JP3300222B2 - デルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路 - Google Patents
デルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路Info
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好適に実施され、該音響信号を1ビットデジタル信号で
記録、再生および伝送等を行うにあたって、該音響信号
を1ビットデジタル信号にアナログ/デジタル変換する
ためのデルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路
に関する。
となく、変換精度を向上することができるデルタシグマ
変調方式を用いるアナログ/デジタル変換回路が用いら
れるようになってきている。このデルタシグマ変調型の
アナログ/デジタル変換回路は、大略的に、縦続接続さ
れる複数段の積分器と、各積分器からの出力を加算する
加算器と、加算器からの出力を1ビット量子化する量子
化器と、量子化器からの出力をアナログ変換して入力に
帰還するデジタル/アナログ変換器とを備えて構成され
ている。
/デジタル変換回路において、一般に、前記積分器の段
数、すなわち帰還次数を大きくすることによって、量子
化ノイズを高域の周波数側に移動するノイズシェーピン
グ効果が得られ、S/Nの改善が可能であることが知ら
れている。また、S/Nの向上のために、高い入力ゲイ
ンで、許容入力レベルを大きく設定することが要求され
ている。
る程、および入力ゲインを大きくする程、回路が発振し
易いという問題がある。前記発振は、信号レベルが所定
の発振限界値を超えたときに発生する。このため、信号
レベルの制御が重要であり、典型的な従来技術では、図
5で示すようにして、信号レベルの制御が行われてい
る。
変調型のアナログ/デジタル変換回路1の電気的構成を
示すブロック図である。このアナログ/デジタル変換回
路1は、縦続接続された7次の積分器m1,m2,…,
m7と、帰還抵抗r0と、加算器3と、量子化器4と、
デジタル/アナログ変換器5とを備えて構成されてい
る。
差動増幅器a1と、時定数素子であるコンデンサc1と
を備えて構成されている。入力端子6からのアナログ音
響信号は、入力抵抗r1を介して、差動増幅器a1の反
転入力端子に入力される。この差動増幅器a1の非反転
入力端子は接地されている。この差動増幅器a1からの
出力は、前記加算器3へ出力されるとともに、コンデン
サc1を介して反転入力端子に入力されて負帰還され
る。
1と同様に構成されており、対応する部分の参照符号
は、同一の英字に各積分器m2〜m7の次数に対応した
添数字を付して示している。したがって、たとえば第2
次の積分器m2では、積分器m1からの出力が入力抵抗
r2を介して入力され、出力は加算器3に入力されると
ともに、次段の積分器m3に入力される。
ように加算器3に入力されて相互に加算された後、量子
化器4に入力される。量子化器4では、加算器3からの
出力が0以上であるときには出力端子7に「1」の出力
を導出し、0未満であるときには「0」の出力を導出
し、こうして各積分器m1〜m7からの出力加算値が1
ビット量子化される。また、この量子化器4による量子
化結果の出力は、デジタル/アナログ変換器5において
アナログ値に変換された後、帰還抵抗r0を介して入力
側に負帰還されている。
前記信号レベルの制御を実現するために、振幅が大きく
なる第3次以降の積分器m3〜m7に関して、リミッタ
回路d3,d4,…,d7がそれぞれ設けられている。
前記リミッタ回路d3〜d7は、相互に逆極性のダイオ
ードが並列に接続されて構成されており、帰還コンデン
サc3〜c7と並列に設けられている。
器a3〜a7への入力電圧に対して、出力電圧が図6
(b)において参照符Vs1 で示すように前記ダイオー
ドの導通電圧以上となるときには、該出力電圧がリミッ
タ回路d3〜d7によって、帰還コンデンサc3〜c7
をバイパスして、負帰還される。前記ダイオードの段数
は、制限すべき振幅値に対応して決定される。こうし
て、各差動増幅器a3〜a7からの出力の振幅値が、図
6(b)において参照符Vs2で示すような、該積分器
m1〜m7が安定に動作する振幅限界値を超えない所定
範囲に制限されて、前記発振の防止が図られている。
