JP3303016B2

JP3303016B2 - 連続心拍出量監視用電力増幅器

Info

Publication number: JP3303016B2
Application number: JP50329296A
Authority: JP
Inventors: ガリーカールソン，; ジェフリーエイ．ノリス，
Original assignee: Edwards Lifesciences Corp
Current assignee: Edwards Lifesciences Corp
Priority date: 1994-06-29
Filing date: 1995-06-28
Publication date: 2002-07-15
Anticipated expiration: 2017-07-15
Also published as: DE69532583T2; US5701908A; US5636638A; EP0767622B1; JP2001189629A; US5594375A; US5797964A; WO1996000519A1; DE69532583D1; EP0767622A1; CA2193826A1; JPH10505511A; US5634470A; CA2193826C

Description

【発明の詳細な説明】発明の背景発明の分野本発明は、電力増幅器或いは電力源に関する。具体的
には、本発明は、選択された１つ或いは複数の周波数及
び選択された可変の１つ或いは複数の電圧レベルで電力
を供給する、電力増幅器の分野に属する。さらに具体的
には、本発明は、選択されたレベルの電力を制御された
周波数及び可変制御された電圧で電気負荷に供給する、
調整された電子電力増幅器或いは電源の分野に属する。
このような電力増幅器或いは電力供給源の使用環境は特
定されており、本発明は、抵抗加熱電力を連続心拍出量
監視カテーテルに供給するという医療環境での使用のた
めに特に構成及び設計された電力増幅器に関する。従っ
て、本発明は、人間の患者の心拍出量を監視する装置及
び方法の分野にも属する。

関連技術従来、冠状動脈閉塞症から一定期間後に起こり得る等
の心臓クリーゼ（cardiac crisis）の患者のための心拍
出量監視では、定期的に、ある量（或いはボーラス（bo
lus））の冷却塩水溶液を、患者の循環系内の選択され
た部位に注入する。別の選択された部位で、温度監視カ
テーテルを用いて温度対時間の関係を検知し、これによ
り、心拍出量の値が導き出される。この技術は熱希釈法
（thermodilution）として知られており、塩水ボーラス
の注入前後で、肺血流（pulmonary blood flow）が、肺
動脈内の血流の通常温度よりも冷却塩水溶液によって冷
却されるので、肺血流の良好な信号／ノイズ比が得られ
る。スチュアート−ハミルトンの等式として知られる関
係を用いて、心拍出量の値を導き出す。

残念ながら、この従来技術は、塩水注入を実施する人
物の技量に依存する。つまり、塩水溶液のボーラスが注
入される速度及び経時的均一性が、結果の正確さに影響
し得る。結果的に、このようなテストをある期間に渡っ
て多数回行って、心拍出量の平均値を決定する。心拍出
量の傾向或いは（例えば、数時間に渡る）長期的変化の
検出は、この従来技術では非常に困難である。また、冷
却塩水の注入は、ある患者に対しては、血流に比較的多
量の水分が加わるという不都合になり得る。この水分
は、患者の腎臓によって除去されなければならない。

他の従来の心拍出量監視技術では、心臓の右心房及び
右心室を通じて心臓から肺動脈へ挿入されたカテーテル
を使用する。このカテーテルに外的に装備された（exte
rnally carried）抵抗加熱素子が、患者の心臓からの肺
血流を、この血流が患者の肺に向かって流れる際に、断
続的に僅かに加熱する。カテーテルの加熱素子の下流側
には、温度検知素子が装備される。検知された血流の温
度対時間の関係は、同様に、心拍出量の値を導き出すた
めに使用され得る。この技術は、心拍出量の実質的な連
続監視を行うという利点がある。しかし、加熱間隔前後
に存在する血流の通常の体温との比較における加熱され
た血液温度の信号／ノイズ比は、非常に小さい。血液を
加熱し過ぎると形成された血球を損傷するため、上記の
点は避けられない。このため、疑似ランダム的に肺血流
を加熱して、得られる温度変動を検出可能にし、肺血流
温度の通常の僅かな変動から判別可能にする技術が、開
発されている。

患者の安全上の理由、及び、患者周辺の医療環境に存
在し得る他の監視装置や治療装置との電磁的干渉或いは
それらへの電磁的影響を回避するために、監視カテーテ
ルの抵抗加熱素子の駆動には、100KHzの周波数が最良と
考えられている。カテーテルの抵抗加熱素子への印加電
力のこの固定周波数と共に、可変電圧レベルが、加熱素
子において患者の肺血流内へ解放されるエネルギーのパ
ワーレベルを制御するために使用される。患者の血流内
へ解放される加熱エネルギーレベルにおけるこの制御
は、注意深くコントロールされなければならない。なぜ
なら、患者の血流循環の実際の速度が減少或いは低減
（decreased or impaired）され得るので、過剰な加熱
を避けなければならないからである。

上記に加えて、近代医療環境は制限的に複雑（restri
ctively complex）であるという認識が高まっている。
つまり、重度の病気或いは負傷の患者に対して用いなけ
ればならない医療監視及び治療装置の複雑さは、患者へ
のアクセスを制限し、装置の誤動作や故障の危険性を生
じる。さらに、病院や診療所は、この複雑且つ高価な医
療装置の維持、使用、保管、及びその利用可能性に関す
るロジスティックなプランニングという重大な負担に直
面している。この結果、病院、診療所、及びポータブル
な医療治療環境（消防隊、緊急医療隊、及び軍隊の移動
式野外病院、等）においては、電子的に構成されて様々
な監視機能を果たす汎用監視装置の使用が高まる傾向に
ある。

この監視装置は、特定の監視機能を果たすために必要
となる回路及び保存された情報を含む１つ或いはそれ以
上のモジュールを、汎用監視装置のコンソールに接続す
るだけで構成される。この技術によれば、例えば病院及
び診療所の環境において、患者のいる部屋及び緊急或い
は集中治療領域（critical care areas）等に汎用モニ
タを設置或いは留置することができるという利点があ
る。病院或いは診療所内でこれらのモニタを移動させる
必要はない。モニタは、適切なモジュールをモニタコン
ソールに接続することによって、特定の患者の状態によ
って必要とされる様々な監視機能を実行するように、簡
単に構成される。モジュールのみが、病院或いは診療所
内で移動される必要がある。モジュール自体は、比較的
小さく、軽量且つ安価である。使用されていないときの
モジュールの保管に必要なスペースは、従来の監視機器
に比べて、はるかに少ない。また、病院或いは診療所環
境内での必要な構成モジュール（configuration module
s）の移動は、病院の職員にとって、従来のモニタの移
動のような負担にはならない。

つまり、従来のモニタは比較的大型で、重く且つ高価
な機器であり、一般に車輪付きカートに搭載されてい
る。モニタが病院内のある場所から別の場所に移動され
る毎に、移動プロセス中に破損される危険性がある。ま
た、モニタの物理的移動は、例えば、車輪付きカート及
びモニタを病院のエレベーターに乗せたり降ろしたりす
るために、比較的力の強い病院職員の奉仕を必要とす
る。一方、モジュールタイプの監視機器の構成モジュー
ルは、ある場所から別の場所へ手で運べる程に小さい。
実際には、もし必要であれば、１度に数個のモジュール
を１人で運ぶことも可能である。従来の１つのモニタに
相当する大きさの１台の車輪付きカートで、モジュール
方式の監視システムの構成モジュールを数個から数十個
運ぶことが可能である。

