の期
間にVpp1がVpp2になり、Vsigは振幅が僅かに増加す
る。目標の基準値VTGに対する(VppおよびVsig)の
振幅をテストして目標にまだ達しなかった時利得の上方
への1増分を調整するこのプロセスは、Vsigの最高最
低振幅を目標値VTGにセットするのに必要な数のVsig
(およびVout)における期間だけ継続する。
号Vtoobigはハイになり(図11)、従ってこのように
不動作状態にされたカウンタ85は図12に示されるよ
うにこれ以上カウントせず、増幅器の利得はその後(検
出器がターンオフされて再び始動されるまで)は固定さ
れたままである(例えば、図9における時間t3とt4の
間)。しかし、Vsigにおける第1の正と負のエクスカ
ーションが基準電圧VTGより高い信号VPP1を生じる
(図9)時、出力信号Vtoobigはハイで反転NORゲー
ト89を介してカウンタ85を不動作状態にし、かつフ
リップフロップ91のD入力をハイに保持する。カウン
タ93は、カウンタが反転信号Voutにおける2つの
(更には、少数の)正のエクスカーションをカウントす
るまでローである1つの出力を生じる直列カウンタであ
り、この時インバータ87の出力がハイになりフリップ
フロップ91のD入力におけるハイを経てフリップフロ
ップのQ出力へクロックする。
このようなクロッキングは、非反転信号Vout(図1
0)がローになる時に生じる。Vsigの最初の2つの期
間後、スイッチ83が閉路して、演算増幅器75と抵抗
77、79からなる増幅器の利得を低減するフィードバ
ック抵抗81を接続する。例えば、演算増幅器の利得
は、係数4だけ低減されて、増幅器12の利得を係数4
だけ低減させる。このように、トランスジューサ電圧V
sigにおける最初の2つの正のパルスの間、Vsigのピー
クピーク電圧(Vpp)が目標基準電圧VTGに関して大き
すぎないかどうかが決定される。この電圧が大き過ぎな
ければ、G−カウンタが(信号Vtoobigだけ)動作可能
状態にされ、G−DAC67の抵抗値が直ちに降下し始
め、このカウント制御可能な利得段の利得がその後維持
する目標値まで上昇する。しかし、トランスジューサ電
圧Vsig(2つの磁気物体の通過と対応する)における
最初の2つの正のパルスにおいてVsigのピークピーク
電圧(Vpp)が目標基準電圧VTGに関して大き過ぎると
決定されるならば、Vsigにおける最初の2パルス後
に、増幅器12の全利得が係数4だけ低減され、カウン
ト制御可能な利得段がVsigのピークピーク値を目標値
まで引上げる。
の逐次加算カウンタであり、消勢されて再び付勢されま
ではリセットされない。カウンタ93は、Vsig(また
はVo ut)における16のエクスカーション(パルス)
の比較的大きなカウントでハイになる第2の順次カウン
ト出力を与える。この×16出力は、カウント16に達
するまでローである。カウント16におけるカウンタ9
3の×16出力からのハイの出力信号は、G−カウンタ
85がVsigにおけるどれだけ(例えば、16)の期間
が利得を調整するためG−カウンタ85によりカウント
されるかを制限することを不動作状態にする。あるいは
また、正になるエクスカーションのカウントも同様に有
効である。
過する物体の検知を開始するVsigにおける最初のパル
スの少数のみにおいて自動利得調整を行う目的は、開始
時の条件に対する最適なトランスジューサ/電圧増幅器
の利得を得ることであり、かつVoutにおける対応遷移
が生じる接近する物体の実際の距離における増分偏移を
避けるためにその後は一定の利得を維持することであ
る。利得の変化が連続的に生じる時、検知接近距離にお
ける頻繁な偏移がVoutの遷移におけるジッタの原因と
なる。
得がVsigにおける最初の16の間(最初の16個の磁
気物体の通過と対応する)において調整され、その後は
固定された状態に保持されて、迅速な初期利得調整を提
供し、その後はそれ以上の調整は行われない。この特徴
は、利得における全ての調整が機関のクランク始動中に
のみ生じる内燃機関の点火系統に使用される近接検出器
において特に適している。機関のその後の負荷および走
行中は、Vsigの振幅における変化の結果として生じる
