JP2001189629A - 連続心拍出量監視用電力増幅器 - Google Patents

連続心拍出量監視用電力増幅器

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JP2001189629A JP2000350306A JP2000350306A JP2001189629A JP 2001189629 A JP2001189629 A JP 2001189629A JP 2000350306 A JP2000350306 A JP 2000350306A JP 2000350306 A JP2000350306 A JP 2000350306A JP 2001189629 A JP2001189629 A JP 2001189629A
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カールソン ガリー
A Norris Jeffery
エイ． ノリス ジェフリー
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Abstract

(57)【要約】 【課題】周波数制御された交流電力をカテーテルに提供
する。 【解決手段】本発明による交流電力増幅器６０は、選択
された周波数の交流電流を供給する交流電力増幅器であ
って、該選択された周波数の倍数である周波数を有する
基準パルス列信号を提供する基準発振器８８と、まず、
該倍数を２で除算したものに等しい値で該基準パルス列
信号を除算してパルス列を得て、次いで得られた該パル
ス列を２で除算して、５０パーセントのデューティサイ
クルを有し、かつ第１のより大きい値及び第２のより小
さい値の間を該選択周波数で切り換わる最終方形波パル
ス列を得る除算手段９０と、該最終パルス列に応じて電
力を該選択された周波数で交互に切り換えるスイッチン
グ手段９８，１００と、を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器或いは
電力源に関する。具体的には、本発明は、選択された１
つ或いは複数の周波数及び選択された可変の１つ或いは
複数の電圧レベルで電力を供給する、電力増幅器の分野
に属する。さらに具体的には、本発明は、選択されたレ
ベルの電力を制御された周波数及び可変制御された電圧
で電気負荷に供給する、調整された電子電力増幅器或い
は電源の分野に属する。このような電力増幅器或いは電
力供給源の使用環境は特定されており、本発明は、抵抗
加熱電力を連続心拍出量監視カテーテルに供給するとい
う医療環境での使用のために特に構成及び設計された電
力増幅器に関する。従って、本発明は、人間の患者の心
拍出量を監視する装置及び方法の分野にも属する。
【０００２】
【従来の技術】従来、冠状動脈閉塞症から一定期間後に
起こり得る等の心臓クリーゼ(cardiaccrisis)の患者の
ための心拍出量監視では、定期的に、ある量(或いはボ
ーラス(bolus))の冷却塩水溶液を、患者の循環系内の選
択された部位に注入する。別の選択された部位で、温度
監視カテーテルを用いて温度対時間の関係を検知し、こ
れにより、心拍出量の値が導き出される。この技術は熱
希釈法（thermodilution）として知られており、塩水ボ
ーラスの注入前後で、肺血流(pulmonary blood flow)
が、肺動脈内の血流の通常温度よりも冷却塩水溶液によ
って冷却されるので、肺血流の良好な信号／ノイズ比が
得られる。スチュアート−ハミルトンの等式として知ら
れる関係を用いて、心拍出量の値を導き出す。
【０００３】残念ながら、この従来技術は、塩水注入を
実施する人物の技量に依存する。つまり、塩水溶液のボ
ーラスが注入される速度及び経時的均一性が、結果の正
確さに影響し得る。結果的に、このようなテストをある
期間に渡って多数回行って、心拍出量の平均値を決定す
る。心拍出量の傾向或いは(例えば、数時間に渡る)長期
的変化の検出は、この従来技術では非常に困難である。
また、冷却塩水の注入は、ある患者に対しては、血流に
比較的多量の水分が加わるという不都合になり得る。こ
の水分は、患者の腎臓によって除去されなければならな
い。
【０００４】他の従来の心拍出量監視技術では、心臓の
右心房及び右心室を通じて心臓から肺動脈へ挿入された
カテーテルを使用する。このカテーテルに外的に装備さ
れた(externally carried)抵抗加熱素子が、患者の心臓
からの肺血流を、この血流が患者の肺に向かって流れる
際に、断続的に僅かに加熱する。カテーテルの加熱素子
の下流側には、温度検知素子が装備される。検知された
血流の温度対時間の関係は、同様に、心拍出量の値を導
き出すために使用され得る。この技術は、心拍出量の実
質的な連続監視を行うという利点がある。しかし、加熱
間隔前後に存在する血流の通常の体温との比較における
加熱された血液温度の信号／ノイズ比は、非常に小さ
い。血液を加熱し過ぎると形成された血球を損傷するた
め、上記の点は避けられない。このため、疑似ランダム
的に肺血流を加熱して、得られる温度変動を検出可能に
し、肺血流温度の通常の僅かな変動から判別可能にする
技術が、開発されている。
【０００５】患者の安全上の理由、及び、患者周辺の医
療環境に存在し得る他の監視装置や治療装置との電磁的
干渉或いはそれらへの電磁的影響を回避するために、監
視カテーテルの抵抗加熱素子の駆動には、100KHzの周波
数が最良と考えられている。カテーテルの抵抗加熱素子
への印加電力のこの固定周波数と共に、可変電圧レベル
が、加熱素子において患者の肺血流内へ解放されるエネ
ルギーのパワーレベルを制御するために使用される。患
者の血流内へ解放される加熱エネルギーレベルにおける
この制御は、注意深くコントロールされなければならな
い。なぜなら、患者の血流循環の実際の速度が減少或い
は低減(decreased or impaired)され得るので、過剰な
加熱を避けなければならないからである。
【０００６】上記に加えて、近代医療環境は制限的に複
雑(restrictively complex)であるという認識が高まっ
ている。つまり、重度の病気或いは負傷の患者に対して
用いなければならない医療監視及び治療装置の複雑さ
は、患者へのアクセスを制限し、装置の誤動作や故障の
危険性を生じる。さらに、病院や診療所は、この複雑且
つ高価な医療装置の維持、使用、保管、及びその利用可
能性に関するロジスティックなプランニングという重大
な負担に直面している。この結果、病院、診療所、及び
ポータブルな医療治療環境(消防隊、緊急医療隊、及び
軍隊の移動式野外病院、等)においては、電子的に構成
されて様々な監視機能を果たす汎用監視装置の使用が高
まる傾向にある。
【０００７】この監視装置は、特定の監視機能を果たす
ために必要となる回路及び保存された情報を含む１つ或
いはそれ以上のモジュールを、汎用監視装置のコンソー
ルに接続するだけで構成される。この技術によれば、例
えば病院及び診療所の環境において、患者のいる部屋及
び緊急或いは集中治療領域(critical care areas)等に
汎用モニタを設置或いは留置することができるという利
点がある。病院或いは診療所内でこれらのモニタを移動
させる必要はない。モニタは、適切なモジュールをモニ
タコンソールに接続することによって、特定の患者の状
態によって必要とされる様々な監視機能を実行するよう
に、簡単に構成される。モジュールのみが、病院或いは
診療所内で移動される必要がある。モジュール自体は、
比較的小さく、軽量且つ安価である。使用されていない
ときのモジュールの保管に必要なスペースは、従来の監
視機器に比べて、はるかに少ない。また、病院或いは診
療所環境内での必要な構成モジュール(configuration m
odules)の移動は、病院の職員にとって、従来のモニタ
の移動のような負担にはならない。
【０００８】つまり、従来のモニタは比較的大型で、重
く且つ高価な機器であり、一般に車輪付きカートに搭載
されている。モニタが病院内のある場所から別の場所に
移動される毎に、移動プロセス中に破損される危険性が
ある。また、モニタの物理的移動は、例えば、車輪付き
カート及びモニタを病院のエレベーターに乗せたり降ろ
したりするために、比較的力の強い病院職員の奉仕を必
要とする。一方、モジュールタイプの監視機器の構成モ
ジュールは、ある場所から別の場所へ手で運べる程に小
さい。実際には、もし必要であれば、１度に数個のモジ
ュールを１人で運ぶことも可能である。従来の１つのモ
ニタに相当する大きさの１台の車輪付きカートで、モジ
ュール方式の監視システムの構成モジュールを数個から
数十個運ぶことが可能である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の連続心拍出量モ
ニタに関して、モニタは、可変パワーレベル及び固定周
波数の交流パワー出力を供給でき、また連続心拍出量監
視カテーテルの抵抗加熱素子に加熱電力を与える、線形
電子電力増幅器を含む。この従来の線形電力増幅器は、
物理的に大き過ぎて、より新しいモジュールタイプの監
視装置の監視モジュールのエンベロープ内に収納するこ
とができない。また、従来の電力増幅器は電力効率が非
常に低く、15ワット程度のパワーを患者の血流内に断続
的に放散しているに過ぎないのに、約30〜45ワット、或
いはそれ以上のパワーが従来の連続心拍出量モニタのコ