従来の連続心拍出量モニタに関して、モニタは、可変
パワーレベル及び固定周波数の交流パワー出力を供給で
き、また連続心拍出量監視カテーテルの抵抗加熱素子に
加熱電力を与える、線形電子電力増幅器を含む。この従
来の線形電力増幅器は、物理的に大き過ぎて、より新し
いモジュールタイプの監視装置の監視モジュールのエン
ベロープ内に収納することができない。また、従来の電
力増幅器は電力効率が非常に低く、15ワット程度のパワ
ーを患者の血流内に断続的に放散しているのに過ぎない
のに、約30〜45ワット、或いはそれ以上のパワーが従来
の連続心拍出量モニタのコンソール内に熱として解放さ
れる。つまり、これら従来の線形電力増幅器の効率は、
僅か25パーセントであり得る。このレベルの熱が監視モ
ジュール内に解放されるとするならば、従来の線形電力
増幅器がどうにかして物理的にモジュール内に適合され
たとしても、モジュールの従来のプラスチックケース
は、結果として生じる高温によって変形或いは溶けてし
まうであろう。

発明の要旨上記の関連技術の欠点を考慮して、本発明の目的は、
これらの欠点の１つ或いはそれ以上を回避する電力増幅
器を提供することである。

より具体的には、本発明の目的は、モジュールタイプ
の監視システムの構成モジュール内に物理的に適合し得
る、連続心拍出量監視装置用の電力増幅器を提供するこ
とである。

本発明の別の目的は、許容され得る低いレベルの熱エ
ネルギーがそこから解放され、且つ従来のモジュール方
式の監視装置との互換性を有するモジュール内に収容さ
れ得るような、高いレベルの効率を有する電力増幅器を
提供することである。

特に、本発明は、人間の患者の心臓内の心血流（card
iac blood flow）を電気的に加熱し、且つ肺動脈内の血
流の温度対時間の関係を検知する装置及び方法に関す
る。電力増幅器は、特定の周波数の交流電力を提供し、
その周波数は、患者に対するこの周波数の特別な安全
性、また、この周波数がその患者の治療に使用されてい
る他の医療装置に影響を与え得る電磁的干渉を比較的生
じない、という理由により選択される。供給される交流
電力は可変電圧レベルであり、これにより、熱エネルギ
ーを心血流に付与する抵抗負荷内で放散されるエネルギ
ーを制御する。熱エネルギーは、疑似ランダムアルゴリ
ズムに基づき、断続的に、患者の心肺血流（cardiac pu
lmonary blood flow）内の温度の過渡現象（transien
t）を生み出し、この過渡現象が、患者の心拍出量の値
を導き出すために検知される。

従って、本発明は、患者の血流内に浸漬された心拍出
量監視カテーテルと共に用いられる心拍出量モニタを提
供する。このカテーテルは、血流と熱伝達関係（heat t
ransfer relation）にあり、制御された電気抵抗加熱の
印加に応じた温度過渡現象をそこに与える加熱素子と、
血流内で加熱素子の下流側でカテーテル上で配されて温
度過渡現象に対する反応を得る温度センサと、を有す
る。モニタは、電力の供給及び患者の血流内の温度過渡
現象に対する反応の受領のためにカテーテルに接続され
たコンソールを備える。さらに、モニタは、心拍出量の
値を含む患者の心臓の監視（cardiac monitoring）に関
する徴候（indicia）をローカルに表示するための出力
装置と、コンソールに取り外し可能に取り付けられたモ
ジュールと、を備えている。モジュールは、カテーテル
の加熱素子へのコンソールを介しての接続のためのコン
ソールに、選択された周波数及び電圧レベルの加熱電力
を選択的に供給する電力増幅回路を提供する。

別の局面によれば、本発明は、選択された周波数の交
流電流を供給する交流スイッチ式電力増幅器を提供す
る。この電力増幅器は、選択された周波数の倍数である
周波数を有する基準非対称パルス列信号を提供する基準
発振器と、まず該倍数を２で除算したものに等しい値で
該基準パルス列を除算してパルス列を得、次いで得られ
たパルス列を２で除算して、50パーセントのデューティ
サイクルを有していて第１のより高い値と第２のより低
い値との間を基準周波数で切り換わる最終方形波パルス
列を得る除算手段と、該最終パルス列に応じて電力を選
択された周波数で交互に切り換える切り換え手段と、を
備える。

本発明の利点は、電力増幅器によって供給された調整
された電力における高調波干渉がない点にある。つま
り、本電力増幅器によって供給される交流電力には、こ
のような高調波干渉周波数は、実質的に全く存在しな
い。本電力増幅器は、本質的に純粋な正弦波の交流パワ
ーを供給する。さらに、本電力増幅器によって得られる
小さなサイズ、軽量、低コスト、周波数の安定性、フォ
ールトトレランス（実際には、冗長なフォールトトレラ
ンス）、及び電力レベル調整の良好な精度は、個々に及
び組合わされて、従来の電力供給源で達成し得るものよ
りも優れている。

以下に示す本発明の特に好適な例示的な実施例の記述
を、添付の図面を参照しながら読むことによって、本発
明のさらなる目的及び利点が明らかになるであろう。

図面の説明図１は、肺動脈内に挿入された（instilled）連続心
拍出量監視カテーテルを有する人間の患者、及びこのカ
テーテルに関連したモジュール方式の監視装置を示すや
や模式的な部分図である。

図２は、患者の肺動脈内に挿入された心拍出量監視カ
テーテルの一部に関連した本連続心拍出量監視装置の機
能的な構成要素を模式的に図示し、またこれらの構成要
素の機能的な関係を示す。

図４は、本発明を具現化する電力増幅器の構成要素及
びこれらの構成要素の相互接続を示す模式的且つ機能的
なブロック図である。

図5a〜図5cは、図４の電力増幅器の選択された位置に
おける電圧波形を示し、これらの波形は共通の時間目盛
上に配されている。

図5dは、図5a〜図5cの波形から得られる電圧波形を示
し、電圧波形の数サイクルを図示できるように時間目盛
が圧縮されている。

図5e及び図5fは、僅かに拡張された時間目盛及び同様
に拡張された電圧振幅目盛にて示された、他の得られた
電圧波形を示している。

図６〜図11は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図を与える。

発明の好適な実施例の詳細な説明図１は、例えば、冠状動脈閉塞症或いは心臓発作を起
こした、或いは自動車事故等により重大な外傷を負った
人間の患者10を示す。心臓発作の患者の場合、患者の心
臓12への損傷は、初期の閉塞すなわち冠状動脈の閉鎖の
結果としてだけでなく、数時間或いは数日間に渡って閉
塞された冠状血液供給（coronary blood supply）の結
果として患者の心臓の一部が壊死していくにつれても生
じるので、患者の冠動脈の能力（coronary capacity）
は、心臓発作に引き続くこのような相当な時間に渡って
不全となる危険がある。相当量の血液を失い得て、且つ
ショック状態にあり得る外傷の患者の場合、人体の末端
血管（peripheral vasculation）の拡張は血圧の低下を
招き得、患者の冠動脈の能力はある時間に渡って低下す
る。これらの時間期間内には、早期応急処置（early in
terventional measures）を最大効果を有し得る間に行
うために、差し迫った心不全の早期発見が非常に重要で
ある。

患者の血圧のみの監視或いは患者10の体肢（extremit
y）における血中酸素飽和レベルの監視は、例えば差し
迫った心不全の十分な指標とはならないことが、経験的
に分かっている。この結果、患者の肺血液循環を、患者
の肺に流れる血液の酸素飽和等の他の関連要因と共に、
患者10の肺動脈14で直接に監視する技術が従来開発され
てきている。

この肺血流の監視は、監視カテーテル16を患者の右側
頚静脈内に挿入することによって行われる。このカテー
テルの遠位端部18は、静脈を通して心臓12の右心房20へ
進められる。右心房20から、遠位端部18は、三尖弁22を
介して心臓12の右心室24へと進められる。次に、カテー
テル16の遠位端部18は、肺動脈弁26を介して肺動脈14へ
と進められる。当業者には理解できるように、通常は、
カテーテル16の膨張可能なバルーン部28がこの導入手続
きにおいて膨らまされて、カテーテルを所望の部位に移
動或いは浮遊させるにあたって有力な血流の助けを得
る。