点火タイミングにおける変化を避けることが望ましく、
これにより利得の調整は始動時だけで完了する。要約す
ると、2つの物体が通過した直後に、信号が大きすぎる
かどうかが判定され、もし大きすぎるならば、増幅器1
2の利得は大きな係数、即ち本例においては係数4だけ
低減される。後続の16個の物体の通過中は、ピーク振
幅の最大振幅が予め定めた目標値になるように、利得が
トランスジューサ信号VHのピーク振幅の最大振幅に基
いて上方に調整される。この目標振幅は、増幅器12の
ダイナミック・レンジ内にあり、信号のクリッピングを
避けると同時に、ピークが正確な検出を強化するための
目標値VTG以下にある大きな信号Vsigを生じる。
の第2の実施例によれば、ホール・トランスジューサ1
0の出力は固定利得のホール電圧増幅器65に接続さ
れ、の増幅器は更に、ディジタル/アナログ・コンバー
タG−DAC112と、2つの抵抗133、114、お
よび演算増幅器115からなるディジタル的に制御可能
な利得段の入力に接続されている。カウンタ118は、
近接検出器が始動された時のみ、即ちVregがターンオ
ンされる時に、論理ブロック119によってその最大カ
ウントにリセットされる減算カウンタである。カウンタ
118は、カウントがゼロに達するあまり生じない事象
後に回り込みを行わない。クロック信号Vclkにおける
正になる遷移は、以下に述べるように、トランスジュー
サ10による磁気物体の通過にそれぞれ対応する。G−
DAC112は、DACに対する入力カウントがゼロで
ある時最大抵抗値を持つディジタル的にプログラム可能
な抵抗として内部的に接続される。抵抗113と並列の
このG−DAC抵抗は、カウンタ118が最大カウント
にある時に演算増幅器69に対する総入力抵抗値Rinを
その最高値にセットする。このディジタル的に制御され
る増幅器の利得はR11 4/Rinであり、Rinがその最小
値にある時の最大カウントにおいて、増幅器利得は最大
である。
タ130の1つの入力に印加され、DC基準電圧VHIは
コンパレータ130の他の入力に接続されている。図1
4に示されるように、Vsigにおける正のエクスカーシ
ョンが基準電圧VHIに達する時、コンパレータ130の
出力における信号Vbig(図15)は時間t1にハイにな
る。このことは、交差接続されたNORゲート131、
133のラッチの出力Vclk(図16)をハイにさせ、
カウンタ118のカウントは1だけ低減する。このよう
に、t1において、G−DAC112の抵抗値は増分量
だけ上昇し、増幅器110の利得は対応する増分量だけ
低下し、ホール電圧Vsigに時間t1に生じる増分減少が
存在する。しかし、図15に示されるように、Vsigに
おける増分減少はVsigの振幅をVHIより低下させ、V
bigはほとんど瞬間的にローになる。このように、図1
5に示されるように、時間t1において信号Vbigに狭く
高いスパイクのみが生じる。信号Vclkは遅延回路13
4を通過し(例えば、5μ秒の遅れ)、t1の5μ秒後
に、NORゲート133に対するリセット入力信号VR
(図17)がハイになり、NORゲートのラッチをリセ
ットする。
るので、Vsigはt1後にはあまり増幅されない。Vsig
がVHIに再び達すると、Vbigがハイになる。しかし、
VRにおけるハイ(図17)ハイは、t2までラッチをリ
セット状態に保持し、この時Vbigにおけるハイはラッ
チを再びセットして増幅器110の利得を2回低下し得
る。このような一連の事象が時間t4まで反復され、V
sigは基準電圧VHIより低いままである。図14におけ
る破線カーブVnoAGCは、増幅器110の利得が一定の
ままである、即ち自動利得制御が生じなかったならば生
じたはずのVsigのエクスカーションの波形を示してい
る。図19において、nは時間t1前のカウンタ118
における利得設定カウントである。連続的なカウント
(n−1)ないし(n−5)が低減して、増幅器利得に
おける連続的な低減を導く。トランスジューサ信号VH
における以降の正のピークが同じままであるならば、カ
ウンタ118における利得設定カウントはかりにあって
も非常に小さな低減となる。従って、AGC動作が近接