ンソール内に熱として解放される。つまり、これら従来
の線形電力増幅器の効率は、僅か25パーセントであり得
る。このレベルの熱が監視モジュール内に解放されると
するならば、従来の線形電力増幅器がどうにかして物理
的にモジュール内に適合されたとしても、モジュールの
従来のプラスチックケースは、結果として生じる高温に
よって変形或いは溶けてしまうであろう。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の関連技術の欠点を
考慮して、本発明の目的は、これらの欠点の１つ或いは
それ以上を回避する電力増幅器を提供することである。
【００１１】より具体的には、本発明の目的は、モジュ
ールタイプの監視システムの構成モジュール内に物理的
に適合し得る、連続心拍出量監視装置用の電力増幅器を
提供することである。
【００１２】本発明の別の目的は、許容され得る低いレ
ベルの熱エネルギーがそこから解放され、且つ従来のモ
ジュール方式の監視装置との互換性を有するモジュール
内に収容され得るような、高いレベルの効率を有する電
力増幅器を提供することである。
【００１３】特に、本発明は、人間の患者の心臓内の心
血流(cardiac blood flow)を電気的に加熱し、且つ肺動
脈内の血流の温度対時間の関係を検知する装置及び方法
に関する。電力増幅器は、特定の周波数の交流電力を提
供し、その周波数は、患者に対するこの周波数の特別な
安全性、また、この周波数がその患者の治療に使用され
ている他の医療装置に影響を与え得る電磁的干渉を比較
的生じない、という理由により選択される。供給される
交流電力は可変電圧レベルであり、これにより、熱エネ
ルギーを心血流に付与する抵抗負荷内で放散されるエネ
ルギーを制御する。熱エネルギーは、疑似ランダムアル
ゴリズムに基づき、断続的に、患者の心肺血流(cardiac
pulmonary blood flow)内に温度の過渡現象(transien
t)を生み出し、この過渡現象が、患者の心拍出量の値を
導き出すために検知される。
【００１４】従って、本発明は、患者の血流内に浸漬さ
れた心拍出量監視カテーテルと共に用いられる心拍出量
モニタを提供する。このカテーテルは、血流と熱伝達関
係(heat transfer relation)にあり、制御された電気抵
抗加熱の印加に応じた温度過渡現象をそこに与える加熱
素子と、血流内で加熱素子の下流側でカテーテル上に配
されて温度過渡現象に対する反応を得る温度センサと、
を有する。モニタは、電力の供給及び患者の血流内の温
度過渡現象に対する反応の受領のためにカテーテルに接
続されたコンソールを備える。さらに、モニタは、心拍
出量の値を含む患者の心臓の監視(cardiac monitoring)
に関する徴候(indicia)をローカルに表示するための出
力装置と、コンソールに取り外し可能に取り付けられた
モジュールと、を備えている。モジュールは、カテーテ
ルの加熱素子へのコンソールを介しての接続のためのコ
ンソールに、選択された周波数及び電圧レベルの加熱電
力を選択的に供給する電力増幅回路を提供する。
【００１５】別の局面によれば、本発明は、選択された
周波数の交流電流を供給する交流スイッチ式電力増幅器
を提供する。この電力増幅器は、選択された周波数の倍
数である周波数を有する基準非対称パルス列信号を提供
する基準発振器と、まず該倍数を２で除算したものに等
しい値で該基準パルス列を除算してパルス列を得、次い
で得られたパルス列を２で除算して、50パーセントのデ
ューティサイクルを有していて第１のより高い値と第２
のより低い値との間を基準周波数で切り換わる最終方形
波パルス列を得る除算手段と、該最終パルス列に応じて
電力を選択された周波数で交互に切り換える切り換え手
段と、を備える。
【００１６】本発明の利点は、電力増幅器によって供給
された調整された電力における高調波干渉がない点にあ
る。つまり、本電力増幅器によって供給される交流電力
には、このような高調波干渉周波数は、実質的に全く存
在しない。本電力増幅器は、本質的に純粋な正弦波の交
流パワーを供給する。さらに、本電力増幅器によって得
られる小さなサイズ、軽量、低コスト、周波数の安定
性、フォールトトレランス(実際には、冗長なフォール
トトレランス)、及び電力レベル調整の良好な精度は、
個々に及び組合わされて、従来の電力供給源で達成し得
るものよりも優れている。
【００１７】以下に示す本発明の特に好適な例示的な実
施例の記述を、添付の図面を参照しながら読むことによ
って、本発明のさらなる目的及び利点が明らかになるで
あろう。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１は、例えば、冠状動脈閉塞症
或いは心臓発作を起こした、或いは自動車事故等により
重大な外傷を負った人間の患者10を示す。心臓発作の患
者の場合、患者の心臓12への損傷は、初期の閉塞すなわ
ち冠状動脈の閉鎖の結果としてだけでなく、数時間或い
は数日間に渡って閉塞された冠状血液供給(coronary bl
ood supply)の結果として患者の心臓の一部が壊死して
いくにつれても生じるので、患者の冠動脈の能力(coron
ary capacity)は、心臓発作に引き続くこのような相当
な時間に渡って不全となる危険がある。相当量の血液を
失い得て、且つショック状態にあり得る外傷の患者の場
合、人体の末端血管(peripheral vasculation)の拡張は
血圧の低下を招き得、患者の冠動脈の能力はある時間に
渡って低下する。これらの時間期間内には、早期応急処
置(early interventional measures)を最大効果を有し
得る間に行うために、差し迫った心不全の早期発見が非
常に重要である。
【００１９】患者の血圧のみの監視或いは患者10の体肢
(extremity)における血中酸素飽和レベルの監視は、例
えば差し迫った心不全の十分な指標とはならないこと
が、経験的に分かっている。この結果、患者の肺血液循
環を、患者の肺に流れる血液の酸素飽和等の他の関連要
因と共に、患者10の肺動脈14で直接に監視する技術が従
来開発されてきている。
【００２０】この肺血流の監視は、監視カテーテル16を
患者の右側頚静脈内に挿入することによって行われる。
このカテーテルの遠位端部18は、静脈を通して心臓12の
右心房20へ進められる。右心房20から、遠位端部18は、
三尖弁22を介して心臓12の右心室24へと進められる。次
に、カテーテル16の遠位端部18は、肺動脈弁26を介して
肺動脈14へと進められる。当業者には理解できるよう
に、通常は、カテーテル16の膨張可能なバルーン部28が
この導入手続きにおいて膨らまされて、カテーテルを所
望の部位に移動或いは浮遊させるにあたって有力な血流
の助けを得る。
【００２１】患者10の外部で、カテーテル16は、プラグ
／ソケットインタフェース16'/30'でマルチ導体電気ケ
ーブル30に接続される。このケーブル30は、汎用の可変
構成モジュールタイプモニタコンソール32に配置されて
いる電気回路にも、同様にプラグ／ソケット接続され
る。この監視コンソール32は、患者の状態に関する情報
がローカルに表示され得るディスプレイスクリーン34を
含む。また、このモニタ32は、(矢印付きの番号36によ
って模式的に示される)コンピュータシステムRS-232ポ
ート等のデータ出力機能も含み、これにより、患者の情
報が、ナースステーション、中央患者監視／データ記録
コンピュータシステムなどの遠隔位置に、或いは、自宅
或いはオフィスにて、そのような病院の中央患者監視コ
ンピュータシステムとの電話回線による相互接続を介し
て情報を受け取ることを希望し得る医師に、提供され
る。
【００２２】コンソール32は、複数の電気的相互接続穴
或いはポート38を含み、ここで構成モジュールを受けて
モニタを構成し、特定の患者が必要とする監視機能を実
行する。この例の場合、コンソール32は、患者10の心拍
出量を監視するモジュール40を受ける。ケーブル30は、
モジュール40へ直接にプラグ／ソケット接続され、これ
により、カテーテル16とコンソール32との間のインタフ
ェースが得られる。モジュール40は、患者10の監視のた
めにカテーテル16が接続されるケーブル30の遠位端でコ
ネクタ30'を受けるように構成された第２のケーブルコ
ネクタ41を含む。理解されるように、モジュール40は、
ケーブル30の両端をモジュール40に接続することによっ
て、ケーブル30の正常な操作を検証するために使用され
得る。
【００２３】次に図２に注意して、モジュール40は、両
向き矢印42によって概略的に示されるデータバスを介
し、また電力をコンソール32からモジュール40に供給す
る幾つかの電気的接続を介して、モニタ32に接続されて
いることが理解される。図２は非常に模式的であり、カ
テーテル16から外向きに示された導電体は、実際は細い
ゲージであり、その全長の一部がカテーテルの長く且つ
比較的細いシャフト内に配されていることが理解され
る。図示された導体の全長の別の部分がケーブル30によ
って提供されることが理解される。２つの導体46及び48
は、カテーテル16の遠位端部18に外向きに配された抵抗
加熱素子50に接続される。実際には、加熱素子50は、温
度変化に対する高い抵抗変化係数を有する可撓性の金属
薄膜素子として構成され得る。
【００２４】好ましくは、カテーテル16は、この加熱素
子50が患者10の右心室内に実際に配されるように構成さ