患者10の外部で、カテーテル16は、プラグ／ソケット
インタフェース16'/30'でマルチ導体電気ケーブル30に
接続される。このケーブル30は、汎用の可変構成モジュ
ールタイプモニタコンソール32に配置されている電気回
路にも、同様にプラグ／ソケット接続される。この監視
コンソール32は、患者の状態に関する情報がローカルに
表示され得るディスプレイスクリーン34を含む。また、
このモニタ32は、（矢印付きの番号36によって模式的に
示される）コンピュータシステムRS−232ポート等のデ
ータ出力機能も含み、これにより、患者の情報が、ナー
スステーション、中央患者監視／データ記録コンピュー
タシステムなどの遠隔位置に、或いは、自宅或いはオフ
ィスにて、そのような病院の中央患者監視コンピュータ
システムとの電話回線による相互接続を介して情報を受
け取ることを希望し得る医師に、提供される。

コンソール32は、複数の電気的相互接続穴或いはポー
ト38を含み、ここで構成モジュールを受けてモニタを構
成し、特定の患者が必要とする監視機能を実行する。こ
の例の場合、コンソール32は、患者10の心拍出量を監視
するモジュール40を受ける。ケーブル30は、モジュール
40へ直接にプラグ／ソケット接続され、これにより、カ
テーテル16とコンソール32との間のインタフェースが得
られる。モジュール40は、患者10の監視のためにカテー
テル16が接続されるケーブル30の遠位端でコネクタ30'
を受けるように構成された第２のケーブルコネクタ41を
含む。理解されるように、モジュール40は、ケーブル30
の両端をモジュール40に接続することによって、ケーブ
ル30の正常な操作を検証するために使用され得る。

次に図２に注意して、モジュール40は、両向き矢印42
によって概略的に示されるデータバスを介し、また電力
をコンソール32からモジュール40に供給する幾つかの電
気的接続を介して、モニタ32に接続されていることが理
解される。図２は非常に模式的であり、カテーテル16か
ら外向きに示された導電体は、実際は細いゲージであ
り、その全長の一部がカテーテルの長く且つ比較的細い
シャフト内に配されていることが理解される。図示され
た導体の全長の別の部分がケーブル30によって提供され
ることが理解される。２つの導体46及び48は、カテーテ
ル16の遠位端部18に外向きに配された抵抗加熱素子50に
接続される。実際には、加熱素子50は、温度変化に対す
る高い抵抗変化係数を有する可撓性の金属薄膜素子とし
て構成され得る。

好ましくは、カテーテル16は、この加熱素子50が患者
10の右心室内に実際に配されるように構成される。心臓
のポンプ活動（pumping action）によって生じるこの心
室内の乱血流は、加熱素子50から熱エネルギーを肺血流
全体に均一に分配する助けとなる。血流の方向（矢印52
で示す）についての加熱素子50の下流側には、温度測定
センサ54が配される。センサ54は、例えば小さなビーズ
型サーミスタ（bead thermistor）であり得て、また導
体56及び58を介してケーブル30及びコンソール32に接続
される。モジュール40の内部で、導体56及び58は、セン
サ54からの温度信号を、マイクロプロセッサ58及び電力
増幅回路60を含むマイクロプロセッサベースの制御シス
テム56に供給する。マイクロプロセッサ58は、制御及び
データバス矢印62で概略的に示されるように、電力増幅
回路60との双方向制御及びデータインタフェースを有す
る。この概略的なインタフェースの参照番号（62）は、
以下の説明全体を通して、電力増幅器60とマイクロプロ
セッサ58との間の一方向或いは双方向の情報及び制御信
号インタフェースを指すために使用される。

図３は、電力増幅器60が、プログラマブル選択的可変
電圧源セクション64、周波数源セクション66、及びスイ
ッチ式増幅器セクション68を含むことを示している。ス
イッチ式増幅器セクション68は、セクション64からの選
択されたプログラマブル電圧レベルの電力とセクション
66からの基準周波数信号との両方を入力として受け取
り、これらの入力を組み合わせて、周波数制御された交
流パワーを、選択された可変電圧レベルで純粋な正弦波
形にて、隔離された患者接続セクション70に与える。電
気的には、患者接続セクション70は、カテーテル16及び
ケーブル30によって部分的に規定される。プログラマブ
ル選択的可変電圧源64は、72で示されるように、28ボル
ト直流電力源（図示せず）へ接続される。パワーカット
オフリレー74は、インタフェース接続62によって示され
るように、マイクロプロセッサ58の制御下にある。理解
されるように、このマイクロプロセッサ58によるリレー
74の制御は冗長なものであって、マイクロプロセッサ58
による電圧源80の制御によってさらにバックアップされ
ており、カテーテル16の過熱による不慮の負傷から患者
10を保護するためには、リレー74をオープンにするか、
或いは電圧源80に零出力電圧を出すように指令を与えて
も良い。このリレー74は、一対の半導体スイッチ76及び
78に電力を供給する。スイッチ76及び78は、インタフェ
ース接続62によって示されるように、やはりマイクロプ
ロセッサ58の制御下にある電圧レギュレータ回路80によ
って制御される。

以下でさらに説明されるように、出願人は、供給電圧
が変化しても安定した調整された電圧出力レベルを提供
するように設計された従来型の半導体集積回路電圧レギ
ュレータを採用して、プログラマブル選択的可変直流電
圧源を作り出した。この例において、プログラマブル電
圧供給源は2¹²の分解能、すなわち4095の異なるインク
リメント電圧レベルを有し、これらは、カテーテル16の
加熱素子50での抵抗加熱及びエネルギー放散のレベルを
制御するために、マイクロプロセッサ58によって個々に
選択され得る。従って、モジュール40によってカテーテ
ル16の加熱素子50に供給される電力レベルは、マイクロ
プロセッサ58による非常に精密な制御下にある。

模式的な導体82によって示されるように、電圧源セク
ション64によって、精密に制御された電圧レベルの直流
電力が増幅器セクション68に供給される。電力増幅器セ
クション68はまた、模式的な導体接続82及び84によって
示されるように、周波数源セクション66から精密に調整
された周波数信号を受け取る。図３の模式図から理解さ
れるように、周波数源セクション66は、1MHz水晶基準発
振器88を含む。この発振器88は、非対称（すなわち、正
方向のみの）出力信号を、正確に1MHzのレートで、約40
パーセントのハイ信号デューティサイクルにおいて、提
供する。この信号は除算回路90に与えられる。除算回路
90は、まず５で除算を行って、依然として正方向のみで
あり且つデューティサイクルの低い200KHzの信号を得
る。回路の記載のこの段階における読者の助けとして、
図３には、小さなグラフィカルな信号波形のイラストレ
ーションが加えられている。

次に、除算回路90は２で除算を行って、ハイ信号値と
ロー信号値（零）との間で１秒間に10万回切り換わる10
0KHzの信号を得る。この信号は方形波形で且つ正方向の
みであるが、これは、電力増幅器60によって得られる純
粋な対称交流波形の基礎となる。当業者であれば気づく
ことであるが、デューティサイクル50パーセントの純粋
方形波形は、フーリエ分析によって分析されると、純粋
正弦波形に奇数次の高調波のみを加えたものである。理
解されるように、除算器90によって与えられた波形は、
直流を、奇数次の高調波が除去された純粋方形波形にス
イッチングするために使用され、電力増幅器60からの交
流出力の純粋正弦波形を得る。同時に導通及びそれに起
因する短絡を避けるために、電圧源セクション64からの
直流電力のスイッチングの間に不動作時間発生器が設け
られて、依然としてデューティサイクル50パーセントの
一対の逆方向の方形波信号を得る。これらの信号は、一
対（94及び96）のスイッチドライバのそれぞれの一つに
与えられる。これらのスイッチドライバ94及び96は、次
に、電力増幅器セクション68の一部である一対の半導体
（MosFet）スイッチ98及び100のそれぞれの一つのスイ
ッチングをそれぞれ制御する。