検出器の付勢後のVsigにおける正に最初の正のエクス
カーションの出現中は実質的に終了されることが理解さ
れよう。このことはまた、図13の検出器のゼロ速度ま
での通過する磁気物体をカウントすると同時に、有効A
GC動作を取得する能力と、Vsigにおける最初の正の
エクスカーションからの高い検出精度の対応する利点と
を示すものである。
るエクスカーションの自動利得制御を付加した図13の
検出器からなっている。図13の検出器はVsigの利得
を制御し、従って正と負のピークの振幅を制御するが、
磁界/電圧トランスジューサがVHにおける非対称波形
を生じることは一般ではなく、このため、図13の検出
器においては、Vsigにおける正のピークのみに基くA
GCでは負のピークがクリップされることがあり得る。
図19においては、コンパレータ140と、新規な固定
DC基準電圧発生器VL0と、交差接続されたNORゲー
ト141、143の別のラッチと、別の遅延回路144
とを更に含むようにAGC回路が拡張される。これらの
付加的な構成要素は、Vsigにおける負になるエクスカ
ーションに照合される利得調整の相補的処理を提供する
ためである。付設されたNORゲート147は、2つの
交差接続されたラッチの出力に接続された入力を有し、
減算カウンタ118の入力に印加される複合クロック信
号Vclkを生じる。ここで、Vs igにおける最初の正のエ
クスカーションがVHIより大きければ、利得は下方へ調
整される。その後のVsigにおける負になるエクスカー
ションがまだVL0より小さければ、Vsigにおける両方
の極性のピークがVL0からVHIの範囲内にあるように利
得は下方調整され、図19のAGC回路によって任意の
極値のVHにおける非対称波形が迅速に増幅器の動的動
作範囲内に置かれる。
67および112は、実質的にディジタル的に制御可能
な抵抗として働き、図20に示されるように接続された
周知の2R/RタイプのDACを用いてもよい。図20
の上部に示された3つの抵抗の各々が抵抗値Rを持ち、
他の4つの抵抗は2Rの抵抗値を持つ。DAC67の対
応する外部リード線は、ともに図20の全回路内に示さ
れ、図21におけるブロック図のDAC67内に示され
る。リード線161は接地され、リード線162、16
4はそれぞれ第1のホール電圧増幅器65の出力と演算
増幅器69の入力とに接続される。4つのスイッチ15
1、152、153、154は、利得カウンタ(例え
ば、85)からの4数字のカウント信号D0、D1、D2
およびD3が接続される電子スイッチを示す。スイッチ
151、152、153、154は、入力カウント信号
における4つ全ての数字がハイでありリード線162、
164間の抵抗値が最小値である場所に示される。並列
抵抗113は必須ではない。抵抗113は演算増幅器の
入力における並列結合の最小抵抗値を低下し、更に重要
なことは演算増幅器の最大入力抵抗値、即ち最大Rinを
低下させる。接地されると、端子161、162間の抵
抗値がホール電圧増幅器段65の出力インピーダンスよ
りはるかに大きくなるようRが充分に大きい時、G−D
ACはディジタル的に制御可能な分圧器となり、導線1
62、164間の実効抵抗値は、実質的にG−DAC6
7に対するディジタル・カウントの一次関数となる。こ
のように、増幅器の利得はこのカウントの一次関数であ
る。
明らかであり、その一部は下記の如くである。図1の近
接検出器によるVsigの正の勾配部分VP1でトラッキン
グする間、コンパレータ14、クロック18、カウンタ
17およびPDAC1 20とがディジタル信号、即ち
Vsigをトラッキングしているカウンタ17の出力にお
けるディジタル・カウント信号の発生器として一緒に働
くことが認識されることになる。このディジタル信号発
生器は、アナログ信号Vsigのディジタイザであり、あ
るいはアナログ/ディジタル・コンバータである。同様
に、VN1によるトラッキングの間、コンパレータ24、
クロック18、カウンタ27およびNDAC130が、
ディジタル信号、即ちVsigの負になる部分を追跡する
カウンタ27の出力におけるディジタル・カウント信号
