JP3273958B2 - 復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】線型変調信号を使用した移動無線
通信における受信装置に使用される復調装置に関し、特
に線型変調信号の特別の場合である位相変調信号の復調
に適した復調装置に関する。
通信における受信装置に使用される復調装置に関し、特
に線型変調信号の特別の場合である位相変調信号の復調
に適した復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】複素平面上のＭ個の点を、 Ａ0 、Ａ1 、・・・、ＡM1 〔M1はＭ−１を意味す
る〕 とする。各Ａの添字０、１、・・・、Ｍ−１を符号と呼
ぶ。符号系列｛Ｃm ｝を構成する各要素Ｃm は上記Ｍ個
の点のどれかと一致するものと仮定する。ここでｍは整
数である。
る〕 とする。各Ａの添字０、１、・・・、Ｍ−１を符号と呼
ぶ。符号系列｛Ｃm ｝を構成する各要素Ｃm は上記Ｍ個
の点のどれかと一致するものと仮定する。ここでｍは整
数である。
【０００３】符号系列｛Ｃm ｝を送信しようとすると
き、送信装置のベースバンド信号Ｃ（Ｔ）は次式で表さ
れる複素信号となる。 Ｃ（Ｔ）＝ΣＣm ｈ（Ｔ−ｍＴs ） 〔Σの範囲はｍ
（整数）全体〕 ここで、ｈ（Ｔ）は実数値関数であって、送信ベースバ
ンドフィルタのインパルス応答である。また、Ｔs
〔秒〕は符号周期と呼ばれる。複素信号は実部と虚部の
二つの信号で構成されており、前記ベースバンド信号Ｃ
（Ｔ）は Ｃ（Ｔ）＝ＣI （Ｔ）＋ｊＣQ （Ｔ） ＣI （Ｔ）＝Ｒｅ｛Ｃ（Ｔ）｝、ＣQ （Ｔ）＝Ｉｍ｛Ｃ（Ｔ）｝ と表すことができる。ここで、Ｒｅは実部、Ｉｍは虚部
をとる関数である。ｈ（Ｔ）のフーリエ変換をＨ（Ｆ）
とすると、 Ｈ（Ｆ）＝０、 Ｆの絶対値≧Ｂ÷２ でなければならない。Ｂは占有帯域幅と呼ばれる。
き、送信装置のベースバンド信号Ｃ（Ｔ）は次式で表さ
れる複素信号となる。 Ｃ（Ｔ）＝ΣＣm ｈ（Ｔ−ｍＴs ） 〔Σの範囲はｍ
（整数）全体〕 ここで、ｈ（Ｔ）は実数値関数であって、送信ベースバ
ンドフィルタのインパルス応答である。また、Ｔs
〔秒〕は符号周期と呼ばれる。複素信号は実部と虚部の
二つの信号で構成されており、前記ベースバンド信号Ｃ
（Ｔ）は Ｃ（Ｔ）＝ＣI （Ｔ）＋ｊＣQ （Ｔ） ＣI （Ｔ）＝Ｒｅ｛Ｃ（Ｔ）｝、ＣQ （Ｔ）＝Ｉｍ｛Ｃ（Ｔ）｝ と表すことができる。ここで、Ｒｅは実部、Ｉｍは虚部
をとる関数である。ｈ（Ｔ）のフーリエ変換をＨ（Ｆ）
とすると、 Ｈ（Ｆ）＝０、 Ｆの絶対値≧Ｂ÷２ でなければならない。Ｂは占有帯域幅と呼ばれる。
【０００４】Ｆc を搬送波周波数とすると、送信装置よ
り送信される線型変調信号ｓ（Ｔ）は、 ｓ（Ｔ）＝Ｒｅ〔Ｂ（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦc Ｔ）〕・｛（２Ｐ）の平方根｝ Ｐは線型変調信号の電力であって、前記ｈ（Ｔ）は Ｐ＝ｌｉｍ（１÷Ｔ´）〔｛ｓ（Ｔ）・ｓ（Ｔ）｝のＴについての積分〕 〔ｌｉｍはＴ´を＋無限大にしたときの極限、積分範囲