れる。心臓のポンプ活動(pumping action)によって生じ
るこの心室内の乱血流は、加熱素子50から熱エネルギー
を肺血流全体に均一に分配する助けとなる。血流の方向
(矢印52で示す)についての加熱素子50の下流側には、温
度測定センサ54が配される。センサ54は、例えば小さな
ビーズ型サーミスタ(bead thermistor)であり得て、ま
た導体56及び58を介してケーブル30及びコンソール32に
接続される。モジュール40の内部で、導体56及び58は、
センサ54からの温度信号を、マイクロプロセッサ58及び
電力増幅回路60を含むマイクロプロセッサベースの制御
システム56に供給する。マイクロプロセッサ58は、制御
及びデータバス矢印62で概略的に示されるように、電力
増幅回路60との双方向制御及びデータインタフェースを
有する。この概略的なインタフェースの参照番号(62)
は、以下の説明全体を通して、電力増幅器60とマイクロ
プロセッサ58との間の一方向或いは双方向の情報及び制
御信号のインタフェースを指すために使用される。
【００２５】図３は、電力増幅器60が、プログラマブル
選択的可変電圧源セクション64、周波数源セクション6
6、及びスイッチ式増幅器セクション68を含むことを示
している。スイッチ式増幅器セクション68は、セクショ
ン64からの選択されたプログラマブル電圧レベルの電力
とセクション66からの基準周波数信号との両方を入力と
して受け取り、これらの入力を組み合わせて、周波数制
御された交流パワーを、選択された可変電圧レベルで純
粋な正弦波形にて、隔離された患者接続セクション70に
与える。電気的には、患者接続セクション70は、カテー
テル16及びケーブル30によって部分的に規定される。プ
ログラマブル選択的可変電圧源64は、72で示されるよう
に、28ボルト直流電力源(図示せず)へ接続される。パワ
ーカットオフリレー74は、インタフェース接続62によっ
て示されるように、マイクロプロセッサ58の制御下にあ
る。理解されるように、このマイクロプロセッサ58によ
るリレー74の制御は冗長なものであって、マイクロプロ
セッサ58による電圧源80の制御によってさらにバックア
ップされており、カテーテル16の過熱による不慮の負傷
から患者10を保護するためには、リレー74をオープンに
するか、或いは電圧源80に零出力電圧を出すように指令
を与えても良い。このリレー74は、一対の半導体スイッ
チ76及び78に電力を供給する。スイッチ76及び78は、イ
ンタフェース接続62によって示されるように、やはりマ
イクロプロセッサ58の制御下にある電圧レギュレータ回
路80によって制御される。
【００２６】以下でさらに説明されるように、出願人
は、供給電圧が変化しても安定した調整された電圧出力
レベルを提供するように設計された従来型の半導体集積
回路電圧レギュレータを採用して、プログラマブル選択
的可変直流電圧源を作り出した。この例において、プロ
グラマブル電圧供給源は２12の分解能、すなわち4095の
異なるインクリメント電圧レベルを有し、これらは、カ
テーテル16の加熱素子50での抵抗加熱及びエネルギー放
散のレベルを制御するために、マイクロプロセッサ58に
よって個々に選択され得る。従って、モジュール40によ
ってカテーテル16の加熱素子50に供給される電力レベル
は、マイクロプロセッサ58による非常に精密な制御下に
ある。
【００２７】模式的な導体82によって示されるように、
電圧源セクション64によって、精密に制御された電圧レ
ベルの直流電力が増幅器セクション68に供給される。電
力増幅器セクション68はまた、模式的な導体接続82及び
84によって示されるように、周波数源セクション66から
精密に調整された周波数信号を受け取る。図３の模式図
から理解されるように、周波数源セクション66は、１MH
z水晶基準発振器88を含む。この発振器88は、非対称(す
なわち、正方向のみの)出力信号を、正確に１MHzのレー
トで、約40パーセントのハイ信号デューティサイクルに
おいて、提供する。この信号は除算回路90に与えられ
る。除算回路90は、まず５で除算を行って、依然として
正方向のみであり且つデューティサイクルの低い200KHz
の信号を得る。回路の記載のこの段階おける読者の助け
として、図３には、小さなグラフィカルな信号波形のイ
ラストレーションが加えられている。
【００２８】次に、除算回路90は２で除算を行って、ハ
イ信号値とロー信号値(零)との間で１秒間に10万回切り
換わる100KHzの信号を得る。この信号は方形波形で且つ
正方向のみであるが、これは、電力増幅器60によって得
られる純粋な対称交流波形の基礎となる。当業者であれ
ば気づくことであるが、デューティサイクル50パーセン
トの純粋方形波形は、フーリエ分析によって分析される
と、純粋正弦波形に奇数次の高調波のみを加えたもので
ある。理解されるように、除算器90によって与えられた
波形は、直流を、奇数次の高調波が除去された純粋方形
波形にスイッチングするために使用され、電力増幅器60
からの交流出力の純粋正弦波形を得る。同時の導通及び
それに起因する短絡を避けるために、電圧源セクション
64からの直流電力のスイッチングの間に不動作時間発生
器が設けられて、依然としてデューティサイクル50パー
セントの一対の逆方向の方形波信号を得る。これらの信
号は、一対(94及び96)のスイッチドライバのそれぞれの
一つに与えられる。これらのスイッチドライバ94及び96
は、次に、電力増幅器セクション68の一部である一対の
半導体(MosFet)スイッチ98及び100のそれぞれの一つの
スイッチングをそれぞれ制御する。
【００２９】次に電力増幅器セクション68について考え
ると、スイッチ98及び100が、センタータップ変圧器102
の対向する側をそれぞれ通る電流を制御することがわか
る。好ましくは、この変圧器は、ほぼ1:1.6の巻数比を
有する。上述したように、このセンタータップ変圧器10
2によって、周波数100KHzでデューティサイクル50パー
セントの方形波出力が得られる。結果的に、この方形波
は、純粋正弦波に奇数高調波要素のみが加えられている
という特徴を有する。電力増幅器セクション68は第１及
び第２の直列チューン(tuned)回路104及び106を含み、
これらは、変圧器104からの100KHzの信号の３次及び５
次高調波要素に対して非常に高いインピーダンスを与え
るように、それぞれチューニングされている。つまり、
回路104は、非常に高いインピーダンスを与えて、変圧
器102からの信号の300KHz成分を効果的にブロックする
ようにチューニングされ、一方、回路106は、500KHz成
分をブロックするようにチューニングされている。変圧
器102からの選択された周波数信号の３次及び５次高調
波成分のこのブロックは、本電力増幅器の重要な局面で
ある。なぜなら、これら最初の２つの奇数(３次及び５
次)高調波が、大半のエネルギーを運んでいるからであ
る。回路104及び106で大きなインピーダンスを与えるこ
とによって、３次及び５次高調波のこのエネルギーの大
部分が反射され、電力増幅器60の非効率性を招くように
失われることはない。
【００３０】次に、電力増幅器セクション68は直列チュ
ーン回路108を含み、この回路は、100KHzの選択された
周波数に対して非常に小さなインピーダンスを与える
が、100KHzの選択された周波数の高次の高調波周波数に
対しては大きなインピーダンスを与える。チューン回路
108を通過する高次高調波の残りの部分は、高次のシャ
ントチューナ回路110によってグラウンドにシャントさ
れる。このシャントチューナ回路110は、得られる正弦
波電圧信号を、巻数比が実質的に3:1である隔離変圧器1
12の一次巻線にドライブする。図３に見られるように、
インタフェース矢印62によって示されるようなカテーテ
ル16に供給される電圧のフィードバック値をマイクロプ
ロセッサ58に与えるために、電圧感知回路114が、シャ
ントチューナ回路110と変圧器112の１次巻線との間の接
続に関連されている。
【００３１】ここで重要なことは、変圧器112のグラウ
ンド側が、第２の100KHz直列チューナ回路118を介し
て、116で示されるグラウンドに接続されていることで
ある。3:1の巻数比によって隔離変圧器112の１次巻線に
現れる高い反射インピーダンスによって、直列チューン
回路108及び118は互いに分離されている。このため、こ
れらのチューナのインダクタンス及び容量は、単に互い
に加算されて100KHz以外のチューン周波数を有する複合
チューン回路となることはない。従って、100KHzの純粋
正弦波形電圧のみが実質的に変圧器112の１次巻線で有
効であることを確実なものにすることに、チューン回路
108及び118はそれぞれ関与する。また、図３には、電力
増幅器60の電力増幅器セクション68がセンスコモン回路
120及び電流感知回路122を介してマイクロプロセッサ58
に接続されていることが示されている。
【００３２】隔離変圧器112を介したグラウンド接続が
ないために、隔離された患者接続回路セクション70は、
グラウンド電位に対して効果的にフロートしている。電
力増幅回路60のこの隔離された患者接続セクション70
は、カテーテル16の抵抗加熱素子50及び較正抵抗124を
含む。これらの抵抗のそれぞれは、実質的に39オームの
値を有していて、隔離変圧器の１次巻線での反射インピ