を生じるアナログ/ディジタル・コンバータとして一緒
に働く。これらの所見は、図13にも同様に適用する。
本発明の近接検出器においては、ディジタル/アナログ
・コンバータをここで示したもの以外の回路手段によっ
て形成することもできる。
用に基くディジタル的に利得制御可能な増幅器が、代替
的に従来技術のディジタル的に利得制御可能な増幅器に
基くものでもよく、この場合G−DACの代わりにそれ
ぞれ抵抗と2進信号制御可能なスイッチとを含む並列接
続された分岐回路のグループが用いられる。更に、それ
ぞれコンパレータ14および24からのハイの2進信号
に応答して加算および減算するただ1つの加算カウンタ
を(加算カウンタ17および27の代わりに)用いるこ
とが可能である。この場合、唯一つのDAC、例えばP
DAC1 20を、出力が第2のコンパレータ16およ
び26の正と負の入力にそれぞれ接続されて用いること
もできる。従って、信号Vtoobigを生じるための図1の
回路部分を加算カウンタ出力をラッチ42および52の
両方に接続して、それぞれ加算および減算中に、例えば
ラッチ動作可能化信号として信号Voutを用いてこれら
のラッチを動作可能状態にすることによって修正するこ
ともできる。
パルスの少数のみに対して自動利得調整を行う目的は、
Voutにおける遷移における増分偏移の発生を避けるこ
とである。点火ディストリビュータの如き用途において
は、機関の点火のタイミングは、機関の動力伝達におい
て小さいが問題となる飛越しを生じようとする。しか
し、検出精度がオーバーライド配慮である時、カウンタ
93(図1)または118(図13)が、例えば、1分
ごとなどに、あるいは所定数の検出物体が通過した後に
利得における頻繁でない再調整を可能にするよう周期的
にリセットすることが容易に可能である。無論、連続的
な利得調整は別の選択であり、例えば、NORゲート8
9を除去して信号Vtoobigをカウンタ85の可能化入力
に直接接続することにより図1の検出器において行われ
る。
圧トランスジューサの出力と見なされ、このトランスジ
ューサはホール素子を含む。上記のAGCは、トランス
ジューサの一部と見なされるディジタル的に制御される
ホール増幅器の利得を制御することによって行われる。
あるいはまた、複合トランスジューサのAGCを生じる
ように、例えば、ホール素子の励起のため用いられるデ
ィジタル的に制御される電圧調整器を用いることによ
り、ホール素子における励起電流をディジタル的に制御
することが可能である。¨ コンピュータ生成モデルに
より、上記の同時に出願された米国特許出願「ゼロまで
の速度で通過する磁気物体の検出(DETECTION
OF PASSING MAGNETIC ARTI
CLES AT SPEEDS DOWNTO ZER
O)」に記載された種類の近接検出器を有効に別の同時
に出願された米国特許出願「磁界の変化する振幅に検出
閾値を周期的に適合させる間における通過する磁気物体
の検知(DETECTION OF PASSING
MAGNETIC ARTICLES WHILE P
ERIODICALLYADAPTING DETEC
TION THRESHOLDS TO CHANGI
NG AMPLITUDES OF THE MAGN
ETIC FIELD)」に記載された種類の検出器と
有効に融合できることが判った。
「勾配付勢され」かつ「閾値の」近接検出器として表示
して、勾配付勢検出器がゼロまでの速度の動作が可能で
あるように、勾配付勢検出器がコンピュータ・モデル化
シミュレーションにおいて閾値検出器と有効に融合され
た。このモデルでは融合された検出器が始動後の短い初
期間隔に勾配付勢モードで動作状態になり、その後この
検出器は自動的に閾値検知モードになった。更にまた、
本発明の主題でありゼロまでの速度で動作が可能である
自動利得制御の特徴が、単に利得およびVsigのレベル
を最初に設定するにのみ勾配付勢検出器を用いて盛込ま
れた。その後、磁気物体の接近および離反の検出距離に
おいてジッタおよび不安定を生じようとするこれ以上の
段階関数の利得偏移を避けるため、自動利得制御が遮断
された。本発明の自動利得制御方法は、迅速な利得調整
