JP3295978B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- series circuit
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- capacitor
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源からの直流入
力電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものであり、例えば、放電灯を高周波点
灯させるために利用されるものである。
力電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものであり、例えば、放電灯を高周波点
灯させるために利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】図１７は従来のインバータ装置の回路図
である。以下、その回路構成について説明する。交流電
源ＡＣは、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接
続されている。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子
には、平滑用のコンデンサＣ0が接続されている。コン
デンサＣ0 の両端には、バイポーラトランジスタよりな
るスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されて
いる。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には、それぞれダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されている。一方のス
イッチング素子Ｑ1 の両端には、カップリング用のコン
デンサＣ2 を介して、共振用のコンデンサＣ1 とインダ
クタＬ1 の直列回路が接続されている。コンデンサＣ1
の両端には、負荷Ｒ0 が並列接続されている。各スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、駆動回路１により交互にオン
／オフされる。また、図１８に示すように、コンデンサ
Ｃ1 の両端にトランスＴの１次巻線を接続し、トランス
Ｔの２次巻線に負荷Ｒ0 を接続する場合もある。
である。以下、その回路構成について説明する。交流電
源ＡＣは、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接
続されている。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子
には、平滑用のコンデンサＣ0が接続されている。コン
デンサＣ0 の両端には、バイポーラトランジスタよりな
るスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されて
いる。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には、それぞれダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されている。一方のス
イッチング素子Ｑ1 の両端には、カップリング用のコン
デンサＣ2 を介して、共振用のコンデンサＣ1 とインダ
クタＬ1 の直列回路が接続されている。コンデンサＣ1
の両端には、負荷Ｒ0 が並列接続されている。各スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、駆動回路１により交互にオン
／オフされる。また、図１８に示すように、コンデンサ
Ｃ1 の両端にトランスＴの１次巻線を接続し、トランス
Ｔの２次巻線に負荷Ｒ0 を接続する場合もある。
【０００３】以下、この従来例の動作について説明す
る。交流電源ＡＣが投入されると、入力交流電圧はダイ
オードブリッジＤＢにより全波整流されて、平滑用のコ
ンデンサＣ0 により平滑されて、直流電圧に変換され
る。駆動回路１によりスイッチング素子Ｑ2 がオンされ
ると、電源用のコンデンサＣ0 から、カップリング用の
コンデンサＣ2 、共振用のコンデンサＣ1 及び負荷
Ｒ0 、共振用のインダクタＬ1、スイッチング素子Ｑ2
を介して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がオフす
ると、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーにより、
インダクタＬ1 からダイオードＤ1 、コンデンサＣ2 、
コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 を介してインダクタＬ 1 に戻
る経路で電流が流れて、インダクタＬ1 に蓄積されたエ
ネルギーが放出される。次に、スイッチング素子Ｑ1 が
オンすると、コンデンサＣ2 に蓄積された電荷により、
コンデンサＣ2 からスイッチング素子Ｑ1 、インダクタ
Ｌ1 、コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 を介してコンデンサＣ
2 に戻る経路で電流が流れて、コンデンサＣ2 に蓄積さ
れた電荷が放出される。コンデンサＣ2 の容量は共振用
のコンデンサＣ1 の容量よりも十分に大きく設定されて
おり、定常状態では、コンデンサＣ0 の直流電圧の約１
／２の電圧が充電される。スイッチング素子Ｑ1 がオフ
すると、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーによ
り、インダクタＬ1 からコンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 、コ
ンデンサＣ2 、平滑用のコンデンサＣ0 、ダイオードＤ
2 を介してインダクタＬ1 に戻る経路で電流が流れて、
インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーが放出される。
以下、同じ過程を繰り返して、インダクタＬ1 とコンデ
ンサＣ1 の共振回路には、振動電流が流れる。これによ
り、コンデンサＣ1 の両端には、共振作用により高電圧
が発生し、これが負荷Ｒ0 に印加されるものである。負
荷Ｒ0 は放電灯であっても良い。
る。交流電源ＡＣが投入されると、入力交流電圧はダイ
オードブリッジＤＢにより全波整流されて、平滑用のコ
ンデンサＣ0 により平滑されて、直流電圧に変換され
る。駆動回路１によりスイッチング素子Ｑ2 がオンされ
ると、電源用のコンデンサＣ0 から、カップリング用の
コンデンサＣ2 、共振用のコンデンサＣ1 及び負荷
Ｒ0 、共振用のインダクタＬ1、スイッチング素子Ｑ2
を介して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がオフす
ると、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーにより、
インダクタＬ1 からダイオードＤ1 、コンデンサＣ2 、
コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 を介してインダクタＬ 1 に戻
る経路で電流が流れて、インダクタＬ1 に蓄積されたエ
ネルギーが放出される。次に、スイッチング素子Ｑ1 が
オンすると、コンデンサＣ2 に蓄積された電荷により、
コンデンサＣ2 からスイッチング素子Ｑ1 、インダクタ
Ｌ1 、コンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 を介してコンデンサＣ
2 に戻る経路で電流が流れて、コンデンサＣ2 に蓄積さ
れた電荷が放出される。コンデンサＣ2 の容量は共振用
のコンデンサＣ1 の容量よりも十分に大きく設定されて
おり、定常状態では、コンデンサＣ0 の直流電圧の約１
／２の電圧が充電される。スイッチング素子Ｑ1 がオフ