ーダンスは、実質的に350オームとなる(つまり、39オー
ム×変圧器112の巻数比の平方)。また、隔離された患者
接続回路セクション70は、変圧器112の２次巻線の接続
を加熱抵抗50と較正抵抗124との間で切り換えるリレー1
26を含む。この切り換えリレー126は、インタフェース
矢印62によって示されるように、マイクロプロセッサ58
に接続される。従って、マイクロプロセッサ58は、リレ
ー126の状態を制御できるだけでなく、(さらに説明され
るように)この状態を検証することもできる。マイクロ
プロセッサ58は、マイクロプロセッサ58によって指令さ
れた時にのみ電力が加熱抵抗50に印加され、そうでなけ
ればマイクロプロセッサが積極的な動作をとってモジュ
ール40の全体をシャットダウンすることなく印加されな
いことを、マイクロプロセッサ58は検証できる。
【００３３】次に図４を考慮して、周波数源回路セクシ
ョン66がより詳細に図示される。この回路セクション
は、図５（ａ）に見られる方形波正方向信号を導体128
を介して除算器90に与える水晶発振器88を含む。除算器
90は、まず５で除算を行って、図５（ｂ）に見られる信
号を得る。この信号は、零と、図５（ａ）に見られる信
号の各５番目の正方向の信号遷移における正の値との間
で、変化する。図５（ｂ）に見られる信号の値は、図５
（ａ）の信号の５サイクルが通過するのに必要な時間に
比べて非常に短い、比較的短い時間間隔後に、零に戻
る。ここで重要なことは、図５（ａ）及び図５（ｂ）に
見られる信号は、デューティサイクル50パーセントの方
形波ではなく、純粋正弦波信号に対して奇数次の高調波
のみを有することに関して上述した関係を満たさない。
図５（ｂ）に見られる信号は、回路90によって導体130
に出力され、この導体は、回路90の２による除算が行わ
れる端子にこの信号を戻す。２による除算によって、10
0KHzのレートで零と正の値との間で切り替わる、図５
（ｃ）に見られる信号が得られる。この信号は、デュー
ティサイクル50パーセントの方形波であるが、正方向の
みである。つまり、図５（ｃ）の信号は、零電圧の軸に
ついて対称ではない。
【００３４】この図５（ｃ）の信号は、導体132によっ
て、不動作時間発生回路92に与えられる。この回路92
は、逆向きに接続された一対の排他的OR(XOR)ゲート134
及び136を含む。ゲート134は、一方の入力端子において
正の入力Vcc(番号138で示される)に接続され、他方の入
力端子において図５（ｃ）の信号を受け取る。
【００３５】結果的に、ゲート134は、図５（ｃ）の信
号が正の間のみ導通する。一方、ゲート136は、一方の
入力端子において図５（ｃ）の信号に接続され、他方の
入力端子においてグラウンド(番号140で示される)に接
続される。このゲート136は、これによって、図５
（ｃ）の信号が零の間のみ導通する。この結果、ゲート
134及び136は、図５（ｄ）に示すような正方向のみで且
つ時間配列が逆である一対の時間適合された方形波信号
のそれぞれの一つを与える。時間適合された逆配列信号
の数サイクルが示されるように、図５（ｄ）の時間目盛
が図５（ａ）〜図５（ｃ）のそれに比べてかなり圧縮さ
れていることに、読者は気付くであろう。図５（ｄ）の
これらの信号は、導体142及び144のそれぞれにおいて、
抵抗−容量ネットワーク146及び148のそれぞれに与えら
れる。抵抗−容量ネットワークのそれぞれはまた、グラ
ウンド電位に向けて導通する各指向性ダイオード（orie
nted diode）を含み、ゲート134及び136によって与えら
れた信号はハイに遷移して、(導体150及び152のそれぞ
れの上に見られる)容量を充電することができるが、ネ
ットワーク146及び148に起因する抵抗−容量時定数の付
加的な作用がある場合にのみに、ローへ遷移できる。導
体150及び152において得られる信号は、図５（ｅ）に示
される。これらの信号は、依然として正方向のみであ
り、また２信号間で50パーセントのデューティサイクル
を有している。
【００３６】図５（ｅ）の信号は、入力接続の一方で導
体158によって互いに接続されている、一対の排他的OR
ゲート154及び156に与えられる。導体158は、番号160に
よって示されるグラウンド接続を有する。結果的に、導
体150及び152から受け取られた信号(図５（ｅ）の信号)
がハイの時のみに、ゲート154及び156はそれぞれ個別に
導通する。しかし、これらのゲートは、図５（ｅ）の信
号がその最高値より低くなっても、すぐにはオフしな
い。その代わりに、これらのゲートは、ハイ及びロー
(零)信号レベルの間の中間電圧レベルのいずれかにおい
て、オフする。図５（ｅ）に見られる信号の零に向かう
部分で有効な抵抗−導体時定数のために、ゲート154及
び156は、図５（ｄ）に見られる信号とともに同時にオ
フすることはなく、それらのオフへの切り換えは、やや
低いが非零である番号162の電圧値に到達するまで遅延
される。その結果、ゲート154及び156は、図５（f）に
示されるそれぞれの信号を導体164及び166に与える。こ
れらの信号は依然として正方向のみであり、また、これ
らの信号の２つの間のデューティサイクルは50パーセン
トである。しかし、各波形のオフへの切り換え遷移(つ
まり、方形波形の負へ向かう部分)は、図５（f）に示さ
れる他方の波形の正への遷移に対して、若干遅延され
る。導体164及び166は、図５（f）に示される信号を、
信号の正方向のターンオン部分が信号の負方向のターン
オフ部分よりも遅延されるようにこれらの信号をそれぞ
れ反転させるスイッチドライバ回路168に与える。スイ
ッチドライバ回路168は、図５（f）に示されるように同
じ波形であるが、それぞれ反転された形状で時間配列が
置き換えられたそれぞれの反転信号を、番号170及び172
で示される導体に与える。これらの信号の使用は、以下
にさらに説明される。
【００３７】次に、図６〜図８を互いに関連づけて見る
と、図３のプログラマブル選択的可変電圧源回路64の電
圧レギュレータ80とスイッチ76及び78とがより詳細に示
されている。具体的には、図６は、電圧レギュレータ集
積回路174を用いた調整された電圧供給源の回路全体を
模式的に示す。この回路174は、抵抗Ｒ1の値を抵抗Ｒ X
の値で割った商と１との合計をある定数に掛け合わせた
ものに等しい出力電圧を、導体175に与える。本発明の
この好適な実施形態においては、この定数は1.25であ
る。図６に示されるように、本発明においては抵抗ＲX
は可変抵抗である。さらに、理解されるように、本発明
においては、抵抗ＲXの値はデジタル的にプログラム可
能であって且つマイクロプロセッサ58によって制御され
る。抵抗ＲXの値は、２12のインクリメンタル値の分解
能でプログラム可能である。従って、電圧レギュレータ
回路174によって得られる調整且つ制御された電圧レベ
ルは、マイクロプロセッサ58によって、高い制御精度で
制御可能であることが理解される。
【００３８】次に図７及び図８を組み合わせて参照する
と、電圧レギュレータ回路80が、図６に見られる同様に
指定された抵抗のように機能する図８に見られる抵抗Ｒ
1を含むことが理解される。電圧レギュレータ回路とス
イッチ76及び78とは、図８にも見られる。また、この電
圧レギュレータ回路セクションは、図７に見られる４つ
のデジタル制御アナログスイッチ176、178、180及び182
を含む。アナログスイッチ176〜182は、それぞれ番号62
で指定された図７の左側に見られるインタフェース接続
を介して、マイクロプロセッサ58によって制御される。
つまり、マイクロプロセッサ58は、これらのアナログス
イッチへの信号リードの全てと同じ数の個々或いはグル
ープにおいて、信号レベルをドライブすることができ
る。示された導体のいずれか一つでのハイ信号値は、そ
れに付随するスイッチ176〜182を、下に示される抵抗の
各１つをグラウンドと並列な抵抗関係に切り換えさせ
る。
【００３９】上記をさらに説明すると、アナログスイッ
チ176〜182はまた、Ｒ2〜Ｒ13と指定されている12個の
抵抗のアレイと個別に接続されており、インタフェース
番号62で示されるリードの各１つがマイクロプロセッサ
58によってハイ信号に駆動されると、グラウンドされた
導体188との接続に個別に切り換えられることが理解さ
れる。これらの抵抗Ｒ2〜Ｒ13は、全体で、図６に見ら
れる可変抵抗ＲXとして機能する。これらの抵抗は、一
般に約200オームから約422Kオームの範囲の増加する値
を有する。具体的には、抵抗Ｒ2〜Ｒ13の値は、200、40
2、806、1.62K、3.24K、6.49K、13.0K、26.1K、52.3K、
105K、210K及び422Kオームの値を有する。比較的低い値
(すなわち、約200オームから約1.6Kオームの範囲)の抵
抗を切り換えるスイッチ176及び178としての使用に許容
可能であることが分かっているアナログスイッチの一例
は、Siliconix 9956DYである。このアナログスイッチ
は、オン時に非常に低い抵抗を有する。これより、スイ
ッチ176及び178自身の抵抗は、抵抗Ｒ2〜Ｒ5の抵抗値に
それ程の増加を与えない。一方、アナログスイッチ180
及び182としては、Harris DG412DYが許容可能であるこ
とが示されている。このアナログスイッチは、オフ時に
非常に低い漏れ電流を有していて、大きな値の抵抗Ｒ6