のアナログ/デジタル変換回路1では、回路構成は比較
的簡単で経済的であるけれども、リミッタ回路d3〜d
7の部品点数が多く、回路の実装面積が多くなってしま
うという問題がある。すなわち、上述の図5の例におい
て、各差動増幅器a1〜a7の電源電圧は、たとえば5
Vであり、これに対応してリミッタ回路d3〜d7のダ
イオードは、2段、すなわち各リミッタ回路d3〜d7
当り4個のダイオードによって構成されている。したが
って、多数のダイオードの実装面積が必要になるという
問題がある。
圧の整数倍の値に決定されてしまうために、微少な調整
を行うことができないという問題がある。
型アナログ/デジタル変換回路において、発振を防止す
るにあたって、回路の実装面積の縮小を図ることができ
るとともに、振幅制限値の微少な調整を行うことができ
るデルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路を提
供することである。
ルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路は、複数
段の積分器が縦続接続されて構成される高次のデルタシ
グマ変調型アナログ/デジタル変換回路において、前記
積分器を、電源電圧の変化に対して、予め定める適正な
ゲインおよびリニアリティが得られる差動増幅器を用い
て実現し、前記電源電圧に対応した差動増幅器の振幅制
限作用を用いる電圧増幅器が、第2次の積分器と第3次
の積分器との間に介在され、電源電圧に対応した差動増
幅器の振幅制限値が、前記電圧増幅器が第3次以降の積
分器が安定に動作する振幅限界値と一致するように、前
記電圧増幅器がゲイン設定を行うことを特徴とする。
る差動増幅器の動作領域が電源電圧によって制限される
ことを利用して、前記差動増幅器に、適正入力時には、
適正なゲインでリニアリティを有する増幅動作を行わ
せ、強入力時には、前記電源電圧に対応して設定される
ことになる動作領域の限界値に近付く程、ゲインを抑圧
させ、前記動作領域を超える部分をクリップして切取ら
せる。
3次の積分器との間に、差動増幅器などから成る電圧増
幅器を介在し、第3次の積分器の入力ゲインを小さくす
るだけで、発振防止のための振幅制限動作を行うことが
でき、回路の実装面積を縮小することができるととも
に、入力ゲインを高く設定してS/Nを向上することが
できる。また、前記電圧増幅器のゲインおよび第3次の
積分器の入力ゲインを調整することによって、該第3次
の積分器の入力振幅に対する制限値の微少な調整を可能
とすることもできる。
て決定される振幅制限値を超える部分がクリップされ、
この振幅制限値は後続の積分器のゲインによって決定さ
れる発振限界値未満であるので、発振が生じることはな
い。このようにして、発振防止のための振幅制限動作を
実現することができる。
シグマ変調型アナログ/デジタル変換回路は、複数段の
積分器が縦続接続されて構成される高次のデルタシグマ
変調型アナログ/デジタル変換回路において、各積分器
を複数のグループに区分し、各グループ毎に個別的に電
源供給を行うことができ、各積分器での振幅を電源電圧
に対応して制限させることができる電源回路を備えるこ
とを特徴とする。
還コンデンサ等を備えて構成される各積分器に対して、
たとえば前段側のグループの積分器に対しては所定のゲ
インを得ることができるような電源電圧に設定し、後段
側の積分器に対しては過大振幅をクリップすることがで
きるような電源電圧に設定して、その積分器の出力の振
幅値を抑え、発振を防止する。
とのそれぞれのグループに対して、異なる電源電圧を供
給することができる電源回路を設けることによって、前
記電圧増幅器を用いることなく、発振防止のための振幅
制限動作を行うことができる。
図1〜図3に基づいて説明すれば以下のとおりである。
グマ変調型のアナログ/デジタル変換回路11の電気的
構成を示すブロック図である。このアナログ/デジタル
変換回路11は、縦続接続された7次の積分器M1,M
2,…,M7と、帰還抵抗R0と、電圧増幅器12と、
加算器13と、量子化器14と、デジタル/アナログ変
換器15とを備えて構成されている。
差動増幅器A1と、時定数素子であるコンデンサC1と
を備えて構成されている。入力端子16からのアナログ
音響信号は、入力抵抗R1を介して、差動増幅器A1の
反転入力端子に入力される。この差動増幅器A1の非反
転入力端子は接地されている。この差動増幅器A1から