および非常に低い速度においてその減衰しない検出効率
のゆえに、このような融合された近接検出器における初
期使用に特に適合する。
ック図である。
られた4つの磁気物体の通過中のホール(トランスジュ
ーサ)の電圧信号の波形を示すグラフである。
VN1の部分波形を示す図2と同じ時間スケールによるグ
ラフである。
す図2と同じ時間スケールによるグラフである。
るリセット信号の波形を示す図2と同じ時間スケールに
よるグラフである。
るリセット信号の波形を示す図2と同じ時間スケールに
よるグラフである。
るラッチ可能化信号の波形を示す図2と同じ時間スケー
ルによるグラフである。
るラッチ可能化信号の波形を示す図2と同じ時間スケー
ルによるグラフである。
N−DAC2からの対応する出力信号VP2およびVN2を
重ね合わせた少数の磁気物体の通過中のホール(トラン
スジューサ)電圧信号の波形を示すグラフである。
形を示す図9と同じ時間スケールによるグラフである。
の対応する出力信号波形Vtoobigを示す図9と同じ時間
スケールによるグラフである。
UNTER)67における最初の2ビットからの2進出
力電圧の対応波形を示す図9と同じ時間スケールによる
グラフである。
ロック図である。
のピーク部分の波形を示す図13の近接検出器と関連し
かつ同じ時間スケールによるグラフである。
示す図13の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケール
によるグラフである。
示す図13の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケール
によるグラフである。
す図13の近接検出器と関連しかつ同じ時間スケールに
よるグラフである。
増幅器110の利得をセットするカウンタ118におけ
るカウントを示す図13の近接検出器と関連しかつ同じ
時間スケールによるグラフである。
C回路に代わるAGC回路を示すブロック図である。
(DAC)を示す回路図である。
よび図13におけるG−DAC112のように用いられ
る如きディジタル的に制御可能な抵抗として接続される
図20のDACを示すブロック図である。
C) 24 シュミット・コンパレータ 25 ANDゲート 26 コンパレータ 27 カウンタ 30 ディジタル/アナログ・コンバータ(N−DA
C) 31 パルス拡張回路 32 論理ブロック 33 フリップフロップ 39 リセット遅延回路 41 ワン・ショット発生器 42 Pラッチ 44 ディジタル/アナログ・コンバータ(P−DA
C) 48 バッファ段 50 NORゲート 51 ワン・ショット発生器 52 Nラッチ 54 ディジタル/アナログ・コンバータ(N−DA
C) 56 ウインドウ・コンパレータ 58 バッファ段 60 固定利得差動増幅器 62 コンパレータ 65 固定利得増幅器段 67 ディジタル/アナログ・コンバータ(G−DA
C) 69 演算増幅器 75 演算増幅器 81 フィードバック抵抗 83 スイッチ 85 G−カウンタ 87 インバータ 89 反転NORゲート 91 フリップフロップ 93 カウンタ 110 増幅器 112 ディジタル/アナログ・コンバータ(G−DA
C) 115 演算増幅器 118 カウンタ 119 論理ブロック 130 コンパレータ 134 遅延回路 140 コンパレータ 144 遅延回路 151〜154 スイッチ
Claims (10)
- 【請求項1】 通過する磁気物体の検出のための接近検
出方法において、 a)ディジタル的に利得制御される磁界/電圧トランス
ジューサを用い、周囲の磁界を検知し、磁界と直接関連
する振幅を持つ電圧Vsigを生成するステップと、 b)Vsigにおける少なくとも1つの極性のエクスカー
ションの振幅を所定の目標値に比較するステップと、 c)Vsigが目標値を越えるごとに1つの2進レベルか
ら他の2進レベルへ変化する2進信号Vbigを生成する
ステップと、 d)前記2進信号をディジタル的に利得制御されたトラ
ンスジューサに印加し、2進信号Vbigが1つの2進レ
ベルから別の2進レベルへ変化する時、前記ディジタル
的に利得制御された増幅器の利得を、Vsigにおけるピ
