JP3306568B2

JP3306568B2 - 高周波スイッチ回路

Info

Publication number: JP3306568B2
Application number: JP03587095A
Authority: JP
Inventors: 神田　　淳; 優中前
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-02-02
Filing date: 1995-02-02
Publication date: 2002-07-24
Anticipated expiration: 2017-07-24
Also published as: JPH08213802A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波帯からミリ
波帯に至るまでの周波数帯域における高周波スイッチ回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波スイッチ回路の一例とし
て、通信機の送受共用アンテナ切替回路の構成を図１０
に示す。

【０００３】図１０において、１は図示しないアンテナ
に接続されるアンテナ接続端子、２は図示しない送信回
路に接続される送信回路接続端子、３は図示しない受信
回路に接続される受信回路接続端子である。

【０００４】４、５は、それぞれマイクロストリップ線
路等の伝送線路（分布定数線路）による１／４波長線路
であり、インピーダンスの状態を反転するインピーダン
ス変換器として機能する。

【０００５】次に、６、７は電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）、５１、５２は高周波信号遮断用の高抵抗、５
３、５４はスイッチ切替制御端子である。

【０００６】図に示すように、アンテナ接続端子１と送
信回路接続端子２および受信回路接続端子３とが、１／
４波長線路４および５をそれぞれ介して接続されること
により、独立した等価な２本の「アーム」が形成されて
いる。

【０００７】そして、１／４波長線路４と送信回路接続
端子２との間の節２１にＦＥＴ６のドレイン電極が接続
され、ＦＥＴ６のソース電極は接地されている。同様
に、１／４波長線路５と受信回路接続端子３との間の節
２２にＦＥＴ７のドレイン電極が接続され、ＦＥＴ７の
ソース電極は接地されている。

【０００８】ここで、ＦＥＴ６、７は可変抵抗ダイオー
ドの機能を有しており、各ゲート電極に順バイアスある
いは逆バイアスの制御電圧を印加することで、ドレイン
−ソース間のインピーダンスをオン（低インピーダン
ス）あるいはオフ（高インピーダンス）状態に動作させ
る。

【０００９】また、以上の説明から容易に推察されるよ
うに、この送受共用アンテナ切替回路は非常に小型に作
成することができる。

【００１０】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続されるように切り替えた場合、および、ア
ンテナと送信回路とが互いに接続されるように切り替え
た場合の各回路動作について、以下に項別に分けて説明
する。

【００１１】（１）アンテナと受信回路とが接続される
場合この場合、図１０において、スイッチ切替制御端子５３
に零もしくは順バイアスが制御電圧として印加され、一
方、これとは独立に、スイッチ切替制御端子５４にＦＥ
Ｔ７のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが制御電圧とし
て印加される。

【００１２】図１１は、この場合の図１０の等価回路で
ある。ＦＥＴ７は、電極抵抗４０、オフ抵抗４１および
ドレイン−ソース間の接合容量４２により、図１１に示
す抵抗４１とシャントコンデンサ４２の並列に、抵抗４
０を直列したものと等価になる。周波数が高くなると、
接合容量４２のインピーダンスが小さくなるので、オフ
抵抗４１は見えなくなる。そして、このシャントコンデ
ンサ４２の容量成分と１／４波長線路５の直列誘導成分
との組合わせにより、アンテナ接続端子１と受信回路接
続端子３との間はある特定の特性インピーダンスを持っ
た伝送路と等価になる。

【００１３】通常は、この特性インピーダンスと受信回
路接続端子３に接続される受信回路の入力インピーダン
スとの間で整合がとれるように回路設計が行なわれる。

【００１４】一方、ＦＥＴ６のドレイン−ソース間は低
インピーダンスであり、図１１に示すオン抵抗３９と等
価になる。すなわち、節２１はほぼアースに短絡された
状態であると言える。この節２１は１／４波長線路４に
接続されているので、同線路４においてこの低インピー
ダンスは高インピーダンスに変換され、アンテナ接続端
子１に入力された高周波信号は、送信回路接続端子２に
接続される送信回路に漏洩することなく、受信回路接続
端子３側に出力される。