次に電力増幅器セクション68について考えると、スイ
ッチ98及び100が、センタータップ変圧器102の対向する
側をそれぞれ通る電流を制御することがわかる。好まし
くは、この変圧器は、ほぼ1:1.6の巻数比を有する。上
述したように、このセンタータップ変圧器102によっ
て、周波数100KHzでデューティサイクル50パーセントの
方形波出力が得られる。結果的に、この方形波は、純粋
正弦波に奇数高調波要素のみが加えられているという特
徴を有する。電力増幅器セクション68は第１及び第２の
直列チューン（tuned）回路104及び106を含み、これら
は、変圧器104からの100KHzの信号の３次及び５次高調
波要素に対して非常に高いインピーダンスを与えるよう
に、それぞれチューニングされている。つまり、回路10
4は、非常に高いインピーダンスを与えて、変圧器102か
らの信号の300KHz成分を効果的にブロックするようにチ
ューニングされ、一方、回路106は、500KHz成分をブロ
ックするようにチューニングされている。変圧器102か
らの選択された周波数信号の３次及び５次高調波成分の
このブロックは、本電力増幅器の重要な局面である。な
ぜなら、これら最初の２つの奇数（３次及び５次）高調
波が、大半のエネルギーを運んでいるからである。回路
104及び106で大きなインピーダンスを与えることによっ
て、３次及び５次高調波のこのエネルギーの大部分が反
射され、電力増幅器60の非効率性を招くように失われる
ことはない。

次に、電力増幅器セクション68は直列チューン回路10
8を含み、この回路は、100KHzの選択された周波数に対
して非常に小さなインピーダンスを与えるが、100KHzの
選択された周波数の高次の高調波周波数に対しては大き
なインピーダンスを与える。チューン回路108を通過す
る高次高調波の残りの部分は、高次のシャントチューナ
回路110によってグラウンドにシャントされる。このシ
ャントチューナ回路110は、得られる正弦波電圧信号
を、巻数比が実質的に3:1である隔離変圧器112の一次巻
線にドライブする、図３に見られるように、インタフェ
ース矢印62によって示されるようなカテーテル16に供給
される電圧のフィードバック値をマイクロプロセッサ58
に与えるために、電圧感知回路114が、シャントチュー
ナ回路110と変圧器112の１次巻線との間の接続に関連さ
れている。

ここで重要なことは、変圧器112のグラウンド側が、
第２の100KHz直列チューナ回路118を介して、116で示さ
れるグラウンドに接続されていることである。3:1の巻
数比によって隔離変圧器112の１次巻線に現れる高い反
射インピーダンスによって、直列チューン回路108及び1
18は互いに分離されている。このため、これらのチュー
ナのインダクタンス及び容量は、単に互いに加算されて
100KHz以外のチューン周波数を有する複合チューン回路
となることはない。従って、100KHzの純粋正弦波形電圧
のみが実質的に変圧器112の１次巻線で有効であること
を確実なものにすることに、チューン回路108及び118は
それぞれ関与する。また、図３には、電力増幅器60の電
力増幅器セクション68がセンスコモン回路120及び電流
感知回路122を介してマイクロプロセッサ58に接続され
ていることが示されている。

隔離変圧器112を介したグラウンド接続がないため
に、隔離された患者接続回路セクション70は、グラウン
ド電位に対して効果的にフロートしている。電力増幅回
路60のこの隔離された患者接続セクション70は、カテー
テル16の抵抗加熱素子50及び較正抵抗124を含む。これ
らの抵抗のそれぞれは、実質的に39オームの値を有して
いて、隔離変圧器の１次巻線での反射インピーダンス
は、実質的に350オームとなる（つまり、39オーム×変
圧器112の巻数比の平方）。また、隔離された患者接続
回路セクション70は、変圧器112の２次巻線の接続を加
熱抵抗50と較正抵抗124との間で切り換えるリレー126を
含む。この切り換えリレー126は、インタフェース矢印6
2によって示されるように、マイクロプロセッサ58に接
続される。従って、マイクロプロセッサ58は、リレー12
6の状態を制御できるだけでなく、（さらに説明される
ように）この状態を検証することもできる。マイクロプ
ロセッサ58は、マイクロプロセッサ58によって指令され
た時にのみ電力が加熱抵抗50に印加され、そうでなけれ
ばマイクロプロセッサが積極的な動作をとってモジュー
ル40の全体をシャトダウンすることなく印加されないこ
とを、マイクロプロセッサ58は検証できる。

次に図４を考慮して、周波数源回路セクション66がよ
り詳細に図示される。この回路セクションは、図5Aに見
られる方形波正方向信号を導体128を介して除算器90に
与える水晶発振器88を含む。除算器90は、まず５で除算
を行って、図5Bに見られる信号を得る。この信号は、零
と、図5Aに見られる信号の各５番目の正方向の信号遷移
における正の値との間で、変化する。図5Bに見られる信
号の値は、図5Aの信号の５サイクルが通過するのに必要
な時間に比べて非常に短い、比較的短い時間間隔後に、
零に戻る。ここで重要なことは、図5A及び図5Bに見られ
る信号は、デューティサイクル50パーセントの方形波で
はなく、純粋正弦波信号に対して奇数次の高調波のみを
有することに関して上述した関係を満たさない。図5Bに
見られる信号は、回路90によって導体130に出力され、
この導体は、回路90の２による除算が行われる端子にこ
の信号を戻す。２による除算によって、100KHzのレート
で零と正の値との間で切り替わる、図5Cに見られる信号
が得られる。この信号は、デューティサイクル50パーセ
ントの方形波であるが、正方向のみである。つまり、図
5Cの信号は、零電圧の軸について対称ではない。

この図5Cの信号は、導体132によて、不動作時間発生
回路92に与えられ。この回路92は、逆向きに接続された
一対の排他的OR（XOR）ゲート134及び136を含む。ゲー
ト134は、一方の入力端子において正の入力Vcc（番号13
8で示される）に接続され、他方の入力端子において図5
Cの信号を受け取る。

結果的に、ゲート134は、図5Cの信号が正の間のみ導
通する。一方、ゲート136は、一方の入力端子において
図5Cの信号に接続され、他方の入力端子においてグラウ
ンド（番号140で示される）に接続される。このゲート1
36は、これによって、図5Cの信号が零の間のみ導通す
る。この結果、ゲート134及び136は、図5Dに示すような
正方向のみで且つ時間配列が逆である一対の時間適合さ
れた方形波信号のそれぞれの一つを与える。時間適合さ
れた逆配列信号の数サイクルが示されるように、図5Dの
時間目盛が図5A〜図5Cのそれに比べてかなり圧縮されて
いることに、読者な気付くであろう。図5Dのこれらの信
号は、導体142及び144のそれぞれにおいて、抵抗−容量
ネットワーク146及び148のそれぞれに与えられる。抵抗
−容量ネットワークのそれぞれはまた、グラウンド電位
に向けて導通する各指向性ダイオード（oriented diod
e）を含み、ゲート134及び136によって与えられた信号
はハイに遷移して、（導体150及び152のそれぞれの上に
見られる）容量を充電することができるが、ネットワー
ク146及び148に起因する抵抗−容量時定数の付加的な作
用がある場合にのみに、ローへ遷移できる。導体150及
び152において得られる信号は、図5Eに示される。これ
らの信号は、依然として正方向のみであり、また２信号
間で50パーセントのデューティサイクルを有している。