は−Ｔ´÷２からＴ´÷２までである。〕となるように
定められる。
り送信される線型変調信号ｓ（Ｔ）は、 ｓ（Ｔ）＝Ｒｅ〔Ｂ（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦc Ｔ）〕・｛（２Ｐ）の平方根｝ Ｐは線型変調信号の電力であって、前記ｈ（Ｔ）は Ｐ＝ｌｉｍ（１÷Ｔ´）〔｛ｓ（Ｔ）・ｓ（Ｔ）｝のＴについての積分〕 〔ｌｉｍはＴ´を＋無限大にしたときの極限、積分範囲
は−Ｔ´÷２からＴ´÷２までである。〕となるように
定められる。
【０００５】複素平面上のＭ個の点が、 Ａl ＝ｅｘｐ（ｊ２πｌ÷Ｍ） ｌ＝０、１、・・
・、Ｍ−１ であるＭ相位相変調では、 Ａl の絶対値 ＝１ であるが、変調信号の包絡線ｒ（Ｔ） ｒ（Ｔ）＝Ｃ（Ｔ）の絶対値 は一定ではない。一般に、様々な系列｛Ｃm ｝、｛Ｃm
｝´、・・・に対する平均値をＥを以て表すと、包絡
線の平均値は Ｅ〔ｒ（Ｔ）〕＝μ（Ｔ） となり、μ（Ｔ）は周期Ｔs の周期関数となる。
・、Ｍ−１ であるＭ相位相変調では、 Ａl の絶対値 ＝１ であるが、変調信号の包絡線ｒ（Ｔ） ｒ（Ｔ）＝Ｃ（Ｔ）の絶対値 は一定ではない。一般に、様々な系列｛Ｃm ｝、｛Ｃm
｝´、・・・に対する平均値をＥを以て表すと、包絡
線の平均値は Ｅ〔ｒ（Ｔ）〕＝μ（Ｔ） となり、μ（Ｔ）は周期Ｔs の周期関数となる。
【０００６】図６は従来の技術による復調装置の原理図
である。アンテナ（図示せず）より受信された線型変調
信号はコンバータ（図示せず）によって中間周波数Ｆ0
に変換され復調装置の入力端子２１に入力される。ＩＦ
フィルタ２２は理想的にはＦ0 ±Ｂ÷２の通過帯域を有
し、それ以外の成分は抑圧してしまう。
である。アンテナ（図示せず）より受信された線型変調
信号はコンバータ（図示せず）によって中間周波数Ｆ0
に変換され復調装置の入力端子２１に入力される。ＩＦ
フィルタ２２は理想的にはＦ0 ±Ｂ÷２の通過帯域を有
し、それ以外の成分は抑圧してしまう。
【０００７】ＩＦフィルタ２２が理想的な特性を持って
いるとすれば、ＩＦフィルタ２２の出力は、 ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ）の平方根｝・ΣＣm ｈ´（Ｔ−ｍＴs ）・ ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）＋ｎ（Ｔ）〕 〔Σの範囲はｍ（整数）全体〕 但し、ｎ（Ｔ）は雑音を表し、ｈ´（Ｔ）は送信ベース
バンドフィルタのインパルス応答とＩＦフィルタ２２の
複素包絡線との畳み込みである。ｈ´（Ｔ）のフーリエ
変換をＨ´（Ｔ）、ＩＦフィルタ２２の周波数特性をＨ
1 （Ｆ）とすると、 Ｈ´（Ｆ）＝Ｈ（Ｆ）Ｈ1 （Ｆ＋Ｆ0 ） Ｆの絶対値≦Ｂ÷２ Ｈ´（Ｆ）＝０ Ｆの絶対値＞Ｂ÷２ である。ここで、式を簡単にするため、 Ｃ´（Ｔ）＝ΣＣm ｈ´（Ｔ−ｍＴs ） と置くと、Ｃ´（Ｔ）の包絡線 ｒ´（Ｔ）＝Ｃ´（Ｔ）の絶対値 は前述のように、一定ではなく、その平均値 Ｅ〔ｒ´（Ｔ）〕＝μ´（Ｔ） は周期Ｔs の周期関数となる。