【００１５】かくして、２つのＦＥＴ６、７が伝送路と
並列にシャントされているこの並列形高周波スイッチ回
路の動作により、アンテナと受信回路とが接続される。

【００１６】（２）アンテナと送信回路とが接続される
場合同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記（１）とは逆の形態で各制御電圧を印
加するようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子５
３にはＦＥＴ６のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが、
一方、スイッチ切替制御端子５４には零もしくは順バイ
アスが、それぞれ独立に制御電圧として印加される。

【００１７】上述したように、図１０の回路は独立した
等価な２本の「アーム」が形成されていると考えられる
ので、この場合の各スイッチ切替制御端子５３、５４と
各節２１、２２との間は、上記（１）の場合と逆の状態
になる。すなわち、その等価回路は、図示は省略する
が、節２１とアースとの間に抵抗とシャントコンデンサ
の並列に、抵抗を直列したものが、節２２とアースとの
間にオン抵抗が存在する状態となる。これにより、送信
回路接続端子２に入力された高周波信号は、受信回路接
続端子３に接続された受信回路に漏洩することなくアン
テナ接続端子１側に出力され、送信回路とアンテナとが
接続される。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば上記
（１）の例において、アンテナ接続端子１に接続される
アンテナから受信回路接続端子３に接続される受信回路
への信号の通過損失を小さく、かつ、送信回路接続端子
２に接続される送信回路への信号の漏洩を少なくするた
めには、（イ）アンテナ接続端子１から見た送信回路接続端子２
側のアームがより開放状態に近いこと、すなわち、節２
１がよりアースに短絡された状態になること（ロ）１／４波長線路５を通過した高周波信号のうち、
逆バイアス状態に設定されたＦＥＴ７を介してアースに
漏洩する成分が少ないことが必要である。

【００１９】このためには、図１１に示すオン抵抗３９
の抵抗値が小さく、また、シャントコンデンサ４２のイ
ンピーダンスが大きければ、すなわち、容量値が小さけ
ればよい。

【００２０】ところが、オン抵抗３９を小さくする目的
でＦＥＴのゲート幅を広げると、逆バイアス状態に設定
された場合にドレイン−ソース間の接合容量、図１１に
示すシャントコンデンサ４２の容量値が大きくなるの
で、高周波になるほどドレイン−ソース間のインピーダ
ンス（オフインピーダンス）が低下する。従って、アン
テナ接続端子１を介してアンテナから入力した高周波信
号が受信回路接続端子３側に出力されずに抵抗４０、コ
ンデンサ４２を通してアースに漏洩してしまう、すなわ
ち、アンテナから受信回路への信号通過損失が大きくな
るという問題があった。

【００２１】以上述べたように、入力端子−出力端子間
を結ぶ線路上の節とアースとの間にＦＥＴやダイオード
などのスイッチング素子が設けられた小型の並列形高周
波スイッチ回路においては、該スイッチング素子がオン
状態である時の通過損失を小さく、かつ、オフ状態であ
る時の信号漏洩を少なくする（アイソレーションを高め
る）ことが望ましい。ところが、係るスイッチング素子
のオン抵抗を小さくすると、スイッチング素子の接合容
量が大きくなる。従って、信号の周波数が高くなるにつ
れてオフ時のインピーダンスが低下し、その結果、オン
状態の時の通過損失が大きくかつオフ状態の時の信号漏
洩が大きくなるという問題があった。