〜Ｒ13が回路と並列に切り換えられた時に生じる比較的
小さな電流の増分変化が、スイッチ180及び182自身から
の漏れ電流から容易に区別される。抵抗Ｒ 6〜Ｒ13の値
は、1.6Kオームより大きく、約422Kオームまで或いはそ
れ以上である。好ましくは、電圧レギュレータ174によ
って供給される電圧のより精密な較正を可能にするため
に、抵抗Ｒ2〜Ｒ13は、精度0.1パーセントで50PPMの抵
抗であることが好ましい。
【００４０】図７を参照すれば、抵抗Ｒ14は導体190に
現れる最大抵抗値を調節するために設けられ、抵抗Ｒ15
及びトリム抵抗Ｒ16は導体192に現れる有効抵抗値を調
節することが分かる。抵抗Ｒ15の値は、アナログスイッ
チ176〜182の全てを閉じることによって抵抗Ｒ2〜Ｒ13
の全てがグラウンドに切り換えられた時であっても電圧
レギュレータ174によって供給される最大電圧に、設定
される。導体192が図８の左側に現れており、電圧レギ
ュレータ回路174に接続されている。この導体192は、図
６の抵抗ＲXの上端に模式的に示された導体と類似であ
り、レギュレータ回路174に接続されている。導体192か
らグラウンドまでの有効抵抗値は、電圧レギュレータ回
路174によって出力される電圧レベルを制御する。理解
されるように、マイクロプロセッサ58は、アナログスイ
ッチ176〜182を介して、抵抗Ｒ2〜Ｒ13のグラウンドさ
れた導体188への接続を切り替えることによって、この
有効電圧レベルを制御する。また、マイクロプロセッサ
58は、示されたインタフェースライン62を介して電圧レ
ギュレータ回路174を制御でき、電圧レギュレータ174を
オフにして出力パワーを零にする、或いはオンにしてア
ナログスイッチ176〜182の切り換え状態によって選択さ
れる電圧レベルの出力パワーを供給する。従って、マイ
クロプロセッサ58は、カテーテル16の加熱素子50で作用
させられる電気加熱の電力レベルを、零からこの加熱器
の最大ワット容量までの間で、制御することができる。
【００４１】図８を参照すれば、この電圧源回路セクシ
ョンの他の特徴が理解される。電圧レギュレータ174と
しての使用に許容可能な集積回路の一例は、Linear Tec
hnology LTC1149である。この電圧レギュレータは、固
定スイッチング周波数ではなく、一定オフ時間アーキテ
クチャ（constant off time architecture）を有する。
結果的に、この電圧レギュレータの動作周波数は、出力
電圧と共に変化する。本願では、出力電圧は１ボルトか
ら26ボルトDCの間で変化し得る。図６を再考すれば、電
圧レギュレータ回路174には、基準抵抗Ｒ1に接続された
導体と共通に接続された、対グラウンド容量が必要であ
ることが理解される。大きな高電圧容量の使用を避け、
本電力増幅器の目標である小サイズ、軽量、低コストを
維持するために、この容量は、図８の番号194で示され
る容量アレイによって提供される。容量アレイは、(図
３の記載を再び考慮して、選択的可変電圧源回路セクシ
ョン64用の調整された電圧のパワー出力導体である)導
体82とグラウンドとの間に接続された複数の容量を含
む。この容量アレイ194は、アレイ194の容量の中で電圧
共用抵抗として機能する多数の同じ値の抵抗196を含ん
でおり、電圧低下をこれらの容量に等しく分配し、この
容量のいずれか１つに過度の電流が流れるのを防ぐ。
【００４２】次に、図９を参照すると、電力増幅回路セ
クション68及び隔離された患者接続回路セクション70が
より詳細に示されている。電力増幅回路セクション68の
記載を再考すれば、この回路セクションが、導体170及
び172上の図５（f）の信号を受け取ることが理解され
る。この回路セクションは、また、導体82上の電圧源回
路セクション80からの選択的に可変の電圧出力を受け取
る。導体170及び172上の信号によって、MosFetスイッチ
98及び100が交互に導通状態に駆動され、示された不動
作時間によってこれらのスイッチが同時に導通されるの
を防ぎ、これにより、導体82からグラウンド接続198へ
の短絡が生じるのが回避される。スイッチ98及び100を
介して交互に電流が流れることによりセンタータップ変
圧器102が駆動され、デューティーサイクル50パーセン
トの本質的に対称的な方形波出力が第１の300KHzトラッ
プ104に与えられる。このトラップ104は、容量200及び
インダクタ202を含んでおり、これらは、組み合わされ
て周波数300KHzに対して大きなインピーダンスを示すよ
うにチューニングされる。同様に、500KHzトラップ106
は、容量204及びインダクタ206を含んでおり、これら
は、組み合わせて周波数500KHzに対して大きなインピー
ダンスを示すようにチューニングされる。図３の100KHz
直列チューナ108は、容量208と直列の２つのインダクタ
104及び106の相互作用によって形成される。これらの構
成要素は、100KHzの周波数に対しては小さなインピーダ
ンスを、また、100KHzの選択された周波数のより高次
(すなわち、７次、９次等)の高調波に対しては比較的大
きなインピーダンスを与えるようにチューニングされて
いる。図３のシャントチューナ110は、実際は、容量210
と、より高次の高調波(比較的低いエネルギーレベルの)
をグラウンド接続116に流す並列に接続された一対のイ
ンダクタ212及び214とによって形成される。直列チュー
ナ118は、容量218とインダクタ220との協同によって形
成され、選択された100KHzの周波数が小さなインピーダ
ンスでグラウンドに達するのを可能にする。従って、隔
離変圧器112の１次巻線は、本質的に純粋正弦波特性を
持つ本質的に交流のパワーを受け取る。抵抗負荷50内に
伝達される電力の選択された100KHzの周波数にのみ本質
的にさらされる抵抗222において生じる電圧低下は、こ
の抵抗にまたがるインタフェース接続62を介してマイク
ロプロセッサ58に対して有効であることが分かる。従っ
て、マイクロプロセッサ58は、選択された周波数の電力
がカテーテル16の加熱器50に伝送された時、および伝送
されたかどうかを確かめることができる。
【００４３】本発明の制御及び保護特徴をさらに理解す
るためには、隔離変圧器112において、点線224で示され
る仮想隔離バリアが確立されていることが理解されるべ
きである。バリア224の右側には、電力増幅回路60の隔
離された患者接続部分、モジュール40、及び加熱器50を
有するカテーテル16がある。バリア224をはさんだ物理
的な電気接続はない。リレー126を制御するために、付
加的な隔離変圧器226が設けられる。この隔離変圧器
は、図４に見られる100KHz電力供給回路228によってパ
ワーを供給される。図４の電力供給回路228を参照すれ
ば、除算器230は発振器88から図５（ａ）の信号を受け
取り、また、ちょうど除算器90のように接続されて、図
５（ｃ）に示すような信号をトランジスタ232に与える
ことが理解される。トランジスタ232のオン・オフは、
除算器230からの信号に応じて切り替わり、第２のトラ
ンジスタ234のオン・オフを同様に切り換える。この第
２のトランジスタ234は、逆向きに接続された一対のPNP
(236)及びNPN(238)トランジスタを駆動する。トランジ
スタ236及び238のオン・オフは、導体240に低電力100KH
z交流電力を与えるように、互いに反対に切り替わる。
【００４４】図９に戻ると、導体240によって、この低
電力100KHz交流電力が変圧器の１次巻線に伝達されるこ
とが理解される。従って、最大限の患者の安全性を提供
するように決定されたものと同じ周波数の交流電力を用
いて、隔離された患者接続回路セクション70の制御を行
うために用いられる。変圧器226の２次巻線は、隔離さ
れた患者接続回路セクション70に直流電力を与える整流
器242を駆動する。リレー126を制御するために、マイク
ロプロセッサ58は、発光ダイオード244の照明を命じ得
る。このLEDからの光(矢印246)は、バリア224を超え
て、フォトダイオード248を導通状態にする。フォトダ
イオード248は、バリア224をはさんだ物理的な接続なし
で、このリレーがマイクロプロセッサ58の制御下にある
ように、リレー126のコイル250を流れる電流を制御す
る。
【００４５】バリア224の隔離された患者接続側でパワ
ーが放散されていることをマイクロプロセッサ58に伝え
るために、較正抵抗124で生じる電圧低下を用いて、ト
ランジスタスイッチング回路を導通状態に駆動する。較
正抵抗124は、実際には、並列に接続された２つの抵抗
によって形成されることが分かる。スイッチング回路25
2における導通によって、LED254が発光する。再び、LED
254からの光は、バリア224を超えて発せられ(矢印25
6)、フォトダイオード258を導通状態にする。インタフ
ェース矢印62によって示されるように、マイクロプロセ
ッサ58に接続されている導体260上の信号が、フォトダ
イオード258の導通によってローになる。
【００４６】図３を再考して、マイクロプロセッサ58が
リレー74を制御しており、それによって電力増幅器60全
体を動作させるようにパワーが受け取られることが理解
される。このパワーの放散が命じられていないときに隔
離された患者接続セクション70に電力が放散されている
ことがマイクロプロセッサ58に伝わった場合、リレー74