図5Eの信号は、入力接続の一方で導体158によって互
いに接続されている、一対の排他的ORゲート154及び156
に与えられる。導体158は、番号160によって示されるグ
ラウンド接続を有する。結果的に、導体150及び152から
受け取られた信号（図5Eの信号）がハイの時のみに、ゲ
ート154及び156はそれぞれ個別に導通する。しかし、こ
れらのゲートは、図5Eの信号がその最高値より低くなっ
ても、すぐにはオフしない。その代わりに、これらのゲ
ートは、ハイ及びロー（零）信号レベルの間の中間電圧
レベルのいずれかにおいて、オフする。図5Eに見られる
信号の零に向かう部分で有効な抵抗−導体時定数のため
に、ゲート154及び156は、図5Dに見られる信号とともに
同時にオフすることはなく、それらのオフへの切り換え
は、やや低いが非零である番号162の電圧値に到達する
まで遅延される。その結果、ゲート154及び156は、図5F
に示されるそれぞれの信号を導体164及び166に与える。
これらの信号は依然として正方向のみであり、また、こ
れらの信号の２つの間のデューティサイクルは50パーセ
ントである。しかし、各波形のオフへの切り換え遷移
（つまり、方形波形の負へ向かう部分）は、図5Fに示さ
れる他方の波形の正への遷移に対して、若干遅延され
る。導体164及び166は、図5Fに示される信号を、信号の
正方向のターンオン部分が信号の負方向のターンオフ部
分よりも遅延されるようにこれらの信号をそれぞれ反転
させるスイッチドライバ回路168に与える。スイッチド
ライバ回路168は、図5Fに示されるように同じ波形であ
るが、それぞれ反転された形状で時間配列が置き換えら
れたそれぞれの反転信号を、番号170及び172で示される
導体に与える。これらの信号の使用は、以下にさらに説
明される。

次に、図６〜図８を互いに関連づけて見ると、図３の
プログラマブル選択的可変電圧源回路64の電圧レギュレ
ータ80とスイッチ76及び78とがより詳細に示されてい
る。具体的には、図６は、電圧レギュレータ集積回路17
4を用いた調整された電圧供給源の回路全体を模式的に
示す。この回路174は、抵抗R₁の値を抵抗R_Xの値で割っ
た商と１との合計をある定数に掛け合わせたものに等し
い出力電圧を、導体175に与える。本発明のこの好適な
実施形態においては、この定数は1.25である。図６に示
されるように、本発明においては抵抗R_Xは可変抵抗であ
る。さらに、理解されるように、本発明においては、抵
抗R_Xの値はデジタル的にプログラム可能であって且つマ
イクロプロセッサ58によって制御される。抵抗R_Xの値
は、2¹²のインクリメンタル値の分解能でプログラム可
能である。従って、電圧レギュレータ回路174によって
得られる調整且つ制御された電圧レベルは、マイクロプ
ロセッサ58によって、高い制御精度で制御可能であるこ
とが理解される。

次に図７及び図８を組み合わせて参照すると、電圧レ
ギュレータ回路80が、図６に見られる同様に指定された
抵抗のように機能する図８に見られる抵抗R₁を含むこと
が理解される。電圧レギュレータ回路とスイッチ76及び
78とは、図８にも見られる。また、この電圧レギュレー
タ回路セクションは、図７に見られる４つのデジタル制
御アナログスイッチ176、178、180及び182を含む。アナ
ログスイッチ176〜182は、それぞれ番号62で指定された
図７の左側に見られるインタフェース接続を介して、マ
イクロプロセッサ58によって制御される。つまり、マイ
クロプロセッサ58は、これらのアナログスイッチへの信
号リードの全てと同じ数の個々或いはグループにおい
て、信号レベルをドライブすることができる。示された
導体のいずれか一つでのハイ信号値は、それに付随する
スイッチ176〜182を、下に示される抵抗の各１つをグラ
ウンドと並列な抵抗関係に切り換えさせる。

上記をさらに説明すると、アナログスイッチ176〜182
はまた、R₂〜R₁₃と指定されている12個の抵抗のアレイ
と個別に接続されており、インタフェース番号62で示さ
れるリードの各１つがマイクロプロセッサ58によってハ
イ信号に駆動されると、グラウンドされた導体188との
接続に個別に切り換えられることが理解される。これら
の抵抗R₂〜R₁₃は、全体で、図６に見られる可変抵抗R_X
として機能する。これらの抵抗は、一般に約200オーム
から約422Kオームの範囲の増加する値を有する。具体的
には、抵抗R₂〜R₁₃の値は、200、402、806、1.62K、3.2
4K、6.49K、13.0K、26.1K、52.3K、105K、210K及び422K
オームの値を有する。比較的低い値（すなわち、約200
オームから約1.6Kオームの範囲）の抵抗を切り換えるス
イッチ176及び178としての使用に許容可能であることが
分かっているアナログスイッチの一例は、Siliconix 99
56DYである。このアナログスイッチは、オン時に非常に
低い抵抗を有する。これより、スイッチ176及び178自身
の抵抗は、抵抗R₂〜R₅の抵抗値にそれ程の増加を与えな
い。一方、アナログスイッチ180及び182としては、Harr
is DG412DYが許容可能であることが示されている。この
アナログスイッチは、オフ時に非常に低い漏れ電流を有
していて、大きな値の抵抗R₆〜R₁₃が回路と並列に切り
換えられた時に生じる比較的小さな電流の増分変化が、
スイッチ180及び182自身からの漏れ電流から容易に区別
される。抵抗R₆〜R₁₃の値は、1.6Kオームより大きく、
約422Kオームまで或いはそれ以上である。好ましくは、
電圧レギュレータ174によって供給される電圧のより精
密な較正を可能にするために、抵抗R₂〜R₁₃は、精度0.1
パーセントで50PPMの抵抗であることが好ましい。

図７を参照すれば、抵抗R₁₄は導体190に現れる最大抵
抗値を調節するために設けられ、抵抗R₁₅及びトリム抵
抗R₁₆は導体192に現れる有効抵抗値を調節することが分
かる。抵抗R₁₅の値は、アナログスイッチ176〜182の全
てを閉じることによって抵抗R₂〜R₁₃の全てがグラウン
ドに切り換えられた時であっても電圧レギュレータ174
によって供給される最大電圧に、設定される。導体192
が図８の左側に現れており、電圧レギュレータ回路174
に接続されている。この導体192は、図６の抵抗R_Xの上
端に模式的に示された導体と類似であり、レギュレータ
回路174に接続されている。導体192からグラウンドまで
の有効抵抗値は、電圧レギュレータ回路174によって出
力される電圧レベルを制御する。理解されるように、マ
イクロプロセッサ58は、アナログスイッチ176〜182を介
して、抵抗R₂〜R₁₃のグラウンドされた導体188への接続
を切り替えることによって、この有効電圧レベルを制御
する。また、マイクロプロセッサ58は、示されたインタ
フェースライン62を介して電圧レギュレータ回路174を
制御でき、電圧レギュレータ174をオフにして出力パワ
ーを零にする、或いはオンにしてアナログスイッチ176
〜182の切り換え状態によって選択される電圧レベルの
出力パワーを供給する。従って、マイクロプロセッサ58
は、カテーテル16の加熱素子50で作用させられる電気加
熱の電力レベルを、零からこの加熱器の最大ワット容量
までの間で、制御することができる。