の出力は、前記加算器13へ出力されるとともに、コン
デンサC1を介して反転入力端子に入力されて負帰還さ
れる。
1と同様に構成されており、対応する部分の参照符号
は、同一の英字に各積分器M2〜M7の次数に対応した
添数字を付して示している。したがって、たとえば第2
次の積分器M2では、積分器M1からの出力が入力抵抗
R2を介して入力され、出力は加算器13に入力される
とともに、電圧増幅器12を介して次段の積分器M3に
入力される。
ように加算器13に入力されて相互に加算された後、量
子化器14に入力される。量子化器14では、加算器1
3からの出力が0以上であるときには出力端子17に
「1」の出力を導出し、0未満であるときには「0」の
出力を導出し、こうして各積分器M1〜M7からの出力
加算値が1ビット量子化される。また、この量子化器1
4による量子化結果の出力は、デジタル/アナログ変換
器15においてアナログ値に変換された後、帰還抵抗R
0を介して入力側に負帰還されている。
換回路11では、第2次の積分器M2と第3次の積分器
M3との間に、電圧増幅器12が介在されていることで
ある。したがって、差動増幅器A2からの出力は、該電
圧増幅器12において、所定のゲインで増幅された後、
前記入力抵抗R3を介して、差動増幅器A3の反転入力
端子に与えられる。この電圧増幅器12は、積分器M3
への入力信号のゲインを設定するための増幅器であり、
たとえば図2で示すような、一般的な差動増幅器で実現
することができる。
す電気回路図である。この電圧増幅器12は、差動増幅
器20と、入力抵抗Raと、帰還抵抗Rb,Rcと、前
記帰還抵抗Rb,Rc間の接続点を接地する抵抗Rdと
を備えて構成されている。したがって、この電圧増幅器
12の入力電圧をVinとし、出力電圧をVoutとす
るとき、該電圧増幅器12の入出力特性は、Vout=
−[{(Rb+Rc)/Ra}+RbRc/RaRd]
Vinとなる。したがって、抵抗Rdを小さくする程、
ゲインは大きくなり、積分器M3に振幅制限を行わせる
ことができる所望とするゲインを得ることができる。
める範囲の電源電圧に対して、適正なゲインおよびリニ
アリティを有する差動増幅器である。したがって、適正
な入力電圧に対しては、前記ゲインでリニアリティを有
する増幅動作が行われ、これに対して強入力時には、振
幅制限値によって、出力がクリップされる。すなわち、
電源電圧以上の出力電圧を発生することなく、このため
前記電源電圧に対応して決定される振幅制限値に対し
て、入力信号が近付いてゆく程、ゲインが抑圧されるこ
とになる。
び積分器M3の入力ゲインを、積分器M3への入力振幅
に対する制限値が後段の積分器M3〜M7のゲインによ
って決定される発振限界値未満となるように設定するこ
とによって、高次の積分器M1〜M7を備えて構成され
る該アナログ/デジタル変換回路11の発振を防止する
ことができる。
からの入力が、図3(a)において参照符Vin1で示
すように適正入力であるときには、図3(b)におい
て、参照符Vout1で示すように、適正なゲインでか
つリニアリティを有する増幅動作を行った出力を導出す
る。これに対して、図3(a)において、参照符Vin
2で示すような過大入力時には、前記適正なゲインで増
幅を行うと、図3(b)において、参照符Vout2で
示すように振幅制限値Vthを超えた波形になってしま
うのに対して、電源電圧でクリップして、図3(c)に
おいて、参照符Vout2aで示すように、振幅制限動
作を行う。
タル変換回路11では、従来技術のアナログ/デジタル
変換回路1に関して述べたように、各積分器毎にリミッ
タ回路を設ける必要はなく、一般的な差動増幅器などで
実現することができる電圧増幅器12を積分器への入力
ゲイン設定用に用い、各積分器M1〜M7間の少なくと
もいずれか1箇所、好ましくは積分器M2,M3間に挿
入するだけでよく、実装面積を縮小することができると
ともに、該アナログ/デジタル変換回路11への入力ゲ
インを高く設定して、S/Nを向上することができる。
また、電圧増幅器12のゲインおよびそれに続く積分器
の入力ゲインを調整することによって、該積分器への入
力振幅に対する制限値を微少に調整することができる。
よび図4に基づいて説明すれば以下のとおりである。
シグマ変調型のアナログ/デジタル変換回路21の電気
的構成を示すブロック図である。このアナログ/デジタ
ル変換回路21は、前述のアナログ/デジタル変換回路