いるとすれば、ＩＦフィルタ２２の出力は、 ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ）の平方根｝・ΣＣm ｈ´（Ｔ−ｍＴs ）・ ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）＋ｎ（Ｔ）〕 〔Σの範囲はｍ（整数）全体〕 但し、ｎ（Ｔ）は雑音を表し、ｈ´（Ｔ）は送信ベース
バンドフィルタのインパルス応答とＩＦフィルタ２２の
複素包絡線との畳み込みである。ｈ´（Ｔ）のフーリエ
変換をＨ´（Ｔ）、ＩＦフィルタ２２の周波数特性をＨ
1 （Ｆ）とすると、 Ｈ´（Ｆ）＝Ｈ（Ｆ）Ｈ1 （Ｆ＋Ｆ0 ） Ｆの絶対値≦Ｂ÷２ Ｈ´（Ｆ）＝０ Ｆの絶対値＞Ｂ÷２ である。ここで、式を簡単にするため、 Ｃ´（Ｔ）＝ΣＣm ｈ´（Ｔ−ｍＴs ） と置くと、Ｃ´（Ｔ）の包絡線 ｒ´（Ｔ）＝Ｃ´（Ｔ）の絶対値 は前述のように、一定ではなく、その平均値 Ｅ〔ｒ´（Ｔ）〕＝μ´（Ｔ） は周期Ｔs の周期関数となる。
【０００８】リミッタ２３は入力信号の包絡線を一定に
する。リミッタ２３の出力信号は ｓｇｎ〔ｘ（Ｔ）〕 である。ｓｇｎはｘ（Ｔ）の符号関数であってｘ（Ｔ）
≧０のとき１、ｘ（Ｔ）＜０のとき−１の値をとる。前
記ｘ（Ｔ）を複素平面上に表すと図５（ａ）のようにな
る。これを別の式で表せば ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ）の平方根・ｒ´ｅｘｐ（ｊθ） ＋ρｅｘｐ（ｊφ）｝・ｅｘｐ（２πＦ0 Ｔ）〕 となる。図５よりリミッタ２３の出力は ｓｇｎ〔Ｒｅ｛ｅｘｐ（ｊθ＋ｊ２πＦ0 Ｔ＋ｊΨ）｝〕 と同等であり、ρ・ρ≪Ｐならば、Ψの絶対値≪πとな
る。また、リミッタ２３においてはＩＦフィルタの出力
のレベル、すなわち、 Ｆu 〔｛（２Ｐ）の平方根・ｒ´ｅｘｐ（ｊθ） ＋ρｅｘｐ（ｊφ）｝の絶対値〕が計測され、ＩＦレベ
ル出力端子２８に出力される。ここでＦu は単調増加関
数であって Ｆu 〔Ｙ〕＝Ｋ・ｌｎ（Ｙ） であることが多い。
する。リミッタ２３の出力信号は ｓｇｎ〔ｘ（Ｔ）〕 である。ｓｇｎはｘ（Ｔ）の符号関数であってｘ（Ｔ）
≧０のとき１、ｘ（Ｔ）＜０のとき−１の値をとる。前
記ｘ（Ｔ）を複素平面上に表すと図５（ａ）のようにな
る。これを別の式で表せば ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ）の平方根・ｒ´ｅｘｐ（ｊθ） ＋ρｅｘｐ（ｊφ）｝・ｅｘｐ（２πＦ0 Ｔ）〕 となる。図５よりリミッタ２３の出力は ｓｇｎ〔Ｒｅ｛ｅｘｐ（ｊθ＋ｊ２πＦ0 Ｔ＋ｊΨ）｝〕 と同等であり、ρ・ρ≪Ｐならば、Ψの絶対値≪πとな
る。また、リミッタ２３においてはＩＦフィルタの出力
のレベル、すなわち、 Ｆu 〔｛（２Ｐ）の平方根・ｒ´ｅｘｐ（ｊθ） ＋ρｅｘｐ（ｊφ）｝の絶対値〕が計測され、ＩＦレベ
ル出力端子２８に出力される。ここでＦu は単調増加関
数であって Ｆu 〔Ｙ〕＝Ｋ・ｌｎ（Ｙ） であることが多い。
【０００９】検波回路２４はリミッタ２３の出力を位相
検波することによってθを、あるいは周波数検波するこ
とによってｄθ／ｄＴを検出する。