すると、インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーによ
り、インダクタＬ1 からコンデンサＣ1 と負荷Ｒ0 、コ
ンデンサＣ2 、平滑用のコンデンサＣ0 、ダイオードＤ
2 を介してインダクタＬ1 に戻る経路で電流が流れて、
インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーが放出される。
以下、同じ過程を繰り返して、インダクタＬ1 とコンデ
ンサＣ1 の共振回路には、振動電流が流れる。これによ
り、コンデンサＣ1 の両端には、共振作用により高電圧
が発生し、これが負荷Ｒ0 に印加されるものである。負
荷Ｒ0 は放電灯であっても良い。
【０００４】この種のインバータ回路を用いた放電灯点
灯装置では、放電灯が外れたり、寿命末期の半波放電の
ような負荷異常時に、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が
大きくなり、異常な高電圧が発生する恐れがあった。ま
た、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れるスイッチング
電流も大きくなり、損失が増加して破壊に至る恐れがあ
った。このような負荷異常時に、インバータ回路を保護
するために、図１９に示すような回路が提案されている
（米国特許第４，４６１，９８０号）。この従来例で
は、ハーフブリッジ構成のインバータ回路が使用されて
おり、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、コ
ンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列回路が接続されている。コン
デンサＣ2 ，Ｃ3 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点の間には、共振用のインダクタＬ1 とコンデ
ンサＣ1 の直列回路が、電流帰還用のトランスＴ2 を介
して接続されている。電流帰還用のトランスＴ2 の２次
巻線は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御電極に接続
されており、これにより自励駆動式のインバータ回路が
構成されている。電源用のコンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列
回路には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路が図示され
た極性で接続されている。共振用のインダクタＬ1 の巻
線の途中には、タップが設けられており、このタップは
サーマルスイッチＢのヒータ部Ｈを介してダイオードＤ
3 ，Ｄ4 の接続点に接続されている。サーマルスイッチ
Ｂの接点部Ｓはスイッチング素子Ｑ2 の制御電極間に接
続されている。この従来例では、放電灯Ｗが無負荷とな
ったときに、ＬＣ共振回路に流れる電流が増加し、イン
ダクタＬ1 の電圧も上昇し、電圧クランプ用のダイオー
ドＤ3 ，Ｄ4 がオンする。このとき、サーマルスイッチ
Ｂのヒータ部Ｈに電流が流れ、バイメタルが加熱され
て、接点部Ｓがオン状態となり、スイッチング素子Ｑ2
の制御電極が短絡されて、インバータ回路の発振が停止
し、過電流を防止するものである。
灯装置では、放電灯が外れたり、寿命末期の半波放電の
ような負荷異常時に、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が
大きくなり、異常な高電圧が発生する恐れがあった。ま
た、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れるスイッチング
電流も大きくなり、損失が増加して破壊に至る恐れがあ
った。このような負荷異常時に、インバータ回路を保護
するために、図１９に示すような回路が提案されている
（米国特許第４，４６１，９８０号）。この従来例で
は、ハーフブリッジ構成のインバータ回路が使用されて
おり、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、コ
ンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列回路が接続されている。コン
デンサＣ2 ，Ｃ3 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点の間には、共振用のインダクタＬ1 とコンデ
ンサＣ1 の直列回路が、電流帰還用のトランスＴ2 を介
して接続されている。電流帰還用のトランスＴ2 の２次
巻線は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御電極に接続
されており、これにより自励駆動式のインバータ回路が
構成されている。電源用のコンデンサＣ2 ，Ｃ3 の直列
回路には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路が図示され
た極性で接続されている。共振用のインダクタＬ1 の巻
線の途中には、タップが設けられており、このタップは
サーマルスイッチＢのヒータ部Ｈを介してダイオードＤ
3 ，Ｄ4 の接続点に接続されている。サーマルスイッチ
Ｂの接点部Ｓはスイッチング素子Ｑ2 の制御電極間に接
続されている。この従来例では、放電灯Ｗが無負荷とな
ったときに、ＬＣ共振回路に流れる電流が増加し、イン
ダクタＬ1 の電圧も上昇し、電圧クランプ用のダイオー
ドＤ3 ，Ｄ4 がオンする。このとき、サーマルスイッチ
Ｂのヒータ部Ｈに電流が流れ、バイメタルが加熱され
て、接点部Ｓがオン状態となり、スイッチング素子Ｑ2
の制御電極が短絡されて、インバータ回路の発振が停止
し、過電流を防止するものである。
【０００５】図２０は別の従来例（米国特許第５，１３
８，２３４号）の回路図である。この従来例では、ハー
フブリッジ構成のインバータ回路において、共振用のコ
ンデンサＣ1 と並列にトランスＴを介して放電灯Ｗを接
続したものである。出力トランスＴの１次巻線には、セ
ンタータップを設けてあり、このタップは、電圧クラン
プ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に接続されてい
る。放電灯の無負荷時に、出力トランスＴの１次巻線に
過大な共振電圧が発生すると、この電圧による電流がク
ランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して電源側のコン
デンサＣ2 ，Ｃ3に帰還されて、出力トランスＴの１次
巻線に生じた共振電圧をクランプする。これにより、負
荷電力として消費されないエネルギーは、クランプ用の
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して電源側に帰還される。ま
た、特開昭５３−９２５７１号公報に記載された従来例
のように、出力トランスに別巻線を設けて、クランプ用
のダイオードにより過大な共振電圧をクランプする場合
もある。
８，２３４号）の回路図である。この従来例では、ハー
フブリッジ構成のインバータ回路において、共振用のコ
ンデンサＣ1 と並列にトランスＴを介して放電灯Ｗを接
続したものである。出力トランスＴの１次巻線には、セ
ンタータップを設けてあり、このタップは、電圧クラン
プ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に接続されてい
る。放電灯の無負荷時に、出力トランスＴの１次巻線に
過大な共振電圧が発生すると、この電圧による電流がク
ランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して電源側のコン
デンサＣ2 ，Ｃ3に帰還されて、出力トランスＴの１次
巻線に生じた共振電圧をクランプする。これにより、負
荷電力として消費されないエネルギーは、クランプ用の
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して電源側に帰還される。ま
た、特開昭５３−９２５７１号公報に記載された従来例