【００２２】本発明は、上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、上記形態に接続されたスイッチング素子が
オン状態である時の通過損失が小さく、かつ、オフ状態
である時の信号漏洩が小さく、線形性が良好な小型の高
周波スイッチ回路を提供することを目的としている。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、複数の入出力端子のひとつを選択的に別の端子に接
続する高周波スイッチ回路であって、各入出力端子と前
記別の端子との間に、可変インピーダンス素子を有し、
各入出力端子とアースとの間に、可変容量ダイオード素
子との組合せにより直列共振又は並列共振となる誘導性
リアクタンス成分を有する回路を含む回路網を有し、可
変容量ダイオード素子は、複数の該可変容量ダイオード
素子が、陽極同士又は陰極同士が互いに接続されるよう
に直列接続されたものであることを特徴とする。

【００２４】

【００２５】

【００２６】

【００２７】

【００２８】

【作用】本発明によれば、複数の入出力端子を結ぶ複数
の伝送線路上の各一点とアースとの間に、可変容量ダイ
オード素子との組合せで直列又は並列共振となるような
誘導性リアクタンス成分を有する回路を含む回路網を介
挿することにより、これらの入出力端子を切り替えて使
用する場合に、入力側に設定された入出力端子から出力
側に設定された入出力端子への信号の通過損失を小さ
く、かつ、入力側にも出力側にも設定されなかった入出
力端子側への信号の漏洩を少なくすることができる。

【００２９】また、可変容量ダイオード素子が有する接
合容量と、該回路網の誘導性リアクタンスとで直列共振
又は並列共振の状態にすることにより、伝送線路上の一
点とアースとの間は、ほぼ短絡の状態から適度にインピ
ーダンスの高い状態に変化させることができる。

【００３０】従って、可変容量ダイオード素子の接合容
量によりオフインピーダンスが低下するような高い周波
数においても、スイッチング素子がオン状態に設定され
た時の通過損失が小さく、また、オフ状態に設定された
時の信号の漏洩が少ない良好なスイッチ動作が得られ
る。

【００３１】

【００３２】

【００３３】

【００３４】更に、複数の可変容量ダイオード素子を、
陽極同士又は陰極同士が互いに接続されるように直列接
続することにより、単一の可変容量ダイオード素子と同
等の可変容量値変化が得られるだけでなく、信号の入力
で生じる電位の変動によってもたらされる可変容量ダイ
オードの容量値変動を互いに打ち消し合うため、これを
スイッチング素子として使用した場合、通過損失が小さ
く、かつ、漏洩が少ないだけでなく、線形性が良好なス
イッチ動作が得られる。

【００３５】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例につ
いて説明する。

【００３６】図１は、参考例による高周波スイッチ回路
を適用した通信機の送受共用アンテナ切替回路の構成を
示す図であり、図１０と共通する各部には同一の符号を
付し、その説明を省略する。

【００３７】図１において、節２１とＦＥＴ６との間に
インダクタ１０１が、また、節２２とＦＥＴ７との間に
同様にインダクタ１０２がそれぞれ介挿されている。

【００３８】これらインダクタ１０１、１０２の誘導値
は、ＦＥＴ（可変抵抗ダイオード）６もしくは７のオフ
動作時の接合容量と、これと直列に接続されたインダク
タとで、送信または受信周波数に直列共振するように設
計する。

【００３９】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続される場合、及び、アンテナと送信回路と
が互いに接続される場合の各回路動作について、以下に
項別に分けて説明する。

【００４０】（１）アンテナと受信回路とが接続される
場合この場合、図１において、スイッチ切替制御端子５３に
ＦＥＴ（可変抵抗ダイオード）６のピンチオフ電圧以下
の逆バイアスが制御電圧として印加され、一方、これと
は独立に、スイッチ切替制御端子５４に零もしくは順バ
イアスが制御電圧として印加される。すなわち、前述し
た図１０に対する（１）の場合とは、スイッチ切替制御
端子５３、５４に対するバイアスのかけ方が互いに逆に
なっている。