ーク値を所定の目標値より下方に置く方向に1つの予め
定めた利得増分だけ変化させるステップと、 e)Vsigにおける1つの極性のエクスカーションが所
定の点に達するごとに1つの極性の遷移を有する2進近
接検出器出力電圧Voutを生成するステップと、 を含む接近検出方法。 - 【請求項2】 通過する磁気物体の検出のための接近検
出方法において、 a)周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
持つ電圧VHを生成するステップと、 b)増幅された信号Vsigを生成するようにディジタル
的に利得制御された増幅器において電圧VHを増幅する
ステップと、 c)Vsigにおける少なくとも1つの極性のエクスカー
ションの振幅を予め定めた目標値に比較するステップ
と、 d)電圧Vsigが前記目標値を越えるごとに、1つの2
進レベルから他の2進レベルへ変化する2進信号を生成
するステップと、 e)前記2進信号をディジタル的に利得制御された増幅
器へ印加し、2進信号Vbigが1つの2進レベルから他
の2進レベルへ変化する時、前記のディジタル的に利得
制御された増幅器の利得を、Vsigにおけるピーク値を
前記の所定の目標値の下方に置くように、所定の1つの
利得増分だけ変化させるステップと、 f)Vsigにおける1つの極性のエクスカーションが所
定の点に達するごとに、1つの極性の遷移を有する2進
の近接検出器出力電圧Voutを生成するステップと、 を含む接近検出方法。 - 【請求項3】 利得における各増分変化が利得変化の固
定された予め定めた増分である請求項2記載の接近検出
方法。 - 【請求項4】 Vsigにおける少なくとも1つの極性の
エクスカーションの振幅を反復的に比較すること、およ
びディジタル的に利得制御された増幅器の利得を増分的
に変化させるディジタル信号を生成することとが、1つ
の初期の所定の時間間隔だけ行われる請求項2記載の接
近検出方法。 - 【請求項5】 少なくとも1つの極性のエクスカーショ
ンをカウントするステップと、カウントが所定数に達す
る時、1つの初期の所定の時間間隔を終了させるステッ
プとを更に含む請求項2記載の接近検出方法。 - 【請求項6】 出力電圧Voutにおける少なくとも1つ
の極性の遷移と、Vsigにおける少なくとも1つの極性
におけるエクスカーションの振幅を反復的に比較するス
テップと、そしてVoutにおけるカウントされた遷移数
が所定数に達する時に終了する1つの間隔だけ行われる
ディジタルに利得制御された増幅器の利得を増分的に変
化させるためのディジタル信号を生成するステップとを
カウントするステップを更に含む請求項2記載の接近検
出方法。 - 【請求項7】 通過する磁気物体の検出のための接近検
出方法において、 a)周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
持つホール電圧Vsigを生成するステップと、 b)アナログ電圧Vsigの正になる勾配部分におけるV
sigと対応するディジタル信号を生成するステップと、 c)正の勾配を追跡して該Vsigの正のピーク値を保持
するアナログ信号VP1を生成するため、ディジタル信号
をディジタル/アナログ・コンバータ(PDAC)の入
力へ印加するステップと、 d)Vsigの負になる勾配部分における電圧Vsigと対応
するディジタル信号を生成するステップと、 e)負の勾配を追跡してVsigの該負のピーク値を保持
するアナログ信号VN1を生成するために、ディジタル信
号をディジタル/アナログ・コンバータ(NDAC)の
入力へ印加するステップと、 f)時間tppkにおいてVsigが信号VP1における保持さ
れた正のピーク電圧から所定電圧Vhysだけ低減する時
に2進状態を1つの方向に変化させ、かつ時間tnpkに
おいてVsigが信号VN1における保持された負のピーク
電圧から所定電圧Vhysだけ低減する時に2進状態を他
の方向に変化させる接近検出器出力電圧Voutを生成す
るステップと、 を含み、 g)周囲の磁界の検知ステップと電圧Vsigの生成ステ
ップとが、 磁界/電圧トランスジューサを用いて、Vsigを生じる
ようにディジタル的に利得制御された増幅器においてト