のように、出力トランスに別巻線を設けて、クランプ用
のダイオードにより過大な共振電圧をクランプする場合
もある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、回路構
成としてトランスやインダクタにタップ又は補助巻線を
必要とするので、構造が複雑となり、製造にも余分な工
程が必要となり、コストが高くなるという問題がある。
また、負荷の異常時には、異常電圧をクランプするため
の電流がクランプ用のダイオードを介してインダクタや
トランスの巻線に流れるため、インダクタやトランス類
の温度上昇が問題となる。
成としてトランスやインダクタにタップ又は補助巻線を
必要とするので、構造が複雑となり、製造にも余分な工
程が必要となり、コストが高くなるという問題がある。
また、負荷の異常時には、異常電圧をクランプするため
の電流がクランプ用のダイオードを介してインダクタや
トランスの巻線に流れるため、インダクタやトランス類
の温度上昇が問題となる。
【０００７】 本発明は、上述のような点に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、共振型のイン
バータ装置において、負荷に異常が発生したときに、過
大な電圧が発生したり、スイッチング素子に過大な共振
電流が流れることを簡単な回路構成で防止すると共に、
巻線に流れる電流を低減して発熱を抑制することにあ
る。
たものであり、その目的とするところは、共振型のイン
バータ装置において、負荷に異常が発生したときに、過
大な電圧が発生したり、スイッチング素子に過大な共振
電流が流れることを簡単な回路構成で防止すると共に、
巻線に流れる電流を低減して発熱を抑制することにあ
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電源Ｅと、直流電源Ｅから供給される直流電圧をス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とＬＣ共振回路により高周波
電圧に変換するインバータ回路Ａと、インバータ回路Ａ
から出力される高周波電圧を印加される負荷Ｒ0 とから
成るインバータ装置において、直流電源Ｅの両端にダイ
オードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路を逆並列接続し、負荷異常
時にインバータ回路Ａに発生する異常電圧を分圧するた
めのインピーダンス素子Ｚ1 ，Ｚ2 の直列回路を備え、
前記インピーダンス素子Ｚ1 ，Ｚ 2 の接続点と前記ダイ
オードＤ3 ，Ｄ4 の接続点を接続したことを特徴とする
ものである。
は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電源Ｅと、直流電源Ｅから供給される直流電圧をス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とＬＣ共振回路により高周波
電圧に変換するインバータ回路Ａと、インバータ回路Ａ
から出力される高周波電圧を印加される負荷Ｒ0 とから
成るインバータ装置において、直流電源Ｅの両端にダイ
オードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路を逆並列接続し、負荷異常
時にインバータ回路Ａに発生する異常電圧を分圧するた
めのインピーダンス素子Ｚ1 ，Ｚ2 の直列回路を備え、
前記インピーダンス素子Ｚ1 ，Ｚ 2 の接続点と前記ダイ
オードＤ3 ，Ｄ4 の接続点を接続したことを特徴とする
ものである。
【０００９】
【作用】本発明によれば、インピーダンス素子Ｚ1 ，Ｚ
2 により異常電圧を分圧し、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介
して直流電源Ｅに過電圧による電流を帰還させるように
したので、回路素子に過大な電圧が印加されたり、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2に過大な共振電流が流れること
を防止でき、また、出力トランスや共振用のインダクタ
Ｌ1 等の巻線に流れる電流を低減して発熱を抑制できる
ものである。
2 により異常電圧を分圧し、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介
して直流電源Ｅに過電圧による電流を帰還させるように
したので、回路素子に過大な電圧が印加されたり、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2に過大な共振電流が流れること
を防止でき、また、出力トランスや共振用のインダクタ
Ｌ1 等の巻線に流れる電流を低減して発熱を抑制できる
ものである。
【００１０】
【実施例】図２は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは、
ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続されてい
る。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、平滑
用のコンデンサＣ0 が接続されている。コンデンサＣ0
の両端には、バイポーラトランジスタよりなるスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されている。各ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1
，Ｄ2 が逆並列接続されている。一方のスイッチング
素子Ｑ1 の両端には、カップリング用のコンデンサＣ2
と共振用のインダクタＬ1 を介して、共振用のコンデン
サＣ11，Ｃ12の直列回路が接続されている。コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の直列回路の両端には、出力トランスＴの１
次巻線が接続されている。出力トランスＴの２次巻線に
は、負荷Ｒ0 が並列接続されている。各スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御端子には、インダクタＬ1 の２次巻
線が接続されており、インダクタＬ1 に流れる振動電流
により、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン／オ
フされる。抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ4 、ダイアックＱ
0 、ダイオードＤ0 は、インバータ回路の起動回路を構
成している。直流電源Ｅの平滑用のコンデンサＣ0 に
は、クランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路が図
示された極性で並列的に接続されている。ダイオードＤ
3 ，Ｄ4 の接続点は、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点に
接続されている。
下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは、
ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続されてい
る。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、平滑
用のコンデンサＣ0 が接続されている。コンデンサＣ0
の両端には、バイポーラトランジスタよりなるスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されている。各ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1
，Ｄ2 が逆並列接続されている。一方のスイッチング
素子Ｑ1 の両端には、カップリング用のコンデンサＣ2
と共振用のインダクタＬ1 を介して、共振用のコンデン