【００４１】また、この場合、インダクタ１０１と可変
抵抗ダイオード６の接合容量とは、目的とする周波数に
対して直列共振の状態になっている。

【００４２】図２は、この場合の図１の等価回路であ
る。この場合、インダクタ１０１とコンデンサ３３は直
列共振の状態であるので、直列の電極抵抗３１の分だけ
共振のＱファクタは劣化するが、節２１はほぼアースに
短絡された状態となる。そして、この低インピーダンス
が１／４波長線路４によって高インピーダンスに変換さ
れるので、アンテナ接続端子１から見た送信回路接続端
子２は開放状態になり、アンテナ接続端子１より入力し
た高周波信号は送信回路接続端子２側に漏洩されること
なく、受信回路接続端子３側に出力される。

【００４３】一方、ＦＥＴ（可変抵抗ダイオード）７の
ドレイン−ソース間は低インピーダンスであり、図２に
示すオン抵抗３４と等価になる。従って、インダクタ１
０２と可変抵抗ダイオード７との組合わせは、直列の低
抵抗成分を有した高周波コイルと同等であり、周波数が
高くなるにつれてインピーダンスは高くなるので、高周
波信号は阻止される。

【００４４】従って、アンテナ接続端子１より入力して
１／４波長線路５を通過した高周波信号のうち節２４側
へ漏洩する信号成分はほとんど無く、ほぼ全ての信号が
受信回路接続端子３に接続された受信回路に出力され
る。

【００４５】かくして、通過損失が小さく、かつ信号漏
洩が小さい特性で、アンテナと受信回路とが接続され
る。

【００４６】（２）アンテナと送信回路とが接続される
場合同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記（１）とは逆の形態で各制御電圧を印
加するようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子５
３には零もしくは順バイアスが、一方、スイッチ切替制
御端子５４にはＦＥＴ７のピンチオフ電圧以下の逆バイ
アスが、それぞれ独立に制御電圧として印加される。

【００４７】この場合の各スイッチ切替制御端子５３、
５４と各４節２１、２２との間は、上記（１）の場合と
逆の状態になり、その等価回路（図示略）は、節２３と
アースとの間にオン抵抗が、節２４とアースとの間に抵
抗とシャントコンデンサの並列に、抵抗を直列したもの
が存在する状態となる。これにより、通過損失が小さ
く、かつ信号漏洩が小さい特性で、アンテナ入力端子１
に接続されたアンテナと送信回路接続端子２に接続され
た送信回路とが接続される。

【００４８】以上説明した図１の送受共用アンテナ切替
回路によれば、図１０の構成に比べた全体の回路面積の
増加は、インダクタ１０１、１０２を装加した分だけで
あるから、従来の回路構成（図１０）の１つの特徴であ
る「小型」であるという利点は、参考例の構成（図
１）、すなわちインダクタ１０１、１０２を追加した回
路構成によっても保たれる。

【００４９】また、参考例によれば、オン抵抗が十分小
さくなるようなゲート幅の広いＦＥＴを用いなくても、
使用する周波数において、逆ゲートバイアス時のドレイ
ン−ソース間の接合容量との直列によって共振する誘導
値のインダクタを適用すればよいので、実用的である。

【００５０】なお、参考例による高周波スイッチ回路
は、その適用を送受共用アンテナ切替回路に限ることな
く、多様な分野に応用が可能である。

【００５１】図３は、図１０に示す従来の構成による高
周波スイッチ回路と、図１に示す参考例１の高周波スイ
ッチ回路について、通過損失及び信号漏洩の周波数特性
を、市販の高周波回路シュミレータによってシミュレー
ションしたものである。図に示すように、周波数１９Ｇ
Ｈｚにおいて挿入損失が約０．４ｄＢ減少し、信号漏洩
が約１２ｄＢ減少している。

【００５２】なお、図１の変形例として、１／４波長線
路４、５は一端を短絡または開放したとき他端が開放ま
たは短絡する特性の任意の線路でよく、一般にはｎ／４
波長線路（ｎは奇数）の使用が可能である。

【００５３】また、端子２、または３の一方のみが具備
されて、端子１に接続するためのスイッチの構成も可能
で、その場合の構成は図１２（Ａ）のようになり、１／
４波長線路は不要である。