検波することによってθを、あるいは周波数検波するこ
とによってｄθ／ｄＴを検出する。
【００１０】符号同期回路２５はθまたはｄθ／ｄＴを
受けて、復号点を定めるための復号点パルスを出力す
る。復号点パルスの周期はＴs である。そして、復号点
Ｔk とは雑音ｎが０のとき任意の整数ｋに対して θ（Ｔk ）は｛θ0 ＋２πｌ÷Ｍ｝に含まれる。 〔ここでｌは０、１、２、・・・、Ｍ−１である〕にな
る点である。別の言葉でいうとθ（Ｔ）のアイパターン
においてアイの開口が最も大きくなる時点Ｔkをいう。 Ｔs ＝Ｔk1−Ｔk 〔k1はｋ＋１を意味する〕 であるから Ｔk ＝ｋＴs ＋Ｔ0 となる。Ｔ0 は０≦τ＜Ｔs とすると Ｔ0 ＝ｋ´Ｔs ＋τ となる整数ｋ´がただ一つ存在するので符号同期回路２
５の働きはτを決定することである。
受けて、復号点を定めるための復号点パルスを出力す
る。復号点パルスの周期はＴs である。そして、復号点
Ｔk とは雑音ｎが０のとき任意の整数ｋに対して θ（Ｔk ）は｛θ0 ＋２πｌ÷Ｍ｝に含まれる。 〔ここでｌは０、１、２、・・・、Ｍ−１である〕にな
る点である。別の言葉でいうとθ（Ｔ）のアイパターン
においてアイの開口が最も大きくなる時点Ｔkをいう。 Ｔs ＝Ｔk1−Ｔk 〔k1はｋ＋１を意味する〕 であるから Ｔk ＝ｋＴs ＋Ｔ0 となる。Ｔ0 は０≦τ＜Ｔs とすると Ｔ0 ＝ｋ´Ｔs ＋τ となる整数ｋ´がただ一つ存在するので符号同期回路２
５の働きはτを決定することである。
【００１１】符号判定回路２６は復号点パルス毎に、θ
またはｄθ／ｄＴを基に、送られた符号が０、１、・・
・、Ｍ−１のどれであるかを判別し、符号出力端子２７
に出力する。雑音ｎが零でなければ、θ（Ｔk ）−θ0
＝２πｌ÷Ｍとはならないが、復号点パルスを受けた時
点Ｔk で ２π（ｌ−１÷２）÷Ｍ≦θ（Ｔk ）−θ0 ＜２π（ｌ＋１÷２）÷Ｍ であれば、Ａl を受信したと判定し符号判定回路２６は
ｌを出力するのである。
またはｄθ／ｄＴを基に、送られた符号が０、１、・・
・、Ｍ−１のどれであるかを判別し、符号出力端子２７
に出力する。雑音ｎが零でなければ、θ（Ｔk ）−θ0
＝２πｌ÷Ｍとはならないが、復号点パルスを受けた時
点Ｔk で ２π（ｌ−１÷２）÷Ｍ≦θ（Ｔk ）−θ0 ＜２π（ｌ＋１÷２）÷Ｍ であれば、Ａl を受信したと判定し符号判定回路２６は
ｌを出力するのである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上はＩＦフィルタが
理想的であればという仮定に基づく説明である。しか
し、現実にはＩＦフィルタは理想的な特性が得られな
い。そのために様々な問題が起きる。これを説明する
と、雑音ｎ（Ｔ）が存在しなくとも θ（Ｔk ）−θ0 ＝２πｌ÷Ｍ＋ξk において、ξk ≠０である。ξk ≠０であるために感度
が劣化するという問題がある。このξk は符号間干渉と
呼ばれ雑音が存在するとｎ＋ξk が合成された雑音にな
る。さらに、符号同期回路がリミッタを通過した信号を
入力信号としているのでＩＦ帯域のＣＮＲ（信号電力対
雑音電力比）が小さくなったとき復号点パルスのジッタ