サＣ11，Ｃ12の直列回路が接続されている。コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の直列回路の両端には、出力トランスＴの１
次巻線が接続されている。出力トランスＴの２次巻線に
は、負荷Ｒ0 が並列接続されている。各スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御端子には、インダクタＬ1 の２次巻
線が接続されており、インダクタＬ1 に流れる振動電流
により、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン／オ
フされる。抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ4 、ダイアックＱ
0 、ダイオードＤ0 は、インバータ回路の起動回路を構
成している。直流電源Ｅの平滑用のコンデンサＣ0 に
は、クランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路が図
示された極性で並列的に接続されている。ダイオードＤ
3 ，Ｄ4 の接続点は、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点に
接続されている。
【００１１】以下、本実施例の動作について説明する。
電源を投入すると、交流電源ＡＣの交流電圧がダイオー
ドブリッジＤＢにより全波整流され、平滑用のコンデン
サＣ 0 で平滑されて、直流電圧に変換される。この直流
電圧は、インバータ起動回路の抵抗Ｒ1 を介してコンデ
ンサＣ4 に充電され、コンデンサＣ4 の電圧がダイアッ
クＱ0 のブレークオーバ電圧に達すると、ダイアックＱ
0 が導通する。これにより、コンデンサＣ4 の電荷がス
イッチング素子Ｑ2 の制御電極に供給されて、スイッチ
ング素子Ｑ2 がオンする。その後は、共振用のインダク
タＬ1 に流れる振動電流がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
の制御電極に帰還されて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が交互にオン／オフされる。インバータ回路により発振
された高周波電力は、出力トランスＴを介して負荷Ｒ0
に供給される。
電源を投入すると、交流電源ＡＣの交流電圧がダイオー
ドブリッジＤＢにより全波整流され、平滑用のコンデン
サＣ 0 で平滑されて、直流電圧に変換される。この直流
電圧は、インバータ起動回路の抵抗Ｒ1 を介してコンデ
ンサＣ4 に充電され、コンデンサＣ4 の電圧がダイアッ
クＱ0 のブレークオーバ電圧に達すると、ダイアックＱ
0 が導通する。これにより、コンデンサＣ4 の電荷がス
イッチング素子Ｑ2 の制御電極に供給されて、スイッチ
ング素子Ｑ2 がオンする。その後は、共振用のインダク
タＬ1 に流れる振動電流がスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
の制御電極に帰還されて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が交互にオン／オフされる。インバータ回路により発振
された高周波電力は、出力トランスＴを介して負荷Ｒ0
に供給される。
【００１２】図３は負荷Ｒ0 が正常であるときに、コン
デンサＣ2 に流れる電流Ｉｃの動作波形である。この場
合、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点の電位が、直流電源
Ｅの電位よりも低いので、クランプ用のダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 はオンしない。スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 には、図３に示す順番で電
流Ｉｃが流れる。まず、スイッチング素子Ｑ2 がオンす
ると、平滑用のコンデンサＣ0からカップリング用のコ
ンデンサＣ2 を通り、コンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路
と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路、インダクタＬ
1 、スイッチング素子Ｑ 2 を経て、平滑用のコンデンサ
Ｃ0 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。次に、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフすると、インダクタＬ1 から、ダイオ
ードＤ1 、コンデンサＣ2 を通り、コンデンサＣ11，Ｃ
12の直列回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0の並列回路を
経て、インダクタＬ1 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。
次に、スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、カップリン
グ用のコンデンサＣ2 を電源として、コンデンサＣ2 か
ら、スイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 を通り、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路と出力トランスＴと負荷
Ｒ0 の並列回路を経て、コンデンサＣ2 に戻る経路で電
流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフする
と、インダクタＬ1 から、コンデンサＣ11，Ｃ12の直列
回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路を通り、コ
ンデンサＣ2 、コンデンサＣ0 、ダイオードＤ2を経
て、インダクタＬ1 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。
デンサＣ2 に流れる電流Ｉｃの動作波形である。この場
合、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点の電位が、直流電源
Ｅの電位よりも低いので、クランプ用のダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 はオンしない。スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 には、図３に示す順番で電
流Ｉｃが流れる。まず、スイッチング素子Ｑ2 がオンす
ると、平滑用のコンデンサＣ0からカップリング用のコ
ンデンサＣ2 を通り、コンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路
と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路、インダクタＬ
1 、スイッチング素子Ｑ 2 を経て、平滑用のコンデンサ
Ｃ0 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。次に、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオフすると、インダクタＬ1 から、ダイオ
ードＤ1 、コンデンサＣ2 を通り、コンデンサＣ11，Ｃ
12の直列回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0の並列回路を
経て、インダクタＬ1 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。
次に、スイッチング素子Ｑ1 がオンすると、カップリン
グ用のコンデンサＣ2 を電源として、コンデンサＣ2 か
ら、スイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 を通り、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路と出力トランスＴと負荷