ランスジューサ電圧を増幅するステップと、 検知を開始すると同時に、Vsigにおける少なくとも1
つの極性のエクスカーションの振幅を予め定めた目標値
に反復的に比較して、Vsigが該目標値を越える時1つ
の2進レベルから他の2進レベルへの遷移を有する2進
信号Vtoobigを生成するステップと、該ディジタル信号
を前記増幅器へ印加するステップと、各遷移ごとに、予
め定めた目標値の下方にVsigにおけるピーク値を置く
方向にディジタル的に利得制御された増幅器の利得を増
分的に変化させるステップとを含む、 接近検出器方法。 - 【請求項8】 通過する磁気物体の近接検出器におい
て、 a)周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
持つ電圧VHを生成するための磁界/電圧トランスジュ
ーサと、 b)電圧VHを増幅するため前記トランスジューサに接
続されたディジタル的に利得制御される増幅器と、 c)目標電圧VTGを生成するためのDC電圧源と、 d)前記増幅器の出力とDC基準電圧とに接続された入
力を持ち、VsigがVTGを越えるごとに1つの2進レベ
ルから他の2進レベルへ変化する2進信号Vbigを生成
するためのコンパレータ手段と、 e)前記トランスジューサの出力に接続され、Vsigに
おける1つの極性のエクスカーションを検知してカウン
トし、かつ2進カウント出力信号を生じるための回路手
段とを備え、該回路手段の出力が前記増幅器に接続され
て、Vsigにおけるカウントされたエクスカーションご
とに、Vsigにおけるピーク値を目標値VTGより下方に
置く方向にトランスジューサ利得を増分的に変化させ
る、 近接検出器。 - 【請求項9】 前記増幅器の出力に接続されて、Vsig
における1つ極性におけるエクスカーションが所定の点
に達するごとに、1つの極性の遷移を有する近接検出器
出力電圧Voutを生成する手段を更に備える請求項8記
載の近接検出器。 - 【請求項10】 通過する磁気物体の勾配付勢される近
接検出器において、 a)周囲の磁界を検知して、磁界と直接関連する振幅を
持つ電圧Vsigを生成する検知手段と、 b)前記検知手段に接続されて、Vsigの正になる勾配
部分においてアナログ電圧Vsigと対応するディジタル
出力信号を生成する正のディジタル化手段と、 c)前記正のディジタル化手段に接続された入力を有
し、正の勾配を追跡してVsigの正のピーク値を保持す
るアナログ出力信号VP1を生成するディジタル/アナロ
グ・コンバータ(PDAC)と、 d)前記検知手段に接続されて、Vsigの負になる勾配
部分においてアナログ電圧Vsigと対応するディジタル
出力信号を生成する負のディジタル化手段と、 e)前記負のディジタル化手段の出力に接続された入力
を有し、前記負の勾配を追跡してVsigの正のピーク値
を保持するアナログ出力信号VN1を生成するディジタル
/アナログ・コンバータ(NDAC)と、 f)時間tppkにおいてVsigが信号VPIにおける保持さ
れた正のピーク電圧から所定の増分電圧Vhysだけ低減
する時に1つの方向に2進状態を変化させ、かつ時間t
npkにおいてVsigが信号VN1における保持された負のピ
ーク電圧から所定の増分電圧Vhysだけ低減する時は他
の方向に2進状態を変化させる近接検出器出力電圧V
outを生成する手段と、 を備え g)前記検知手段が、 磁界/電圧トランスジューサと、 前記トランスジューサに接続されて、トランスジューサ
電圧と直接関連する出力電圧Vsigを生成するディジタ
ル的に利得制御されたトランスジューサ/電圧増幅器
と、 前記トランスジューサ/電圧増幅器に接続されて、検知
を開始後に、Vsigにおける少なくとも1つの極性のエ
クスカーションの振幅を所定の目標値に反復的に比較し
て、Vsigにおけるピーク値を所定の目標値の下方に置
く方向にディジタル的に利得制御された増幅器の利得を
増分的に変化させるディジタル信号を生成するためのコ
ンパレータ手段と、 を含む勾配付勢される近接検出器。
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