が電力増幅器をシャットダウンするように開放される。
一方、選択されたレベルの電圧を与えるように電圧源80
(レギュレータ174)に命じ、リレー126を閉鎖した後、選
択された時間の間隔(僅か１秒の数分の１)の間に隔離さ
れた患者接続セクション70内で電力が放散されているこ
とがマイクロプロセッサに伝えられなかった場合、フォ
ールトが仮定される。この場合もまた、リレー74が開放
されるか、或いは電圧レギュレータ174が零電圧出力を
与えるように命じられ、患者は、適切に制御されていな
い肺動脈14内の加熱素子50の動作によって起こり得る、
いかなる、そして全ての不慮の負傷から保護される。
【００４７】加熱素子50の不意或いは不慮の動作に対し
て、所望の程度の保護を得るために、電力増幅回路60
は、それぞれ図10及び図11に図示された回路セクション
262及び264を含む。特に回路部分262を参照して、図７
に見られる導体266が、番号268で示される一対の電圧分
割抵抗を介して、導体82において、電圧源174の調整さ
れた電圧出力に接続されていることが理解される。導体
266での電圧レベルは、電圧レギュレータ174によって実
際に提供される電圧レベルを示すものである。この電圧
レベルは、ユニティゲインバッファ270に与えられる。
このバッファ270は、概略的なインタフェース番号62で
示されるマイクロプロセッサ58への出力を与える演算増
幅器である。従って、マイクロプロセッサ58は、電圧レ
ギュレータ174を用いて、電圧源80によって与えられる
電圧レベルを読むことができる。レギュレータ174内或
いは電力増幅器60の他の部分内の故障によって、許容可
能な予想された値以外の電圧がバッファ270に生じた場
合、マイクロプロセッサ58が電力増幅器60のシャットダ
ウンを達成する。
【００４８】次に、図11を参照すると、(図３を再考し
て)リレー74の制御を行う回路セクション264が図示され
ている。回路セクション264は、リレー74自体と、番号2
72で示されるトランジスタ化されたスイッチング回路と
を含む。このトランジスタ化されたスイッチング回路27
2は、導体274によって作用するインタフェースを介し
て、リレー74をマイクロプロセッサの制御下に置く。つ
まり、マイクロプロセッサ58によって与えられる導体27
4におけるハイ信号値によって、スイッチ回路272が閉鎖
し、リレー74が閉鎖して電力増幅器60をパワーを供給す
る。しかし、このスイッチング回路272の閉鎖は、この
動作の有効性が、マイクロプロセッサ58に付随する内部
ウォッチドッグタイマ(図示せず)によって確認されさえ
すれば、行われ得る。言い換えると、マイクロプロセッ
サ58の内的に繰り返される診断がうまく完結しなかった
場合、ウォッチドッグはマイクロプロセッサ58をリセッ
ト及びリブートし、導体274上の信号をロー信号に引き
下げることによって電力増幅器60のシャットダウンを達
成する。この導体274上の信号の引き下げは、インタフ
ェース番号62で示されるようにマイクロプロセッサ58の
ウォッチドッグ部分に接続されるダイオード276を通じ
て行われる。
【００４９】再び図１を参照すると、モジュール40は、
ケーブル30が正常に機能していることの確認を行う設備
を有していることが再考される。つまり、ケーブル30
は、コンソール32、カテーテル16、モジュール40及びケ
ーブル30を含むモニタ装置の使用中に、損傷することが
あり得る。コンソール32及びモジュール40は耐久部材で
あり、カテーテル16は１回使用の装置である。結果的
に、一人一人の患者に対して新しいカテーテル16が用い
られる。しかし、ケーブル30は、耐久部材ではあるが、
例えば乱暴に使用されたり、踏まれることによって、説
明されている装置の医療治療使用環境では最も損傷しや
すいものである。ケーブル30の正しい動作をテスト及び
確かめるために、ケーブル30のプラグ／ソケット接続1
6'/30'に取り付けられたコネクタ部を、モジュール40に
設けられたコネクタ41でモジュール40に接続する。
【００５０】図９には、このケーブル30のコネクタ41へ
の接続によって得られる電気的構成が点線278で示され
ている。すなわち、ケーブル30がコネクタ41に接続され
ていれば、カテーテル16の抵抗加熱素子50はリレー126
の出力に接続されていない。しかし、較正抵抗124は、
それらが通常接続されるリレー126の接点に依然として
接続されており、さらに今度は、装置の使用時の構成に
おいてカテーテル16の抵抗加熱素子50が接続されるこの
リレーの接点にも、ケーブル30を介して接続されてい
る。結果的に、ケーブル30がコネクタ41に接続されてい
る場合、コンソール32を用いてモジュール40及びカテー
テル16の較正を行うと、モジュール40は、較正シーケン
スにおいて較正抵抗124を読み、そして、カテーテルの
動作準備状態をテストするときのように、ケーブル30を
介して再度これらの較正抵抗124を読む。このテストシ
ーケンスにおいて、較正抵抗124とカテーテルの加熱抵
抗50との間の抵抗が所定の差よりも大きい場合、モジュ
ール40は、コンソール32を介してカテーテルが不良であ
るという信号を発する。しかし、上記ケーブルテスト構
成においては、この「不良カテーテル」信号は、ケーブ
ル30自体が欠陥を有することを意味する。
【００５１】本発明を、発明の特に好適な実施例を参照
しながら叙述、記載、そして定義したが、このような参
照は発明の限定を示唆するものではなく、またそのよう
な限定を暗示するものでもない。本発明は、当業者にと
って可能である、その形態及び機能における考え得る改
変、変形及び等価物を可能にするものである。叙述さ
れ、記載された本発明の好適な実施例は例示的なものに
過ぎず、発明の範囲を包括するものではない。結果的
に、本発明は、添付のクレームの思想及び範囲によって
のみ限定されるように意図されており、あらゆる点にお
いて等価物は完全に認識される。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、肺動脈内に挿入された(instilled)連
続心拍出量監視カテーテルを有する人間の患者、及びこ
のカテーテルに関連したモジュール方式の監視装置を示
すやや模式的な部分図である。
【図２】図２は、患者の肺動脈内に挿入された心拍出量
監視カテーテルの一部に関連した本連続心拍出量監視装
置の機能的な構成要素を模式的に図示し、またこれらの
構成要素の機能的な関係を示す。
【図４】図４は、本発明を具現化する電力増幅器の構成
要素及びこれらの構成要素の相互接続を示す模式的且つ
機能的なブロック図である。
【図５】図５（ａ）〜図５（ｃ）は、図４の電力増幅器
の選択された位置における電圧波形を示し、これらの波
形は共通の時間目盛上に配されている。図５（ｄ）は、
図５（ａ）〜図５（ｃ）の波形から得られる電圧波形を
示し、電圧波形の数サイクルを図示できるように時間目
盛が圧縮されている。図５（ｅ）及び図５（f）は、僅
かに拡張された時間目盛及び同様に拡張された電圧振幅
目盛にて示された、他の得られた電圧波形を示してい
る。
【図６】図６は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図を与える。
【図７】図７は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図を与える。
【図８】図８は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図を与える。
【図９】図９は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図を与える。
【図１０】図１０は、本発明を具現化する電力増幅器の
電気回路の部分図を与える。
【図１１】図１１は、本発明を具現化する電力増幅器の
電気回路の部分図を与える。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１３年２月１日（２００１．２．１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、肺動脈内に挿入された(instilled)連
続心拍出量監視カテーテルを有する人間の患者、及びこ
のカテーテルに関連したモジュール方式の監視装置を示
すやや模式的な部分図である。
【図２】図２は、患者の肺動脈内に挿入された心拍出量
監視カテーテルの一部に関連した本連続心拍出量監視装
置の機能的な構成要素を模式的に示すとともに、これら
の構成要素の機能的な関係を示す図である。
【図３】図３は、本発明を具現化する電力増幅器の構成
要素及びこれらの構成要素の相互接続を示す模式的且つ
機能的なブロック図である。
【図４】図４は、本発明を具現化する周波数源回路セク
ションの構成を示すブロック図である。
【図５】図５（ａ）〜図５（ｃ）は、図３の電力増幅器
の選択された位置における電圧波形（これらの波形は共
通の時間目盛上に配されている）を示す図である。図５
（ｄ）は、図５（ａ）〜図５（ｃ）の波形から得られる
電圧波形（電圧波形の数サイクルを図示できるように時
間目盛が圧縮されている）を示す図である。図５（ｅ）
及び図５（ｆ）は、僅かに拡張された時間目盛及び同様
に拡張された電圧振幅目盛にて示された、他の得られた
電圧波形を示す図である。
【図６】図６は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図である。