Ｒ0 の並列回路を経て、コンデンサＣ2 に戻る経路で電
流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフする
と、インダクタＬ1 から、コンデンサＣ11，Ｃ12の直列
回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路を通り、コ
ンデンサＣ2 、コンデンサＣ0 、ダイオードＤ2を経
て、インダクタＬ1 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。
【００１３】次に、無負荷時には、ＬＣ共振による電流
が増加し、共振用のコンデンサＣ11，Ｃ12の接続点の電
位が上昇する。この電位が直流電源Ｅの電位よりも高く
なると、クランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 がオン状態
となる。このときの動作波形は図４に示すようになり、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ3 ，Ｄ4に
は、図４に示す順番で電流Ｉｃが流れる。まず、スイッ
チング素子Ｑ1 がオンのときは、カップリング用のコン
デンサＣ2 を電源として、コンデンサＣ2 から、スイッ
チング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 を通り、コンデンサＣ
11，Ｃ12の直列回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列
回路を経て、コンデンサＣ2 に戻る経路で電流Ｉｃが流
れる。このとき、無負荷であるため、コンデンサＣ11，
Ｃ12の共振電圧が上昇し、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続
点の電位は、直流電源Ｅの電位より高くなろうとする。
このため、カップリング用のコンデンサＣ2 から、共振
用のコンデンサＣ11、ダイオードＤ3 を介して、コンデ
ンサＣ2 に戻る経路で帰還電流が流れて、共振電圧の上
昇が防止される。次に、スイッチング素子Ｑ2 がオンす
ると、平滑用のコンデンサＣ0 から、カップリング用の
コンデンサＣ2 、共振用のコンデンサＣ11，Ｃ12の直列
回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路を通り、イ
ンダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、コンデン
サＣ0 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。この場合も、無
負荷であるため、コンデンサＣ11，Ｃ 12の接続点の電位
が、直流電源Ｅの電位よりも高くなろうとする。これに
より、クランプ用のダイオードＤ4 がオンし、共振用の
コンデンサＣ11からカップリング用のコンデンサＣ2 、
平滑用のコンデンサＣ0 、ダイオードＤ4 を通り、コン
デンサＣ11に戻る経路で帰還電流が流れて、共振電圧の
上昇が防止される。
が増加し、共振用のコンデンサＣ11，Ｃ12の接続点の電
位が上昇する。この電位が直流電源Ｅの電位よりも高く
なると、クランプ用のダイオードＤ3 ，Ｄ4 がオン状態
となる。このときの動作波形は図４に示すようになり、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ3 ，Ｄ4に
は、図４に示す順番で電流Ｉｃが流れる。まず、スイッ
チング素子Ｑ1 がオンのときは、カップリング用のコン
デンサＣ2 を電源として、コンデンサＣ2 から、スイッ
チング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 を通り、コンデンサＣ
11，Ｃ12の直列回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列
回路を経て、コンデンサＣ2 に戻る経路で電流Ｉｃが流
れる。このとき、無負荷であるため、コンデンサＣ11，
Ｃ12の共振電圧が上昇し、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続
点の電位は、直流電源Ｅの電位より高くなろうとする。
このため、カップリング用のコンデンサＣ2 から、共振
用のコンデンサＣ11、ダイオードＤ3 を介して、コンデ
ンサＣ2 に戻る経路で帰還電流が流れて、共振電圧の上
昇が防止される。次に、スイッチング素子Ｑ2 がオンす
ると、平滑用のコンデンサＣ0 から、カップリング用の
コンデンサＣ2 、共振用のコンデンサＣ11，Ｃ12の直列
回路と出力トランスＴと負荷Ｒ0 の並列回路を通り、イ
ンダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、コンデン
サＣ0 に戻る経路で電流Ｉｃが流れる。この場合も、無
負荷であるため、コンデンサＣ11，Ｃ 12の接続点の電位
が、直流電源Ｅの電位よりも高くなろうとする。これに
より、クランプ用のダイオードＤ4 がオンし、共振用の
コンデンサＣ11からカップリング用のコンデンサＣ2 、
平滑用のコンデンサＣ0 、ダイオードＤ4 を通り、コン
デンサＣ11に戻る経路で帰還電流が流れて、共振電圧の
上昇が防止される。
【００１４】以上のようにして、本発明の回路では、無
負荷時に共振電圧の上昇が防止されて、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流の大きさは、負荷時と略同一
となる。また、放電灯の寿命末期時などの負荷が軽くな
った場合にも同様の動作を行う。なお、本実施例におい
てコンデンサＣ11，Ｃ12の容量を非対称にし、電圧の分
圧比を変えることにより、トランスＴの出力電圧を自由
に設定できる。
負荷時に共振電圧の上昇が防止されて、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流の大きさは、負荷時と略同一
となる。また、放電灯の寿命末期時などの負荷が軽くな
った場合にも同様の動作を行う。なお、本実施例におい
てコンデンサＣ11，Ｃ12の容量を非対称にし、電圧の分
圧比を変えることにより、トランスＴの出力電圧を自由
に設定できる。
【００１５】図５は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例では、図２に示す第１実施例において、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路に代えて、インダクタＬ
2 ，Ｌ 3 の直列回路を使用したものである。負荷Ｒ0 と
共振用のコンデンサＣ1 の並列回路は、インダクタ
Ｌ2 ，Ｌ3 の直列回路に並列接続されている。本実施例
において、負荷Ｒ0 に異常があるときには、共振用のコ
ンデンサＣ1 の両端電圧が上昇し、インダクタＬ2 ，Ｌ
3 には、過大な電圧が発生しようとするが、この電圧は
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 によりクランプされる。
る。本実施例では、図２に示す第１実施例において、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路に代えて、インダクタＬ
2 ，Ｌ 3 の直列回路を使用したものである。負荷Ｒ0 と
共振用のコンデンサＣ1 の並列回路は、インダクタ
Ｌ2 ，Ｌ3 の直列回路に並列接続されている。本実施例
において、負荷Ｒ0 に異常があるときには、共振用のコ
ンデンサＣ1 の両端電圧が上昇し、インダクタＬ2 ，Ｌ
3 には、過大な電圧が発生しようとするが、この電圧は
ダイオードＤ3 ，Ｄ4 によりクランプされる。
【００１６】図６は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、図５に示す第２実施例において、イ
ンダクタＬ2 ，Ｌ3 の直列回路に代えて、抵抗Ｒ2 ，Ｒ
3 の直列回路を使用したものである。また、図７は本発