が増加し、感度劣化が激しいという問題がある。
理想的であればという仮定に基づく説明である。しか
し、現実にはＩＦフィルタは理想的な特性が得られな
い。そのために様々な問題が起きる。これを説明する
と、雑音ｎ（Ｔ）が存在しなくとも θ（Ｔk ）−θ0 ＝２πｌ÷Ｍ＋ξk において、ξk ≠０である。ξk ≠０であるために感度
が劣化するという問題がある。このξk は符号間干渉と
呼ばれ雑音が存在するとｎ＋ξk が合成された雑音にな
る。さらに、符号同期回路がリミッタを通過した信号を
入力信号としているのでＩＦ帯域のＣＮＲ（信号電力対
雑音電力比）が小さくなったとき復号点パルスのジッタ
が増加し、感度劣化が激しいという問題がある。
【００１３】前記感度劣化は理想的なリミッタでは １０ｌｏｇ（８÷π）＝４．０５ｄＢ 〔ｌｏｇの
底は１０〕 だけ、ＣＮＲが高いときよりも劣化する。この感度劣化
についての詳細は、 Ｆｌｏｙｄ Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ
「Ｐｈａｓｅｌｏｃｋ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」Ｓｅｃ
ｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９７９ Ｊｈｏｎ Ｗｉｌ
ｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ Ｉｎｃ． ｐ．ｐ．１２５〜１２
８ Ｆｉｇ．６．２１ に示されている。この発明の目
的はこれらの問題を解決し、感度の劣化を極力抑えた復
調装置を提供することである。
底は１０〕 だけ、ＣＮＲが高いときよりも劣化する。この感度劣化
についての詳細は、 Ｆｌｏｙｄ Ｍ．Ｇａｒｄｎｅｒ
「Ｐｈａｓｅｌｏｃｋ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」Ｓｅｃ
ｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９７９ Ｊｈｏｎ Ｗｉｌ
ｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ Ｉｎｃ． ｐ．ｐ．１２５〜１２
８ Ｆｉｇ．６．２１ に示されている。この発明の目
的はこれらの問題を解決し、感度の劣化を極力抑えた復
調装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】従来技術では、理想的な
ＩＦフィルタ特性が実現されないまま、しかも、ＩＦフ
ィルタ一段で一応の伝達関数を得ていた。この発明では
二つのフィルタすなわちＩＦフィルタ３と、所望の特性
が得易いローパスフィルタ６，７の合成特性として伝達
関数Ｈ1 （Ｆ）を得るようにしたことを特徴とする。こ
の特性は Ｈ1 （Ｆ）＝Ｈ3 （Ｆ）〔（１÷２）Ｈ2 （Ｆ0 ＋Ｆ） ＋（１÷２）Ｈ2 （−Ｆ0 −Ｆ）〕 と表すことができる。
ＩＦフィルタ特性が実現されないまま、しかも、ＩＦフ
ィルタ一段で一応の伝達関数を得ていた。この発明では
二つのフィルタすなわちＩＦフィルタ３と、所望の特性