【００５４】更に図１２（Ｂ）に示すごとく、１／４波
長線路４、５を可変インピーダンス素子４ａ、５ａに置
換することも可能である。図１２（Ｂ）では可変インピ
ーダンス素子はＦＥＴにより実現され、ＦＥＴ６、７と
同期してオン／オフする。

【００５５】図４は、参考例１と同等の機能を有する高
周波スイッチ回路を適用した通信機の送受信共用アンテ
ナ切替回路の構成を示す図であり、図１と共通する各部
には同一の符号を付し、その説明を省略する。

【００５６】参考例１の構成（図１）では、インダクタ
１０１、１０２をそれぞれＦＥＴ６、７と直列に接続し
て、それぞれの組合わせによる直列共振を利用した構成
になっているが、インダクタ１０１とＦＥＴ６、インダ
クタ１０２とＦＥＴ７をそれぞれ並列に接続して並列共
振を利用した構成（図４）においても、参考例１と同等
の機能を得ることができる。

【００５７】この場合、これらインダクタ１０１、１０
２の誘導値は、ＦＥＴ（可変抵抗ダイオード）６もしく
は７のオフ動作時の接合容量と、これと並列に接続され
たインダクタとで、送信または受信周波数に並列共振す
るように設計する。

【００５８】また、図４において、節２１と節２３との
間にマイクロストリップ線路等による１／４波長線路１
０３が、節２２と節２４との間に同様にマイクロストリ
ップ線路等による１／４波長線路１０４がそれぞれ介挿
されている。

【００５９】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続される場合、及び、アンテナと送信回路と
が互いに接続される場合の各回路動作について、以下に
項別に分けて説明する。

【００６０】（１）アンテナと受信回路とが接続される
場合この場合、前述した図１に対する（１）の場合と同様
に、スイッチ切替制御端子５３にＦＥＴ（可変抵抗ダイ
オード）６のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが制御電
圧として印加され、一方、これとは独立に、スイッチ切
替制御端子５４に零もしくは順バイアスが制御電圧とし
て印加される。また、この場合、インダクタ１０１と可
変抵抗ダイオード６の接合容量とは、目的とする周波数
に対して並列共振の状態になっている。すなわち、節２
３とアースとの間のインピーダンスはほぼ無限大（開
放）の状態になっている。ここで、１／４波長線路１０
３はインピーダンスの状態を反転するインピーダンス変
換器として機能するから、節２１と２３との間に１／４
波長線路１０３を介挿することにより、節２１とアース
との間のインピーダンスはほぼ短絡の状態に変換され
る。従って、その等価回路は省略するが、前述した図１
に対する（１）の場合においてアンテナ接続端子１から
送信回路接続端子２側を見たと同等の状態となる。

【００６１】一方、受信回路接続端子３側においてはＦ
ＥＴ（可変抵抗ダイオード）７はオン抵抗と等価になる
から、インダクタ１０２（誘導値をＬ_ARとする）と可変
抵抗ダイオード７との組合わせは、インダクタと低抵抗
（抵抗値をＲ_ONとする）の並列接続と等価で、並列のイ
ンピーダンスの絶対値｜Ｚ｜は

【数１】となり、節２４とアースとの間のインピーダンスはほぼ
短絡の状態になっている。従って、節２２と２４との間
に１／４波長線路１０４を介挿することにより、節２２
とアースとの間のインピーダンスはほぼ開放の状態に変
換されるので、前述した図１に対する（１）の場合と同
様に、アンテナ接続端子１より入力して１／４波長線路
５を通過した高周波信号のうち節２４側へ漏洩する信号
成分はほとんど無く、ほぼ全ての信号が受信回路接続端
子３に接続された受信回路に出力される。