明の第４実施例の回路図である。本実施例では、図５に
示す第２実施例において、インダクタＬ3 に代えて、コ
ンデンサＣ12を接続したものである。これらの実施例に
おいても、本発明の効果が得られる。
る。本実施例では、図５に示す第２実施例において、イ
ンダクタＬ2 ，Ｌ3 の直列回路に代えて、抵抗Ｒ2 ，Ｒ
3 の直列回路を使用したものである。また、図７は本発
明の第４実施例の回路図である。本実施例では、図５に
示す第２実施例において、インダクタＬ3 に代えて、コ
ンデンサＣ12を接続したものである。これらの実施例に
おいても、本発明の効果が得られる。
【００１７】図８は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、図２に示す第１実施例において、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路と並列に、共振用のコン
デンサＣ1 を接続したものである。また、図９は本発明
の第６実施例の回路図である。この実施例では、図８に
示す第５実施例において、出力トランスＴをリーケージ
タイプとし、そのリーケージインダクタンスを共振用の
インダクタＬ1 の代用としたものである。コンデンサＣ
11，Ｃ12の直列回路は、図１０に示す本発明の第７実施
例のように、出力トランスＴの２次巻線に並列接続して
も良い。
る。本実施例では、図２に示す第１実施例において、コ
ンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路と並列に、共振用のコン
デンサＣ1 を接続したものである。また、図９は本発明
の第６実施例の回路図である。この実施例では、図８に
示す第５実施例において、出力トランスＴをリーケージ
タイプとし、そのリーケージインダクタンスを共振用の
インダクタＬ1 の代用としたものである。コンデンサＣ
11，Ｃ12の直列回路は、図１０に示す本発明の第７実施
例のように、出力トランスＴの２次巻線に並列接続して
も良い。
【００１８】図１１は本発明の第８実施例の回路図であ
る。本実施例では、図８に示した第５実施例において、
コンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路を共振用のコンデンサ
Ｃ1の両端に並列接続するのではなく、共振用のインダ
クタＬ1 の両端に接続したものである。また、負荷Ｒ0
は、共振用のコンデンサＣ1 の両端に直接的に並列接続
している。本実施例において、負荷Ｒ0 に異常があると
きには、共振用のインダクタＬ1 の両端電圧が上昇し、
コンデンサＣ11，Ｃ12には、過大な電圧が発生しようと
するが、この電圧はダイオードＤ3 ，Ｄ4 によりクラン
プされる。この回路では、分圧用のインピーダンス素子
としてコンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路を使用している
が、抵抗の直列回路でも良いし、インダクタの直列回路
でも良いし、インダクタとコンデンサの直列回路でも良
い。
る。本実施例では、図８に示した第５実施例において、
コンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路を共振用のコンデンサ
Ｃ1の両端に並列接続するのではなく、共振用のインダ
クタＬ1 の両端に接続したものである。また、負荷Ｒ0
は、共振用のコンデンサＣ1 の両端に直接的に並列接続
している。本実施例において、負荷Ｒ0 に異常があると
きには、共振用のインダクタＬ1 の両端電圧が上昇し、
コンデンサＣ11，Ｃ12には、過大な電圧が発生しようと
するが、この電圧はダイオードＤ3 ，Ｄ4 によりクラン
プされる。この回路では、分圧用のインピーダンス素子
としてコンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路を使用している
が、抵抗の直列回路でも良いし、インダクタの直列回路
でも良いし、インダクタとコンデンサの直列回路でも良
い。
【００１９】図１２は本発明の第９実施例の回路図であ
る。本実施例では、フルブリッジ構成のインバータ回路
を使用しており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回
路と、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の直列回路を、イン
バータ回路の直流入力端子間に並列接続し、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と、スイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4 の接続点の間に、インダクタＬ1 とコンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の直列回路を接続したものである。コンデン
サＣ11，Ｃ12の直列回路には、出力トランスＴの１次巻
線が並列接続されている。出力トランスＴの２次巻線に
は、負荷Ｒ0 が並列接続されている。インバータ回路の
直流入力端子間には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4の直列回路
が図示された極性で接続されている。ダイオードＤ3 ，
Ｄ4 の接続点は、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点に接続
されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのとき
には、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はオフなり、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフのときには、スイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ3 はオンとなる。これにより、インダクタ
Ｌ1 とコンデンサＣ11，Ｃ12の共振回路には振動電流が
流れる。負荷Ｒ0 が放電灯である場合において、寿命末
期に半波放電状態となったり、放電灯が外れたりして、
負荷インピーダンスが急変すると、共振用のコンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の電圧が上昇しようとするが、この電圧はダ
イオードＤ3 ，Ｄ 4 によりクランプされる。したがっ
て、異常な高電圧や過大な電流が生じることを防止でき
る。
る。本実施例では、フルブリッジ構成のインバータ回路
を使用しており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回
路と、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の直列回路を、イン
バータ回路の直流入力端子間に並列接続し、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と、スイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4 の接続点の間に、インダクタＬ1 とコンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の直列回路を接続したものである。コンデン
サＣ11，Ｃ12の直列回路には、出力トランスＴの１次巻
線が並列接続されている。出力トランスＴの２次巻線に
は、負荷Ｒ0 が並列接続されている。インバータ回路の
直流入力端子間には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4の直列回路
が図示された極性で接続されている。ダイオードＤ3 ，
Ｄ4 の接続点は、コンデンサＣ11，Ｃ12の接続点に接続
されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのとき
には、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はオフなり、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフのときには、スイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ3 はオンとなる。これにより、インダクタ
Ｌ1 とコンデンサＣ11，Ｃ12の共振回路には振動電流が
流れる。負荷Ｒ0 が放電灯である場合において、寿命末
期に半波放電状態となったり、放電灯が外れたりして、
負荷インピーダンスが急変すると、共振用のコンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の電圧が上昇しようとするが、この電圧はダ
イオードＤ3 ，Ｄ 4 によりクランプされる。したがっ
て、異常な高電圧や過大な電流が生じることを防止でき
る。
【００２０】図１３は本発明の第１０実施例の回路図で
ある。本実施例では、プッシュプル構成のインバータ回
路を使用しており、出力トランスＴの第１及び第２の１
次巻線に、それぞれコンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路
と、コンデンサＣ13，Ｃ14の直列回路を並列接続してい
る。また、出力トランスＴの第１及び第２の１次巻線の
直列回路には、コンデンサＣ1 を並列接続している。イ
ンバータ回路の直流入力端子間には、ダイオードＤ3 ，
Ｄ4 の直列回路が図示された極性で接続されている。ダ
イオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点には、コンデンサＣ11，Ｃ
12の接続点がダイオードＤ5 を介して接続されると共
に、コンデンサＣ13，Ｃ14の接続点がダイオードＤ6 を
介して接続されている。出力トランスＴの第１及び第２
の１次巻線の接続点は、インダクタＬ1 を介して直流入
力端子の正極に接続されている。また、第１及び第２の
１次巻線の他端は、それぞれ第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を介して、直流入力端子の負極に接続
されている。出力トランスＴの２次巻線には、負荷Ｒ0
が並列接続されている。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
は交互にオン／オフされる。これにより、負荷Ｒ0 には
高周波電力が供給される。
ある。本実施例では、プッシュプル構成のインバータ回
路を使用しており、出力トランスＴの第１及び第２の１
次巻線に、それぞれコンデンサＣ11，Ｃ12の直列回路
と、コンデンサＣ13，Ｃ14の直列回路を並列接続してい
る。また、出力トランスＴの第１及び第２の１次巻線の
直列回路には、コンデンサＣ1 を並列接続している。イ
ンバータ回路の直流入力端子間には、ダイオードＤ3 ，
Ｄ4 の直列回路が図示された極性で接続されている。ダ
イオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点には、コンデンサＣ11，Ｃ
12の接続点がダイオードＤ5 を介して接続されると共
に、コンデンサＣ13，Ｃ14の接続点がダイオードＤ6 を
介して接続されている。出力トランスＴの第１及び第２
の１次巻線の接続点は、インダクタＬ1 を介して直流入
力端子の正極に接続されている。また、第１及び第２の
１次巻線の他端は、それぞれ第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を介して、直流入力端子の負極に接続
されている。出力トランスＴの２次巻線には、負荷Ｒ0
が並列接続されている。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
は交互にオン／オフされる。これにより、負荷Ｒ0 には
高周波電力が供給される。
【００２１】図１４は本発明の第１１実施例の回路図で
ある。本実施例では、一石式のインバータ回路を使用し
ており、図８に示した第５実施例において、スイッチン
グ素子Ｑ1 に代えて、インダクタＬ5 とコンデンサＣ5
のＬＣ並列共振回路を接続したものである。コンデンサ
Ｃ5 は浮遊容量であっても良い。また、負荷Ｒ0 は出力
トランスＴを介さずに共振用のコンデンサＣ1 の両端に
直接に並列接続されている。
ある。本実施例では、一石式のインバータ回路を使用し
ており、図８に示した第５実施例において、スイッチン
グ素子Ｑ1 に代えて、インダクタＬ5 とコンデンサＣ5
のＬＣ並列共振回路を接続したものである。コンデンサ
Ｃ5 は浮遊容量であっても良い。また、負荷Ｒ0 は出力
トランスＴを介さずに共振用のコンデンサＣ1 の両端に
直接に並列接続されている。
【００２２】図１５は本発明の第１２実施例の回路図で
ある。本実施例では、図１４に示した第１１実施例にお
いて、インダクタＬ5 とコンデンサＣ5 のＬＣ並列共振
回路に、インダクタＬ1 を介して接続された負荷回路
を、スイッチング素子Ｑ2 の両端に接続したものであ
る。また、負荷Ｒ0 は出力トランスＴを介して共振用の
コンデンサＣ1 の両端に並列接続されている。
ある。本実施例では、図１４に示した第１１実施例にお
いて、インダクタＬ5 とコンデンサＣ5 のＬＣ並列共振
回路に、インダクタＬ1 を介して接続された負荷回路
を、スイッチング素子Ｑ2 の両端に接続したものであ
る。また、負荷Ｒ0 は出力トランスＴを介して共振用の
コンデンサＣ1 の両端に並列接続されている。
【００２３】図１６は本発明の第１３実施例の回路図で
ある。本実施例では、図１５に示した第１２実施例にお
いて、コンデンサＣ1 の両端に並列接続されたコンデン
サＣ 11，Ｃ12の直列回路を、インダクタＬ1 の両端に接
続したものである。分圧用のインピーダンスとしては、
コンデンサの直列回路に限らず、抵抗の直列回路やイン
ダクタの直列回路、インダクタとコンデンサの直列回路
を使用しても構わない。
ある。本実施例では、図１５に示した第１２実施例にお
いて、コンデンサＣ1 の両端に並列接続されたコンデン
サＣ 11，Ｃ12の直列回路を、インダクタＬ1 の両端に接
続したものである。分圧用のインピーダンスとしては、
コンデンサの直列回路に限らず、抵抗の直列回路やイン
ダクタの直列回路、インダクタとコンデンサの直列回路
を使用しても構わない。
【００２４】なお、図示実施例では、スイッチング素子
として、バイポーラトランジスタを例示したが、パワー
ＭＯＳＦＥＴを使用しても良い。
として、バイポーラトランジスタを例示したが、パワー
ＭＯＳＦＥＴを使用しても良い。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、ＬＣ共振回路とスイッ
チング素子を用いたインバータ回路により直流電源の電
圧を高周波に変換して負荷に供給するようにしたインバ
ータ装置において、直流電源の両端に一方向導通素子の
直列回路を逆並列接続し、負荷異常時にインバータ回路
に発生する異常電圧を分圧するためのインピーダンス素
子の直列回路を備え、前記インピーダンス素子の接続点
と前記一方向導通素子の接続点を接続したので、負荷の
異常時に共振電圧の上昇を防止でき、インバータ回路内
のスイッチング素子には、負荷時と略同一のスイッチン
グ電流が流れ、損失の増加を防止できる。また、出力ト
ランスや共振用のインダクタにタップを設ける必要がな
く、構造が簡単となり、コストを低減できるという効果
があり、さらに、クランプ動作中は、出力トランスや共
振用のインダクタには、クランプ電流が流れないので、
温度上昇を抑制できるという効果もある。
チング素子を用いたインバータ回路により直流電源の電
圧を高周波に変換して負荷に供給するようにしたインバ
ータ装置において、直流電源の両端に一方向導通素子の
直列回路を逆並列接続し、負荷異常時にインバータ回路
に発生する異常電圧を分圧するためのインピーダンス素
子の直列回路を備え、前記インピーダンス素子の接続点
と前記一方向導通素子の接続点を接続したので、負荷の
異常時に共振電圧の上昇を防止でき、インバータ回路内
のスイッチング素子には、負荷時と略同一のスイッチン