【図７】図７は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図である。
【図８】図８は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図である。
【図９】図９は、本発明を具現化する電力増幅器の電気
回路の部分図である。
【図１０】図１０は、本発明を具現化する電力増幅器の
電気回路の部分図である。
【図１１】図１１は、本発明を具現化する電力増幅器の
電気回路の部分図である。
【符号の説明】 ６０ 電力増幅器 ８８ 基準発振器 ９０ 除算器 ９８、１００ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ガリー カールソン アメリカ合衆国 カリフォルニア 92663, ニューポート ビーチ， 34ティーエイ チ ストリート 300 (72)発明者 ジェフリー エイ． ノリス アメリカ合衆国 カリフォルニア 92630, レイク フォレスト， グラス ストリ ート 24332

Claims (28)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 選択された周波数の交流電流を供給する
    交流電力増幅器であって、 該選択された周波数の倍数である周波数を有する基準パ
    ルス列信号を提供する基準発振器と、 まず、該倍数を２で除算したものに等しい値で該基準パ
    ルス列信号を除算してパルス列を得て、次いで得られた
    該パルス列を２で除算して、５０パーセントのデューテ
    ィサイクルを有し、かつ第１のより大きい値及び第２の
    より小さい値の間を該選択周波数で切り換わる最終方形
    波パルス列を得る除算手段と、 該最終パルス列に応じて電力を該選択された周波数で交
    互に切り換えるスイッチング手段と、を備えている、交
    流電力増幅器。
  2. 【請求項２】前記スイッチング手段は、前記選択された
    周波数の第１の奇数高次高調波を少なくともブロックす
    る手段をさらに含んでいる、請求項１に記載の電力増幅
    器。
  3. 【請求項３】前記選択された周波数のより大きな奇数の
    倍数の周波数をグラウンドにシャントする回路手段をさ
    らに備えた、請求項２に記載の電力増幅器。
  4. 【請求項４】前記スイッチング手段は、前記最終パルス
    列に応じて、一対の互いに反対の時間配列パルス列を提
    供するスイッチング回路手段と、該互いに反対の時間配
    列パルス列の正方向遷移或いは負方向信号遷移の一方を
    ある時間間隔だけ遅延する不動作時間発生回路手段と、
    を含んでいる、請求項１に記載の電力増幅器。
  5. 【請求項５】前記不動作時間発生回路手段は、前記一対
    の互いに反対の時間配列パルス列の負方向或いは正方向
    信号遷移の一方が干渉なしに生じることを可能にするよ
    うに接続されたダイオードを有し、該一対の時間配列パ
    ルスを受け取る抵抗−容量ネットワークを含んでおり、
    該抵抗−容量ネットワークは、該信号遷移の他方を、該
    抵抗−容量ネットワークの時間定数に応じて遅延する、
    請求項４に記載の電力増幅器。
  6. 【請求項６】 前記一対の互いに反対の時間配列パルス
    列の負方向の信号遷移が、いずれの場合にも、正方向信
    号遷移よりもある時間間隔だけ先行するように該互いに
    反対の時間配列パルス列を反転するスイッチドライバ手
    段をさらに含んでいる、請求項５に記載の電力増幅器。
  7. 【請求項７】 所定の周波数で交流電流を供給するため
    の増幅器であって、該増幅器は、 該所定の周波数の倍数である周波数を有する基準パルス
    列を提供する基準発振器と、 該基準発振器に接続され、該基準パルス列を受け取る除
    算回路であって、該除算回路は、 該基準周波数の倍数の２分の１で該基準パルス列を除算
    して中間パルス列を得て、 該中間パルス列を２で除算して最終パルス列を得る、除
    算回路であって、 該最終パルス列は、５０パーセントのデューティサイク
    ルを有し、かつ第１の値及び第２の値の間を該所定の周
    波数で切り換わる最終パルス列である、除算回路と、 該除算回路に接続され、該最終パルス列を受け取るスイ
    ッチング回路であって、該スイッチング回路は該最終パ
    ルス列に応じて電力を該所定の周波数で交互に切り換え
    るスイッチング回路と、を備えている、増幅器。
  8. 【請求項８】 前記スイッチング回路は、前記所定の周
    波数の第１の奇数高次高調波を少なくともブロックする
    同調回路をさらに含んでいる、請求項７に記載の増幅
    器。
  9. 【請求項９】 前記所定の周波数のより大きな奇数の倍
    数の周波数をグラウンドにシャントする分流同調回路を
    さらに備えた、請求項７に記載の増幅器。
  10. 【請求項１０】 前記スイッチング回路は、 前記最終パルス列に応じて、一対の互いに反対の時間配
    列パルス列を提供する回路と、 該時間配列パルス列の正方向信号遷移または負方向信号
    遷移の一方を所定の時間間隔だけ遅延する不動作時間発
    生回路手段と、を含んでいる、請求項７に記載の電力増
    幅器。
  11. 【請求項１１】 所定の周波数で交流電流を供給する方
    法であって、該方法は、 所定の周波数を選択する工程と、 該所定の周波数の倍数である周波数を有する基準パルス
    列を提供する工程と、 該所定の周波数の倍数の２分の１で該基準パルス列を除
    算して中間パルス列を得る工程と、 該中間パルス列を２で除算して、５０パーセントのデュ
    ーティサイクルを有し、かつ第１の値及び第２の値の間
    を該所定の周波数で切り換わる最終パルス列を得る工程
    と、 該最終パルス列に応じて電力を該所定の周波数で交互に
    切り換える工程と、を含む、方法。
  12. 【請求項１２】 前記選択する工程は、約１００ｋＨｚ
    の所定の周波数を選択する工程を包含する、請求項１１
    に記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記提供する工程は、約１ＭＨｚの周
    波数を有する基準パルス列を提供する工程を含み、該基
    準パルス列を除算する前記工程は、該基準パルス列を５
    で除算する工程を包含する、請求項１２に記載の方法。
  14. 【請求項１４】 前記中間パルス列を除算する工程は、
    該中間パルス列を２で除算し、１００ｋＨｚで第１の値
    とゼロとの間を切り替わる最終パルス列を得る工程を包
    含する、請求項１３に記載の方法。
  15. 【請求項１５】 直流の形態の電力及び５０パーセント
    のデューティサイクルを有している時間配列鏡像方形波
    の形態である周波数信号の両方を受け取り、且つ本質的
    に純粋な正弦波出力電圧及び電流信号を抵抗的性質を有
    する電気的負荷に与える電力増幅回路であって、該電力
    増幅回路が、 一対のパワー切り換えスイッチと、 センタータップされた１次巻線を有する変圧器であっ
    て、該一対のパワー切り換えスイッチのそれぞれは該変
    圧器の該１次巻線のそれぞれの対向する側に接続してい
    て、該周波数信号の該時間配列鏡像方形波のそれぞれを
    受け取り、該周波数信号に応じて、該パワー切り換えス
    イッチが該直流電力を該センタータップされた変圧器の
    該１次巻線の該それぞれの対向する側を介して切り換え
    る、変圧器と、 該センタータップされた変圧器の２次巻線に接続されて
    いて、少なくとも該周波数信号の第１の奇数次高調波周
    波数倍数をブロックするトラップ回路と、 該トラップ回路から電力を受け取り、該周波数信号に適
    合する周波数の本質的に無制約な流路を可能にする直列
    チューナ回路と、 該直列チューナ回路から電力を受け取り、該周波数信号
    の周波数のより高次倍数をシャントする高次シャントチ
    ューナ回路と、 を備える、電力増幅回路。
  16. 【請求項１６】 前記高次シャントチューナ回路から電
    力を受け取る１次巻線と電力を前記電気的負荷に与える
    ２次巻線とを有する隔離変圧器であって、該１次巻線は
    該電気的負荷の抵抗値に該隔離変圧器の巻数比の平方を
    乗じたものに等しい有効インピーダンスを有する隔離変
    圧器と、該直列チューナ回路に対して該１次巻線の逆側
    に接続していて、前記周波数信号に適合する周波数に対
    して本質的に無制約な流路を可能にする他の直列チュー
    ナ回路と、をさらに備え、これにより、該隔離変圧器１
    次巻線の該有効インピーダンス値は、該直列チューナ及
    び該他の直列チューナの該周波数信号の周波数以外の特
    性周波数を有する直列チューナへの集合を防ぐ、請求項
    １５に記載の電力増幅回路。
  17. 【請求項１７】 出力電圧を供給するための、選択的プ
    ログラマブル可変電圧直流電圧源であって、該出力電圧
    はマイクロプロセッサによって制御され、該電圧源は、 それぞれが抵抗値を有する一対の制御レジスタであっ