【００６２】かくして、前述した図１に対する（１）の
場合と等価になり、通過損失が小さく、かつ信号漏洩が
小さい特性で、アンテナと受信回路とが接続される。

【００６３】（２）アンテナと送信回路とが接続される
場合同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記（１）とは逆の形態で各制御電圧を印
加するようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子５
３には零もしくは順バイアスが、一方、スイッチ切替制
御端子５４にはＦＥＴ７のピンチオフ電圧以下の逆バイ
アスが、それぞれ独立に制御電圧として印加されること
で、前述した図１に対する（２）の場合と等価になり、
同等の機能を得ることができる。

【００６４】以上のことから、図４の参考例は、図１の
参考例１と同等の機能を有し、同様の効果が得られる。

【００６５】また、以上説明した図４の送受共用アンテ
ナ切替回路によれば、図１０の構成に比べた全体の回路
面積の増加は、インダクタ１０１、１０２、１／４波長
線路１０３、１０４を装加した分であり、対象となる信
号の周波数が高い場合には線路波長も短いから、従来の
回路構成（図１０）の１つの特徴である「小型」である
という利点は、参考例の構成（図４）、すなわちインダ
クタ１０１、１０２、１／４波長線路１０３、１０４を
追加した回路構成によっても保たれる。

【００６６】図５は、本発明の一実施例による高周波ス
イッチ回路を適用した通信機の送受共用アンテナ切替回
路の構成を示す図であり、図１と共通する各部には同一
の符号を付し、その説明を省略する。

【００６７】図５において、ＦＥＴ６の代わりに陽極同
士が互いに接続されるように直列接続された可変容量ダ
イオード（以下、反直列可変容量ダイオードと略す）
８、９が、またＦＥＴ７の代わりに反直列可変容量ダイ
オード１０、１１ががそれぞれ介挿されている。

【００６８】また、インダクタ１０１、１０２の誘導値
は、逆バイアスされた反直列可変容量ダイオード８、９
の合成容量と、インダクタ１０１、もしくは逆バイアス
された反直列可変容量ダイオード１０、１１の合成容量
とインダクタ１０２とで、送信または受信周波数に直列
共振するように設計する。

【００６９】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続される場合、及び、アンテナと送信回路と
が互いに接続される場合の各回路動作について、以下に
項別に分けて説明する。

【００７０】（１）アンテナと受信回路とが接続される
場合この場合、図５において、図１に対する（１）の場合と
同様、スイッチ切替制御端子５３に逆バイアスが制御電
圧として印加され、一方、これとは独立に、スイッチ切
替制御端子５４に零もしくは順バイアスが制御電圧とし
て印加される。

【００７１】この場合、インダクタ１０１（誘導値をＬ
_R とする）と、反直列可変容量ダイオード８、９の合成
容量（容量値をＣ_R とする）とは、目的とする周波数に
対して直列共振の状態になっている。すなわち、リアク
タンスＸ_R は、

【数２】

【００７２】図６は、この場合の図５の等価回路であ
る。この場合、インダクタ１０１とコンデンサ３６は直
列共振の状態であるので、直列の電極抵抗３５の分だけ
共振のＱファクタは劣化するが、節２１はほぼアースに
短絡された状態となる。そして、この低インピーダンス
が１／４波長線路４によって高インピーダンスに変換さ
れるので、アンテナ接続端子１から見た送信回路接続端
子２は開放状態になり、アンテナ接続端子１より入力し
た高周波信号は送信回路接続端子２側に漏洩されること
なく、受信回路接続端子３側に出力される。

【００７３】一方、零または順バイアスされた反直列可
変容量ダイオード１０、１１の等価回路もまた、逆バイ
アスされた反直列可変容量ダイオード８、９の場合と同
様に、合成容量３８と電極抵抗３７の直列で表される。
しかし、合成容量３８（容量値をＣ_O とする）は、逆バ
イアスされた場合の合成容量３６よりも容量値が大きい
（Ｃ_O ＞Ｃ_R ）から、インダクタ１０２と可変容量ダイ
オード１０、１１の直列によるリアクタンスＸ_O は