11に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
てその説明を省略する。
換回路21では、前記電圧増幅器12を設ける代わり
に、各積分器M1〜M7が2つのグループM1,M2;
M3〜M7に区分されており、それぞれのグループの差
動増幅器A1,A2;A3〜A7には、電源回路22,
23から個別的に電源供給が行われることである。差動
増幅器A1,A2は、電源回路22からの電源電圧Vc
c1に対応したゲインで増幅を行うとともに、該電源電
圧Vcc1の変化に対して、リニアリティを有する。こ
の電源回路22はまた、該アナログ/デジタル変換回路
21内の量子化器14やデジタル/アナログ変換器15
などの残余の回路への電源供給を行う。
電源回路23からの電源電圧Vcc2によって、予め定
める振幅制限値以上の入力信号に対しては、振幅値を制
限するように構成されている。たとえば、前記電源電圧
Vcc1が5Vに選ばれるときには、電源電圧Vcc2
は3Vに選ばれ、電源電圧Vcc1が9Vに選ばれると
きには、電源電圧Vcc2は4Vに選ばれる。
7に特別な構成を設けることなく、積分器M3〜M7に
おいて、前記図3(b)において参照符Vout2とな
るような過大振幅を、前記振幅制限値Vth未満の、図
3(c)において参照符Vout2aで示す波形に抑制
して、発振を防止するので、回路の実装面積を縮小する
ことができるとともに、前記電源電圧Vcc2を調整す
ることによって、振幅制限値を微少に調整することもで
きる。
ジタル変換回路にはアルゴリズムによる安定度の差があ
り、上述のアナログ/デジタル変換回路11,21は、
発振を防止するための基本的な回路例を示すものであ
り、たとえばアナログ/デジタル変換回路11では、電
圧増幅器12は、1つだけ、積分器M2と積分器M3と
の間に挿入されたけれども、前記アルゴリズムに対応し
て、複数の電圧増幅器が他の積分器間に挿入されてもよ
い。また、アナログ/デジタル変換回路21では、積分
器M1〜M7は、2つのグループM1,M2;M3〜M
7に分割されて、それぞれ電源回路22,23が設けら
れたけれども、前記アルゴリズムに対応して、積分器M
1〜M7のグループ分けを他の形態で行ってもよく、ま
たグループ数も2つ以上であってもよい。
型アナログ/デジタル変換回路は、以上のように、複数
段の積分器が縦続接続されて構成される高次のデルタシ
グマ変調型アナログ/デジタル変換回路において、少な
くともいずれか1箇所の積分器間に、積分器を構成して
いる差動増幅器の動作領域が電源電圧によって制限され
ることを利用して、前記動作領域を超える振幅値の入力
信号に対しては、その動作領域を超える部分をクリップ
して切取らせるための電圧増幅器を第2次の積分器と第
3次の積分器との間に介在させ、電源電圧に対応した差
動増幅器の振幅制限値が第3次以降の積分器が安定に動
作する振幅限界値と一致するように、前記電圧増幅器が
ゲイン設定を行う。
幅器を介在するだけで、発振防止のための振幅制限動作
を行うことができ、回路の実装面積を縮小することがで
きるとともに、入力ゲインを高く設定してS/Nを向上
することができる。また、前記電圧増幅器のゲインおよ
びそれに続く積分器の入力ゲインを調整することによっ
て、該積分器の入力振幅に対する制限値の微少な調整を
可能とすることもできる。
して決定される振幅制限値を超える部分がクリップさ
れ、さらにこの振幅制限値は後続の積分器のゲインによ
って決定される発振限界値未満であり、このようにし
て、発振防止のための振幅制限動作を実現することがで
きる。
シグマ変調型アナログ/デジタル変換回路は、以上のよ
うに、複数段の積分器が縦続接続されて構成される高次
のデルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路にお
いて、各積分器を複数のグループに区分し、各グループ
毎に個別的に電源供給を行い、各積分器での振幅を電源
電圧に対応して制限する。
積分器に対しては所定のゲインを得ることができるよう
な電源電圧に設定し、後段側の積分器に対しては過大振
幅をクリップすることができるような電源電圧に設定す
ることによって、前記電圧増幅器を用いることなく、発
振防止のための振幅制限動作を行うことができる。
型アナログ/デジタル変換回路の電気的構成を示すブロ
ック図である。
る電圧増幅器の具体的構成を示す電気回路図である。