    て、該制御レジスタは可変レジスタを含む、制御レジス
    タと、 該制御レジスタに接続され、該出力電圧を供給する電圧
    レギュレータと、 プログラマブル可変抵抗回路であって、 並列構成で接続され、共通の接続を有する複数のレジス
    タであって、該電圧レギュレータが該共通の接続に接続
    され、該複数のレジスタのそれぞれのレジスタが異なる
    抵抗値を有する、複数のレジスタと、 該マイクロプロセッサおよび該複数のレジスタに接続さ
    れ、マイクロプロセッサから命令を受け取って、該複数
    のレジスタの選択された一方を該共通接続に対して並列
    に接続し、該可変レジスタを抵抗値で規定する、スイッ
    チ手段と、を含むプログラマブル可変抵抗回路と、を含
    む、選択的プログラマブル可変電圧直流電圧源。
  18. 【請求項１８】 前記電圧レギュレータは、Ｌｉｎｅａ
    ｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＬＴＣ１１４９回路を含
    む、請求項１７に記載の選択的プログラマブル可変電圧
    直流電圧源。
  19. 【請求項１９】 前記電圧レギュレータは前記マイクロ
    プロセッサに接続され、該電圧レギュレータは該マイク
    ロプロセッサに制御され、前記出力電圧にゼロ値を供給
    する、請求項１７に記載の選択的プログラマブル可変電
    圧直流電圧源。
  20. 【請求項２０】 可変出力電圧を供給するための、選択
    的プログラマブル直流電圧源であって、該電圧源は、 それぞれが抵抗値を有する一対の制御レジスタであっ
    て、該制御レジスタは可変レジスタを含む、制御レジス
    タと、 該制御レジスタに接続され、該出力電圧を供給する電圧
    レギュレータと、 プログラマブル可変抵抗回路であってデジタルマイクロ
    プロセッサと、 並列構成で接続され、共通の接続を有する複数のレジス
    タであって、該電圧レギュレータが該共通の接続に接続
    され、該複数のレジスタのそれぞれのレジスタが異なる
    抵抗値を有する、複数のレジスタと、 該デジタルマイクロプロセッサおよび該複数のレジスタ
    に接続され、該デジタルマイクロプロセッサから命令を
    受け取って、並列接続された該複数のレジスタの選択さ
    れた一方を該共通接続に対して並列に接続し、該可変レ
    ジスタを抵抗値で規定するスイッチ手段と、 を含むプログラマブル可変抵抗回路と、 を含み、 該スイッチ手段は、デジタル的に制御される複数のアナ
    ログスイッチであって、それぞれのアナログスイッチが
    該複数のレジスタのそれぞれのレジスタに接続を有する
    アナログスイッチを含み、該アナログスイッチは、閉鎖
    されたとき、該複数のレジスタを該電圧レギュレータと
    該共通接続との間で並列に接続し、 該デジタルマイクロプロセッサは、該アナログスイッチ
    と接続を有し、該アナログスイッチの特定のスイッチの
    選択的閉鎖を命令し、該可変レジスタとして該電圧レギ
    ュレータに接続された有効な並列抵抗値を変換する、選
    択的プログラマブル直流電圧源。
  21. 【請求項２１】 前記複数のデジタル制御されたアナロ
    グスイッチは、Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ９９５６ＤＹおよび
    Ｈａｒｒｉｓ ＤＧ４１２ＤＹを含む群から選択される
    スイッチを含んでいる、請求項２０に記載の選択的プロ
    グラマブル可変電圧直流電圧源。
  22. 【請求項２２】 マイクロプロセッサの制御下で、可変
    直流（ＤＣ）電圧を供給するための、直流電圧源であっ
    て、該電圧源は、 可変抵抗回路であって、 共通グラウンドと、 並列構成で接続され、該共通グラウンドに接続される複
    数のレジスタと、該マイクロプロセッサおよび該複数の
    レジスタに接続され、該マイクロプロセッサから命令を
    受け取って、該共通グラウンドに対して並列な該複数の
    レジスタの選択されたレジスタを応答的に接続し、抵抗
    値によって制御レジスタを集合的に規定する複数のスイ
    ッチと、を含む可変抵抗回路と、 該制御レジスタに接続され、可変ＤＣ電圧を供給するた
    めの出力を有する電圧レギュレータ回路であって、該電
    圧レギュレータ回路は、該可変ＤＣ電圧が該制御レジス
    タの該抵抗値の変化に応じて変化するように該制御レジ
    スタに接続された、電圧レギュレータ回路と、を含む、
    電圧源。
  23. 【請求項２３】 前記電圧レギュレータ回路は、抵抗値
    を有し、前記複数のレジスタと該電圧レギュレータ回路
    の出力との間に接続された定常レジスタを含み、該電圧
    レギュレータ回路は、該定常レジスタと該制御レジスタ
    との比として前記可変ＤＣ電圧を供給する、請求項２２
    に記載の電圧源。
  24. 【請求項２４】 前記複数のレジスタのそれぞれのレジ
    スタが、異なる抵抗値を有する、請求項２２に記載の電
    圧源。
  25. 【請求項２５】 マイクロプロセッサの制御下で、可変
    直流（ＤＣ）電圧を供給するための電圧源であって、該
    電圧源は、 可変抵抗回路であって、 共通グラウンドと、 並列構成で接続され、該共通グラウンドに接続される複
    数のレジスタと、 該マイクロプロセッサおよび該複数のレジスタに接続さ
    れ、該マイクロプロセッサから命令を受け取って、該共
    通グラウンドに対して並列な該複数のレジスタの選択さ
    れたレジスタを応答的に接続し、抵抗値によって制御レ
    ジスタを集合的に規定する複数のスイッチと、 を含む可変抵抗回路と、 該制御レジスタに接続され、可変ＤＣ電圧を供給するた
    めの出力を有する電圧レギュレータ回路であって、該電
    圧レギュレータ回路は、該可変ＤＣ電圧が該制御レジス
    タの該抵抗値の変化に応じて変化するように該制御レジ
    スタに接続された、電圧レギュレータ回路と、 を含み、 該電圧レギュレータ回路はマイクロプロセッサにより直
    接制御可能で、該可変ＤＣ電圧にゼロ値を供給する、電
    圧源。
  26. 【請求項２６】 マイクロプロセッサの制御下で、可変
    直流（ＤＣ）電圧を供給するための、直流電圧源であっ
    て、該電圧源は、 可変抵抗回路であって共通グラウンドと、 並列構成で接続され、該共通グラウンドに接続される複
    数のレジスタと、 該マイクロプロセッサおよび該複数のレジスタに接続さ
    れ、該マイクロプロセッサから命令を受け取って、該共
    通グラウンドに対して並列な該複数のレジスタの選択さ
    れたレジスタを応答的に接続し、抵抗値によって制御レ
    ジスタを集合的に規定する複数のスイッチと、を含む可
    変抵抗回路と、 該制御レジスタに接続され、可変ＤＣ電圧を供給するた
    めの出力を有する電圧レギュレータ回路であって、該電
    圧レギュレータ回路は、該可変ＤＣ電圧が該制御レジス
    タの該抵抗値の変化に応じて変化するように該制御レジ
    スタに接続された、電圧レギュレータ回路と、 該電圧レギュレータ回路の出力とグラウンドとの間に接
    続された複数のキャパシタを含むキャパシタアレイと、
    を含む、電圧源。
  27. 【請求項２７】 前記キャパシタアレイは、前記複数の
    キャパシタに接続された複数のレジスタをさらに含み、
    該複数のキャパシタの任意のキャパシタにおける過大電
    流を防止する、請求項２６に記載の電圧源。
  28. 【請求項２８】 マイクロプロセッサの制御下で、可変
    直流（ＤＣ）電圧を供給するための、直流電圧源であっ
    て、該電圧源は、 可変抵抗回路であって、 共通グラウンドと、 並列構成で接続され、該共通グラウンドに接続される複
    数のレジスタと、 該マイクロプロセッサおよび該複数のレジスタに接続さ
    れ、該マイクロプロセッサから命令を受け取って、該共
    通グラウンドに対して並列な該複数のレジスタの選択さ
    れたレジスタに応答的に接続され、抵抗値によって制御
    レジスタを集合的に規定する複数のスイッチと、を含む
    可変抵抗回路と、 該制御レジスタに接続され、可変ＤＣ電圧を供給するた
    めの出力を有する電圧レギュレータ回路であって、該電
    圧レギュレータ回路は、該可変ＤＣ電圧が該制御レジス
    タの該抵抗値の変化に応じて変化するように該制御レジ
    スタに接続された、電圧レギュレータ回路と、 該電圧レギュレータ回路および該マイクロプロセッサに
    接続された電源カットオフーリレーと、を含み、 該電源カットオフリレーは、該マイクロプロセッサによ
    り制御可能で、これにより該電圧レギュレータ回路が可
    変ＤＣ電圧にゼロ値を供給する、電圧源。
JP2000350306A 1994-06-29 2000-11-16 連続心拍出量監視用電力増幅器 Pending JP2001189629A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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