【数３】となり、誘導性を示す。従って、直列の低抵抗成分を有
した高周波コイルと同等であり、周波数が高くなるにつ
れてインピーダンスは高くなるので、高周波信号は阻止
される。

【００７４】従って、アンテナ接続端子１より入力して
１／４波長線路５を通過した高周波信号のうち、節２４
側へ漏洩する信号成分はほとんど無く、ほぼ全ての信号
が受信回路接続端子３に接続された受信回路に出力され
る。

【００７５】かくして、通過損失が小さく、かつ信号漏
洩が小さい特性で、アンテナと受信回路とが接続され
る。

【００７６】図７は、図１０に示す従来の構成による高
周波スイッチ回路と、図５に示す本発明の実施例の高周
波スイッチ回路について、通過損失及び信号漏洩の周波
数特性を、市販の高周波回路シミュレータによってシミ
ュレーションしたものである。図に示すように、本発明
によって、周波数１９ＧＨｚにおいて挿入損失が約０．
２ｄＢ減少し、信号漏洩が約１０ｄＢ減少している。

【００７７】ところで、図５に示す本発明の実施例の構
成において、反直列可変容量ダイオード８、９及び１
０、１１を適用することにより、単一の可変容量ダイオ
ードを適用した場合に比べて入出力特性に関する線形性
が良好となる。その理由を以下で説明する。

【００７８】図８は、単一可変容量ダイオードと反直列
可変容量ダイオードの動作原理の違いを模式的に表した
ものである。

【００７９】図８（１）で示すような単一可変容量ダイ
オードの場合、可変容量の容量変化は、制御端子７４に
与える制御電圧Ｖ_DCに対してだけでなく、節７０からダ
イオードに入力する高周波信号の振幅Ｖ_RFに対しても生
じる。従って、節７０からダイオードに大信号が入力し
た場合、節７０の電位が大きく変動するので、容量変動
が大きくなる。

【００８０】これに対して、反直列可変容量ダイオード
構成の場合、図８（２）に示すように、電圧Ｖ_DCに対し
て２つの可変容量ダイオードは互いに逆向きであるか
ら、各々の容量は制御電圧に対して同じ容量変化とな
り、合成容量は単一可変容量ダイオードの場合と同じよ
うに変化する。

【００８１】一方、節７０からダイオードに入力する高
周波信号の振幅Ｖ_RFは、図８（３）に示すように２つの
可変容量ダイオードで分圧され、この電圧に対して各々
の可変容量ダイオードの容量変化は逆となる。従って、
高周波信号の振幅Ｖ_RFに対する合成容量としての変化
は、容量変動が互いに打ち消し合うため、単一可変容量
ダイオードと比較して非常に小さい。

【００８２】よって、図５に示す本発明の実施例の構成
において、反直列可変容量ダイオード８、９、１０、１
１を適用することにより、節２３、２４とアースとの間
に単一の可変容量ダイオードを適用した場合に比べて、
入出力特性に関する線形性が良好となる。

【００８３】図９は、図５に示す本発明の実施例の反直
列可変容量ダイオードを用いた構成の高周波スイッチ回
路と、図５の構成において反直列可変容量ダイオードの
代わりに節２３、２４とアースとの間に単一の可変容量
ダイオードを適用した場合の高周波スイッチ回路につい
て、同一周波数における入出力特性を、市販の高周波回
路シミュレータによってシミュレーションしたものであ
る。図に示すように、本発明によって、１ｄＢ利得圧縮
点が約８ｄＢ向上している。

【００８４】（２）アンテナと送信回路とが接続される
場合同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記（１）とは逆の形態で各制御電圧を印
加するようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子５
３には零もしくは順バイアスが、一方、スイッチ切替制
御端子５４には逆バイアスが、それぞれ独立に制御電圧
として印加される。