図８を参照すれば、この電圧源回路セクションの他の
特徴が理解される。電圧レギュレータ174としての使用
に許容可能な集積回路の一例は、Linear Technology LT
C1149である。この電圧レギュレータは、固定スイッチ
ング周波数ではなく、一定オフ時間アーキテクチャ（co
nstant off time architecture）を有する。結果的に、
この電圧レギュレータの動作周波数は、出力電圧と共に
変化する。本願では、出力電圧は１ボルトから26ボルト
DCの間で変化し得る。図６を再考すれば、電圧レギュレ
ータ回路174には、基準抵抗R₁に接続された導体と共通
に接続された、対グラウンド容量が必要であることが理
解される。大きな高電圧容量の使用を避け、本電力増幅
器の目標である小サイズ、軽量、低コストを維持するた
めに、この容量は、図８の番号194で示される容量アレ
イによって提供される。容量アレイは、（図３の記載を
再び考慮して、選択的可変電圧源回路セクション64用の
調整された電圧のパワー出力導体である）導体82とグラ
ウンドとの間に接続された複数の容量を含む。この容量
アレイ194は、アレイ194の容量の中で電圧共用抵抗とし
て機能する多数の同じ値の抵抗196を含んでおり、電圧
低下をこれらの容量に等しく分配し、この容量のいずれ
か１つに過度の電流が流れるのを防ぐ。

次に、図９を参照すると、電力増幅回路セクション68
及び隔離された患者接続回路セクション70がより詳細に
示されている。電力増幅回路セクション68の記載を再考
すれば、この回路セクションが、導体170及び172上の図
5Fの信号を受け取ることが理解される。この回路セクシ
ョンは、また、導体82上の電圧源回路セクション80から
の選択的に可変の電圧出力を受け取る。導体170及び172
上の信号によって、MosFetスイッチ98及び100が交互に
導通状態に駆動され、示された不動作時間によってこれ
らのスイッチが同時に導通されるのを防ぎ、これによ
り、導体82からグラウンド接続198への短絡が生じるの
が回避される。スイッチ98及び100を介して相互に電流
が流れることによりセンタータップ変圧器102が駆動さ
れ、デューティーサイクル50パーセントの本質的に対称
的な方形波出力が第１の300KHzトラップ104に与えられ
る。このトラップ104は、容量200及びインダクタ202を
含んでおり、これらは、組み合わされて周波数300KHzに
対して大きなインピーダンスを示すようにチューニング
される。同様に、500KHzトラップ106は、容量204及びイ
ンダクタ206を含んでおり、これらは、組み合わせて周
波数500KHzに対して大きなインピーダンスを示すように
チューニングされる。図３の100KHz直列チューナ108
は、容量208と直列の２つのインダクタ104及び106の相
互作用によって形成される。これらの構成要素は、100K
Hzの周波数に対しては小さなインピーダンスを、また、
100KHzの選択された周波数のより高次（すなわち、７
次、９次等）の高調波に対しては比較的大きなインピー
ダンスを与えるようにチューニングされている。図３の
シャントチューナ110は、実際は、容量210と、より高次
の高調波（比較的低いエネルギーレベルの）をグラウン
ド接続116に流す並列に接続された一対のインダクタ212
及び214とによって形成される。直列チューナ118は、容
量218とインダクタ220との協同によって形成され、選択
された100KHzの周波数が小さなインピーダンスでグラウ
ンドに達するのを可能にする。従って、隔離変圧器112
の１次巻線は、本質的に純粋正弦波特性を持つ本質的に
交流のパワーを受け取る。抵抗負荷50内に伝達される電
力の選択された100KHzの周波数にのみ本質的にさらされ
る抵抗222において生じる電圧低下は、この抵抗にまた
がるインタフェース接続62を介してマイクロプロセッサ
58に対して有効であることが分かる。従って、マイクロ
プロセッサ58は、選択された周波数の電力がカテーテル
16の加熱器50に伝送された時、および伝送されたかどう
かを確かめることができる。

本発明の制御及び保護特徴をさらに理解するために
は、隔離変圧器112において、点線224で示される仮想隔
離バリアが確立されていることが理解されるべきであ
る。バリア224の右側には、電力増幅回路60の隔離され
た患者接続部分、モジュール40、及び加熱器50を有する
カテーテル16がある。バリア224をはさんだ物理的な電
気接続はない。リレー126を制御するために、付加的な
隔離変圧器226が設けられる。この隔離変圧器は、図４
に見られる100KHz電力供給回路228によってパワーを供
給される。図４の電力供給回路228を参照すれば、除算
器230は発振器88から図5Aの信号を受け取り、また、ち
ょうど除算器90のように接続されて、図5Cに示すような
信号をトランジスタ232に与えることが理解される。ト
ランジスタ232のオン・オフは、除算器230からの信号に
応じて切り替わり、第２のトランジスタ234のオン・オ
フを同様に切り換える。この第２のトランジスタ234
は、逆向きに接続された一対のPNP（236）及びNPN（23
8）トランジスタを駆動する。トランジスタ236及び238
のオン・オフは、導体240に低電力100KHz交流電力を与
えるように、互いに反対に切り替わる。

図９に戻ると、導体240によって、この低電力100KHz
交流電力が変圧器の１次巻線に伝達されることが理解さ
れる。従って、最大限の患者の安全性を提供するように
決定されたものと同じ周波数の交流電力を用いて、隔離
された患者接続回路セクション70の制御を行うために用
いられる。変圧器226の２次巻線は、隔離された患者接
続回路セクション70に直流電力を与える整流器242を駆
動する。リレー126を制御するために、マイクロプロセ
ッサ58は、発光ダイオード244の照明を命じ得る。このL
EDからの光（矢印246）は、バリア224を超えて、フォト
ダイオード248を導通状態にする。フォトダイオード248
は、バリア224をはさんだ物理的な接続なしで、このリ
レーがマイクロプロセッサ58の制御下にあるように、リ
レー126のコイル250を流れる電流を制御する。

バリア224の隔離された患者接続側でパワーが放散さ
れていることをマイクロプロセッサ58に伝えるために、
較正抵抗124で生じる電圧低下を用いて、トランジスタ
スイッチング回路を導通状態に駆動する。較正抵抗124
は、実際には、並列に接続された２つの抵抗によって形
成されることが分かる。スイッチング回路252における
導通によって、LED254が発光する。再び、LED254からの
光は、バリア224を超えて発せられ（矢印256）、フォト
ダイオード258を導通状態にする。インタフェース矢印6
2によって示されるように、マイクロプロセッサ58に接
続されている導体260上の信号が、フォトダイオード258
の導通によってローになる。

図３を再考して、マイクロプロセッサ58がリレー74を
制御しており、それによって電力増幅器60全体を動作さ
せるようにパワーが受け取られることが理解される。こ
のパワーの放散が命じられていないときに隔離された患
者接続セクション70に電力が放散されていることがマイ
クロプロセッサ58に伝わった場合、リレー74が電力増幅
器をシャットダウンするように開放される。一方、選択
されたレベルの電圧を与えるように電圧源80（レギュレ
ータ174）に命じ、リレー126を閉鎖した後、選択された
時間の間隔（僅か１秒の数分の１）の間に隔離された患
者接続セクション70内で電力が放散されていることがマ
イクロプロセッサに伝えられなかった場合、フォールト
が仮定される。この場合もまた、リレー74が開放される
か、或いは電圧レギュレータ174が零電圧出力を与える
ように命じられ、患者は、適切に制御されていない肺動
脈14内の加熱素子50の動作によって起こり得る、いかな
る、そして全ての不慮の負傷から保護される。