回路の動作を説明するための波形図である。
調型アナログ/デジタル変換回路の電気的構成を示すブ
ロック図である。
グ/デジタル変換回路の電気的構成を示すブロック図で
ある。
を説明するための波形図である。
Claims (2)
- 【請求項1】複数段の積分器が縦続接続されて構成され
る高次のデルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回
路において、 前記積分器を、電源電圧の変化に対して、予め定める適
正なゲインおよびリニアリティが得られる差動増幅器を
用いて実現し、前 記電源電圧に対応した差動増幅器の振幅制限作用を用
いる電圧増幅器が、第2次の積分器と第3次の積分器と
の間に介在され、電源電圧に対応した差動増幅器の振幅
制限値が、第3次以降の積分器が安定に動作する振幅限
界値と一致するように、前記電圧増幅器がゲイン設定を
行うことを特徴とするデルタシグマ変調型アナログ/デ
ジタル変換回路。 - 【請求項2】複数段の積分器が縦続接続されて構成され
る高次のデルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回
路において、 各積分器を複数のグループに区分し、各グループ毎に個
別的に電源供給を行うことができ、各積分器での振幅を
電源電圧に対応して制限させることができる電源回路を
備えることを特徴とするデルタシグマ変調型アナログ/
デジタル変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05633796A JP3300222B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | デルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05633796A JP3300222B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | デルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09246972A JPH09246972A (ja) | 1997-09-19 |
JP3300222B2 true JP3300222B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=13024407
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05633796A Expired - Lifetime JP3300222B2 (ja) | 1996-03-13 | 1996-03-13 | デルタシグマ変調型アナログ/デジタル変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3300222B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7636056B2 (en) * | 2007-05-22 | 2009-12-22 | Panasonic Corporation | Delta sigma modulator operating with different power source voltages |
JP2009200709A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-09-03 | Panasonic Corp | デジタルマイクロホン |
JP6243741B2 (ja) * | 2014-01-15 | 2017-12-06 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 磁気センサ及び回転角センサ |
-
1996
- 1996-03-13 JP JP05633796A patent/JP3300222B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
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JPH09246972A (ja) | 1997-09-19 |
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