グ電流が流れ、損失の増加を防止できる。また、出力ト
ランスや共振用のインダクタにタップを設ける必要がな
く、構造が簡単となり、コストを低減できるという効果
があり、さらに、クランプ動作中は、出力トランスや共
振用のインダクタには、クランプ電流が流れないので、
温度上昇を抑制できるという効果もある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路図である。
【図３】本発明の第１実施例の負荷時における動作波形
図である。
図である。
【図４】本発明の第１実施例の無負荷時における動作波
形図である。
形図である。
【図５】本発明の第２実施例の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例の回路図である。
【図７】本発明の第４実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例の回路図である。
【図９】本発明の第６実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第７実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第８実施例の回路図である。
【図１２】本発明の第９実施例の回路図である。
【図１３】本発明の第１０実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第１２実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第１３実施例の回路図である。
【図１７】第１の従来例の回路図である。
【図１８】第２の従来例の回路図である。
【図１９】第３の従来例の回路図である。
【図２０】第４の従来例の回路図である。
Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｃ1 コンデンサ Ｌ1 インダクタ Ｒ0 負荷 Ｚ1 インピーダンス素子 Ｚ2 インピーダンス素子 Ｄ3 ダイオード Ｄ4 ダイオード Ｅ 直流電源
フロントページの続き (72)発明者 五島 和宏 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−206499（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源から供給される
直流電圧をスイッチング素子とＬＣ共振回路により高周
波電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路か
ら出力される高周波電圧を印加される負荷とから成るイ
ンバータ装置において、直流電源の両端に一方向導通素
子の直列回路を逆並列接続し、負荷異常時にインバータ
回路に発生する異常電圧を分圧するためのインピーダン
ス素子の直列回路を備え、前記インピーダンス素子の接
続点と前記一方向導通素子の接続点を接続したことを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交互にオン／オフされる第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を直流電源の両端に接続
し、第１又は第２のスイッチング素子の両端に、カップ
リング用のコンデンサを介して共振用のインダクタと共
振用のコンデンサの直列回路を接続し、共振用のインダ
クタ又は共振用のコンデンサのいずれか一方に負荷を並
列的に接続し、共振用のインダクタ又は共振用のコンデ
ンサのいずれか一方に異常電圧を分圧するためのインピ
ーダンス素子の直列回路を備え、直流電源の両端に一方
向導通素子の直列回路を逆並列接続し、前記インピーダ
ンス素子の接続点と前記一方向導通素子の接続点を接続
したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 交互にオン／オフされる第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を直流電源の両端に接続
し、第１又は第２のスイッチング素子の両端に、カップ
リング用のコンデンサを介して共振用のコンデンサの直
列回路を接続し、共振用のコンデンサの両端にリーケー
ジ型の出力トランスを介して負荷を並列的に接続し、出
力トランスの巻線に異常電圧を分圧するためのインピー
ダンス素子の直列回路を備え、直流電源の両端に一方向
導通素子の直列回路を逆並列接続し、前記インピーダン
ス素子の接続点と前記一方向導通素子の接続点を接続し
たことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 ＬＣ共振回路を有するフルブリッジ型
のインバータ装置において、ＬＣ共振回路に生じる異常
電圧を分圧するためのインピーダンス素子の直列回路を
備え、直流電源の両端に一方向導通素子の直列回路を逆
並列接続し、前記インピーダンス素子の接続点と前記一
方向導通素子の接続点を接続したことを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項５】 ＬＣ共振回路を有するプッシュプル型
のインバータ装置において、ＬＣ共振回路に生じる異常
電圧を分圧するためのインピーダンス素子の直列回路を
備え、直流電源の両端に一方向導通素子の直列回路を逆
並列接続し、前記インピーダンス素子の接続点と前記一
方向導通素子の接続点を接続したことを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項６】 ＬＣ共振回路を有する一石式のインバ
ータ装置において、ＬＣ共振回路に生じる異常電圧を分
圧するためのインピーダンス素子の直列回路を備え、直
流電源の両端に一方向導通素子の直列回路を逆並列接続
し、前記インピーダンス素子の接続点と前記一方向導通
素子の接続点を接続したことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項７】 インピーダンス素子の直列回路は、コ
ンデンサの直列回路よりなることを特徴とする請求項１
乃至６のいずれか１項に記載のインバータ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25702792A JP3295978B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | インバータ装置 |
| US08/125,436 US5449979A (en) | 1992-09-25 | 1993-09-22 | Inverter power supply |
| CN93118095A CN1028274C (zh) | 1992-09-25 | 1993-09-25 | 电源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25702792A JP3295978B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH06111976A JPH06111976A (ja) | 1994-04-22 |
| JP3295978B2 true JP3295978B2 (ja) | 2002-06-24 |
Family
ID=17300730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25702792A Expired - Lifetime JP3295978B2 (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
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-
1992
- 1992-09-25 JP JP25702792A patent/JP3295978B2/ja not_active Expired - Lifetime
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