加熱素子50の不意或いは不慮の動作に対して、所望の
程度の保護を得るために、電力増幅回路60は、それぞれ
図10及び図11に図示された回路セクション262及び264を
含む。特に回路部分262を参照して、図７に見られる導
体266が、番号268で示される一対の電圧分割抵抗を介し
て、導体82において、電圧源174の調整された電圧出力
に接続されていることが理解される。導体266での電圧
レベルは、電圧レギュレータ174によって実際に提供さ
れる電圧レベルを示すものである。この電圧レベルは、
ユニティゲインバッファ270に与えられる。このバッフ
ァ270は、概略的なインタフェース番号62で示されるマ
イクロプロセッサ58への出力を与える演算増幅器であ
る。従って、マイクロプロセッサ58は、電圧レギュレー
タ174を用いて、電圧源80によって与えられる電圧レベ
ルを読むことができる。レギュレータ174内或いは電力
増幅器60の他の部分内の故障によって、許容可能な予想
された値以外の電圧がバッファ270に生じた場合、マイ
クロプロセッサ58が電力増幅器60のシャットダウンを達
成する。

次に、図11を参照すると、（図３を再考して）リレー
74の制御を行う回路セクション264が図示されている。
回路セクション264は、リレー74自体と、番号272で示さ
れるトランジスタ化されたスイッチング回路とを含む。
このトランジスタ化されたスイッチング回路272は、導
体274によって作用するインタフェースを介して、リレ
ー74をマイクロプロセッサの制御下に置く。つまり、マ
イクロプロセッサ58によって与えられる導体274におけ
るハイ信号値によって、スイッチ回路272が閉鎖し、リ
レー74が閉鎖して電力増幅器60をパワーを供給する。し
かし、このスイッチング回路272の閉鎖は、この動作の
有効性が、マイクロプロセッサ58に付随する内部ウォッ
チドッグタイマ（図示せず）によって確認されさえすれ
ば、行われ得る。言い換えると、マイクロプロセッサ58
の内的に繰り返される診断がうまく完結しなかった場
合、ウォッチドッグはマイクロプロセッサ58をリセット
及びリブートし、導体274上の信号をロー信号に引き下
げることによって電力増幅器60のシャットダウンを達成
する。この導体274上の信号の引き下げは、インタフェ
ース番号62で示されるようにマイクロプロセッサ58のウ
ォッチドッグ部分に接続されるダイオード276を通じて
行われる。

再び図１を参照すると、モジュール40は、ケーブル30
が正常に機能していることの確認を行う設備を有してい
ることが再考される。つまり、ケーブル30は、コンソー
ル32、カテーテル16、モジュール40及びケーブル30を含
むモニタ装置の使用中に、損傷することがあり得る。コ
ンソール32及びモジュール40は耐久部材であり、カテー
テル16は１回使用の装置である。結果的に、一人一人の
患者に対して新しいカテーテル16が用いられる。しか
し、ケーブル30は、耐久部材ではあるが、例えば乱暴に
使用されたり、踏まれることによって、説明されている
装置の医療治療使用環境では最も損傷しやすいものであ
る。ケーブル30の正しい動作をテスト及び確かめるため
に、ケーブル30のプラグ／ソケット接続16'/30'に取り
付けられたコネクタ部を、モジュール40に設けられたコ
ネクタ41でモジュール40に接続する。

図９には、このケーブル30のコネクタ41への接続によ
って得られる電気的構成が点線278で示されている。す
なわち、ケーブル30がコネクタ41に接続されていれば、
カテーテル16の抵抗加熱素子50はリレー126の出力に接
続されていない。しかし、較正抵抗124は、それらが通
常接続されるリレー126の接点に依然として接続されて
おり、さらに今度は、装置の使用時の構成においてカテ
ーテル16の抵抗加熱素子50が接続されるこのリレーの接
点にも、ケーブル30を介して接続されている。結果的
に、ケーブル30がコネクタ41に接続されている場合、コ
ンソール32を用いてモジュール40及びカテーテル16の較
正を行うと、モジュール40は、較正シーケンスにおいて
較正抵抗124を読み、そして、カテーテルの動作準備状
態をテストするときのように、ケーブル30を介して再度
これらの較正抵抗124を読む。このテストシーケンスに
おいて、較正抵抗124とカテーテルの加熱抵抗50との間
の抵抗が所定の差よりも大きい場合、モジュール40は、
コンソール32を介してカテーテルが不良であるという信
号を発する。しかし、上記ケーブルテスト構成において
は、この「不良カテーテル」信号は、ケーブル30自体が
欠陥を有することを意味する。

本発明を、発明の特に好適な実施例を参照しながら叙
述、記載、そして定義したが、このような参照は発明の
限定を示唆するものではなく、またそのような限定を暗
示するものでもない。本発明は、当業者にとって可能で
ある、その形態及び機能における考え得る改変、変形及
び等価物を可能にするものである。叙述され、記載され
た本発明の好適な実施例は例示的なものに過ぎず、発明
の範囲を包括するものではない。結果的に、本発明は、
添付のクレームの思想及び範囲によってのみ限定される
ように意図されており、あらゆる点において等価物は完
全に認識される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ノリス，ジェフリーエイ. アメリカ合衆国カリフォルニア 92630，レイクフォレスト，グラスストリート 24332 (56)参考文献特開昭54−22987（ＪＰ，Ａ) 国際公開92／22240（ＷＯ，Ａ１) 国際公開93／15654（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) A61B 5/02 - 5/0295