【００８５】この場合の節２１とアース、節２２とアー
スとの間は、上記（１）の場合と逆の状態になり、その
等価回路（図示略）は、インダクタ１０２と合成容量３
８の組合わせが直列共振に、インダクタ１０１と合成容
量３６の組合わせのインピーダンスが誘導性になる。こ
れにより、通過損失が小さく、かつ信号漏洩が小さく、
線形性が良い特性で、アンテナ入力端子１に接続された
アンテナと送信回路接続端子２に接続された送信回路と
が接続される。

【００８６】以上説明した図５の送受共用アンテナ切替
回路によれば、図１０の構成に比べた全体の回路面積の
増加は、ＦＥＴ６、７を可変容量ダイオード８、９、１
０、１１で置き換え、インダクタ１０１、１０２及び直
流阻止用コンデンサ６１、６２、接地電位を与える高抵
抗５５、５６、５７、５８を装加した分であるから、従
来の回路構成（図１０）の１つの特徴である「小型」で
あるという利点は、本実施例の構成（図５）によっても
保たれる。

【００８７】また、本実施例によれば、オン抵抗が十分
小さくなるようなゲート幅の広いＦＥＴを用いなくて
も、使用する周波数において、可変容量ダイオードとの
直列によって共振する誘導値のインダクタを選択すれば
よいので、実用的である。

【００８８】なお、本発明による高周波スイッチ回路
は、その適用を本実施例による送受共用アンテナ切替回
路に限ることなく、多様な分野に応用が可能である。

【００８９】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明の高周波
スイッチ回路によれば、入出力端子を切り替えて使用す
る場合に、入力側に設定された入出力端子から出力側に
設定された入出力端子への信号の通過損失を小さく、か
つ、入力側にも出力側にも設定されなかった入出力端子
側への信号の漏洩を少なくすることができ、しかも線形
性がよいという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】参考例となる高周波スイッチ回路（送受共用ア
ンテナ切替回路）の構成を示す図である。

【図２】図１の等価回路である。

【図３】図１の回路の効果を示す図である。

【図４】図１と同等の効果を有する他の参考例となる高
周波スイッチ回路（送受共用アンテナ切替回路）の構成
を示す図である。

【図５】本発明の実施例における高周波スイッチ回路
（送受共用アンテナ切替回路）の構成を示す図である。

【図６】図５の等価回路である。

【図７】図５の効果の一つを示す図である。

【図８】本発明による原理を模式的に示す図である。

【図９】本発明の効果の一つを示す図である。

【図１０】従来例の高周波スイッチ回路（送受共用アン
テナ切替回路）の構成を示す図である。

【図１１】図１０の等価回路である。

【図１２】図１と同等の効果を有する他の参考例となる
高周波スイッチ回路の構成を示す図である。

【符号の説明】

１、２、３入出力端子４、５、１０３、１０４１／４波長線路（分布定数線
路）６、７ＦＥＴ８、９、１０、１１、７１、７２、７３可変容量ダイ
オード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平３−258126（ＪＰ，Ａ) 特開平７−99425（ＪＰ，Ａ) 特開平７−22802（ＪＰ，Ａ) 特開平１−101002（ＪＰ，Ａ) 特開平５−55803（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−174534（ＪＰ，Ａ) 特開昭49−120564（ＪＰ，Ａ) 実開昭62−68302（ＪＰ，Ｕ) 特公昭41−6487（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01P 1/15 H03K 17/693 H03K 17/76

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の入出力端子のひとつを選択的に別
の端子に接続する高周波スイッチ回路であって、前記各入出力端子と前記別の端子との間に、可変インピ
ーダンス素子を有し、前記各入出力端子とアースとの間に、可変容量ダイオー
ド素子との組合せにより直列共振又は並列共振となる誘
導性リアクタンス成分を有する回路を含む回路網を有
し、前記可変容量ダイオード素子は、複数の該可変容量ダイ
オード素子が、陽極同士又は陰極同士が互いに接続され
るように直列接続されたものであることを特徴とする高
周波スイッチ回路。