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】連続心拍出量監視カテーテルと共に用いら
れる連続心拍出量患者モニタであって、該カテーテルは
電気抵抗加熱素子を有しており、該モニタは、電源を有するコンソールであって、該カテーテルに電力
を供給するために該カテーテルに接続されるように構成
されており、また該患者の心拍出量の値を受け取って表
示するための出力素子を有する、コンソールと、周波数基準手段を有するスイッチ式電力増幅回路であっ
て、電圧、波形及び選択された周波数の加熱電力を、該
カテーテルの該抵抗加熱素子に供給する、スイッチ式電
力増幅回路と、を備えている、連続心拍出量モニタ。
【請求項２】前記周波数基準手段は、前記選択された周
波数の倍数であるクロック信号を提供する基準発振器を
含んでいる、請求項１に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項３】前記周波数基準手段は、除算手段をさらに
含んでおり、該除算手段は、まず前記クロック信号を、
前記倍数を２で除算したものに等しい値で除算して中間
周波数信号を得て、次いで該中間周波数信号を２で除算
して、第１及び第２の値の間を前記周波数でデューティ
ーサイクル50パーセントを与えるように切り換わる制御
信号を与える、請求項２に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項４】前記周波数基準手段は、前記制御信号に応
じて逆の順番に交互にオン・オフを切り換えて、波形が
逆の一対の時間適合された方形波信号を提供する第１の
一対のスイッチ手段をさらに含んでいる、請求項３に記
載の連続心拍出量モニタ。
【請求項５】前記周波数基準手段は、前記一対の時間適
合された方形波信号のそれぞれの負方向部分をある時間
増分だけ延長するように該一対の信号を変化させる不動
作時間発生器をさらに含んでいる、請求項４に記載の連
続心拍出量モニタ。
【請求項６】前記周波数基準手段は、前記不動作時間発
生器によって延長された前記一対の時間適合された方形
波信号を受け取り、一対の方形波スイッチドライバ信号
を提供する第２の一対のスイッチ手段をさらに含んでお
り、該一対の方形波スイッチドライバ信号は、組み合わ
せられてデューティーサイクルが50パーセントであり、
波形は互いに逆であり、該一対のスイッチドライバ信号
のそれぞれの正方向部分が他方の負方向部分に対して僅
かに遅延されている、請求項５に記載の連続心拍出量モ
ニタ。
【請求項７】前記周波数基準手段は、実質的に100KHzの
選択された周波数を提供する、請求項１に記載の連続心
拍出量モニタ。
【請求項８】前記電力増幅器は、選択された電圧レベル
の加熱電力を前記カテーテルに与える電圧源手段を含ん
でいる、請求項１に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項９】前記電力増幅器電圧源は、ある電圧レベル
の加熱電力を前記カテーテルに選択的に与える電圧レギ
ュレータ手段を含んでいる、請求項８に記載の連続心拍
出量モニタ。
【請求項１０】前記電力増幅器電圧レギュレータ手段は
電圧レギュレータ回路を有し、２つの抵抗値が該電圧レ
ギュレータ回路に接続され、該電圧レギュレータ回路は
該２つの抵抗値の関数である出力電圧を有し、該電圧レ
ギュレータ手段は、並列の複数の抵抗値を有し、該２つ
の抵抗値の１つとして、該複数の抵抗値の１つを該電圧
レギュレータに接続するプログラマブル可変抵抗回路を
さらに備えている、請求項９に記載の連続心拍出量モニ
タ。
【請求項１１】前記電力増幅器電圧源可変抵抗回路は、
それぞれが前記複数の抵抗値のそれぞれに接続されたデ
ジタル制御された複数のアナログスイッチと、該アナロ
グスイッチに接続され、該アナログスイッチのうちの特
定のものを選択的に閉鎖するように命じて、前記電圧レ
ギュレータ回路に接続している複数の抵抗値を前記２つ
の抵抗値の１つとして選択するデジタルマイクロプロセ
ッサ手段と、を含んでいる、請求項10に記載の連続心拍
出量モニタ。
【請求項１２】前記周波数基準手段は、組み合わせられ
てデューティーサイクルが50パーセントであり且つ前記
選択された周波数の一対の方形波スイッチドライバ信号
と、電圧源からの電力と、を含んでおり、該電力増幅回路は、該スイッチドライバ信号の正方向及
び負方向部分にそれぞれ応じて閉じたり開いたりして、
該電圧源からの電力をセンタータップ変圧器の１次巻線
に接続する一対のスイッチを含み、該変圧器は、奇数高調波周波数トラップフィルタ手段と
該選択された周波数にチューニングされた直列チューナ
と高次高調波周波数シャントフィルタ手段とに順に接続
されている２次巻線を含んでいる、請求項１に記載の連
続心拍出量モニタ。
【請求項１３】前記電力増幅回路は、前記センタータッ
プ変圧器からの前記選択された周波数の電力を前記直列
チューナを介して受け取る１次巻線を有する隔離変圧器
を含んでおり、該隔離変圧器の該１次巻線は、第２の直
列チューナに接続されており、該第２のチューナもまた
該選択された周波数にチューニングされており、該隔離
変圧器は前記負荷抵抗に接続される第２の巻線をさらに
有し、該第２の巻線は、初めに記載した直列チューナの
集合体からは、負荷抵抗のために該１次巻線で生じる反
射インピーダンス（reflected impedance）によって隔
離されている、請求項12に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項１４】前記電力増幅回路は、本質的に純粋な正
弦波形を有する加熱電力を前記選択された電圧及び周波
数で前記カテーテルに与える、請求項１に記載の連続心
拍出量モニタ。
【請求項１５】前記連続心拍出量監視カテーテルは、細
長い電気ケーブルによって、前記コンソールに着脱可能
に電気的に接続され、該コンソールは、前記カテーテル
に代えて、該ケーブルの遠位端部に接続されるコネクタ
手段と、該ケーブルの連続性及びインピーダンス値の検
証が行われるように該カテーテルをエミュレートするた
めに、該コネクタ手段を介して該ケーブルに接続する回
路手段とをさらに含んでいる、請求項１に記載の連続心
拍出量モニタ。
【請求項１６】前記コンソールと取り外し可能にインタ
フェースするモジュールであって、前記カテーテルと該
コンソールとの電気的な接続を提供し、前記スイッチ式
電力増幅回路をさらに有しているモジュールをさらにを
備えている、請求項１に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項１７】前記周波数基準手段は、前記選択された
周波数の倍数であるクロック信号を提供する基準発振器
を含んでいる、請求項16に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項１８】前記周波数基準手段は、除算器をさらに
含んでおり、該除算器は、まず前記クロック信号を、前
記倍数を２で除算したものに等しい値で除算して中間周
波数信号を得て、次いで該中間周波数信号を２で除算し
て、第１及び第２の値の間を前記周波数でデューティー
サイクル50パーセントを与えるように切り換わる制御信
号を与える、請求項17に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項１９】前記電力増幅器は、前記選択された周波
数で交互に電力を切り替えるためのスイッチング手段を
含む交流電流電力増幅器である、請求項１に記載の連続
心拍出量モニタ。
【請求項２０】前記スイッチング手段は、前記所定の周
波数の第１の奇数高次高調波を少なくともブロックする
同調回路を含んでいる、請求項19に記載の連続心拍出量
モニタ。
【請求項２１】前記所定の周波数のより大きな奇数の倍
数の周波数をシャントする分流同調回路をさらに含んで
いる、請求項19に記載の連続心拍出量モニタ。
【請求項２２】電気抵抗加熱素子を有する連続心拍出量
監視カテーテルと共に用いられる連続心拍出量患者モニ
タであって、該モニタは、電源を有するコンソールであって、該コンソールは、該
カテーテルに接続される構成を有して該カテーテルに電
力を供給し、該患者の心拍出量の値を受け取って表示す
る出力装置を有するコンソールと、該コンソールと取り外し可能にインタフェースし、該カ
テーテルと該コンソールとの電気的な接続を提供するモ
ジュールであって、電圧、選択された周波数及び波形の
加熱電力を、該カテーテルの該抵抗加熱素子に供給す
る、周波数基準手段を有するスイッチ式電力増幅回路を
さらに含んでいるモジュールと、を備えている、連続心拍出量患者モニタ。
【請求項２３】連続心拍出量監視カテーテルおよび患者
の心拍出量の値を受け取って表示する出力装置を有する
連続心拍出量モニタと共に用いられ、該カテーテルと該
モニタとの電気的な接続を提供する連続心拍出量患者モ
ジュールであって、該モジュールは、電圧、波形及び選択された周波数の加
熱電力を、該カテーテルの該抵抗加熱素子に供給するス
イッチ式電力増幅回路を有し、該スイッチ式電力増幅回
路は周波数基準手段を含み、該周波数基準手段が、（ａ）該選択周波数の倍数であるクロック信号を供給す
る基準発振器と（ｂ）まず前記クロック信号を、前記倍数を２で除算し
たものに等しい値で除算して中間周波数信号を得て、次
いで該中間周波数信号を２で除算して、第１及び第２の
値の間を前記周波数でデューティーサイクル50パーセン
トを与えるように切り換わる制御信号を与える除算器
と、（ｃ）該制御信号に応じて逆の順番に交互にオン・オフ
を切り換えて、波形が逆の一対の時間適合された方形波
信号を提供する第１の一対のスイッチ手段と、（ｄ）該一対の時間適合された方形波信号のそれぞれの
負方向部分をある時間増分だけ延長するように該一対の
信号を変化させる不動作時間発生手段と、（ｅ）該不動作時間発生手段によって延長された前記一
対の時間適合された方形波信号を受け取り、一対の方形
波スイッチドライバ信号を提供する第２の一対のスイッ
チ手段であって、該一対の方形波スイッチドライバ信号
は、組み合わせられてデューティーサイクルが50パーセ
ントであり、波形は互いに逆であり、該一対のスイッチ
ドライバ信号のそれぞれの正方向部分が他方の負方向部
分に対して僅かに遅延されている、第２の一対のスイッ
チ手段と、を含む、周波数基準手段と、を備える、連続心拍出量患者モジュール。