が得易いローパスフィルタ６，７の合成特性として伝達
関数Ｈ1 （Ｆ）を得るようにしたことを特徴とする。こ
の特性は Ｈ1 （Ｆ）＝Ｈ3 （Ｆ）〔（１÷２）Ｈ2 （Ｆ0 ＋Ｆ） ＋（１÷２）Ｈ2 （−Ｆ0 −Ｆ）〕 と表すことができる。
【００１５】二つのフィルタの合成特性を利用できるよ
うにするために、入力信号をまずレベル調整回路２に入
れた後、ＩＦフィルタ３、ＩＦ増幅回路４、直交検波回
路５を順次通過させて、Ｉ成分とＱ成分の二つの検波出
力を得る。あるいは、入力信号をまずＩＦフィルタ３に
入れた後、レベル調整回路２、ＩＦ増幅回路４、直交検
波回路５を順次通過させて、Ｉ成分とＱ成分の二つの検
波出力を得る。
うにするために、入力信号をまずレベル調整回路２に入
れた後、ＩＦフィルタ３、ＩＦ増幅回路４、直交検波回
路５を順次通過させて、Ｉ成分とＱ成分の二つの検波出
力を得る。あるいは、入力信号をまずＩＦフィルタ３に
入れた後、レベル調整回路２、ＩＦ増幅回路４、直交検
波回路５を順次通過させて、Ｉ成分とＱ成分の二つの検
波出力を得る。
【００１６】次に、二つの検波出力をそれぞれ第１およ
び第２のローパスフィルタ６，７に加えてその出力をそ
れぞれ二様に使用する。一つの使用は二つの検波出力を
符号同期回路８へ入力して復号点パルスを得ることと
し、もう一つの使用は二つの検波出力と該復号点パルス
とを座標変換手段１１へ入力して位相角データと振幅デ
ータとを得ている。さらに、該位相角データと前記復号
点パルスとを符号判定手段１２へ入力し符号を判定して
いる。また、振幅データをレベル制御手段１３へ入力し
てＩＦレベル出力を得ると共に前記レベル調整回路２の
レベル調整のための制御信号を得ている。
び第２のローパスフィルタ６，７に加えてその出力をそ
れぞれ二様に使用する。一つの使用は二つの検波出力を
符号同期回路８へ入力して復号点パルスを得ることと
し、もう一つの使用は二つの検波出力と該復号点パルス
とを座標変換手段１１へ入力して位相角データと振幅デ
ータとを得ている。さらに、該位相角データと前記復号
点パルスとを符号判定手段１２へ入力し符号を判定して
いる。また、振幅データをレベル制御手段１３へ入力し
てＩＦレベル出力を得ると共に前記レベル調整回路２の
レベル調整のための制御信号を得ている。
【００１７】これらの手段によって符号間干渉による感
度劣化問題を解決している。なお、従来技術では、ＩＦ
フィルタ出力をリミッタに加えた後に検波して符号同期
回路に加えていたが、この発明ではリミッタを通さずに
符号同期を行うのでＣＮＲが低いときの復号点パルスの
ジッタの増加という問題が解決されている。
度劣化問題を解決している。なお、従来技術では、ＩＦ
フィルタ出力をリミッタに加えた後に検波して符号同期
回路に加えていたが、この発明ではリミッタを通さずに
符号同期を行うのでＣＮＲが低いときの復号点パルスの
ジッタの増加という問題が解決されている。
【００１８】
【作用】図１はこの発明の復調装置の原理図である。図
１においては、ＩＦフィルタ３がレベル調整回路２の後
段に配置されているが、レベル調整回路２の前段に配置
してもよい。この発明の作用を図１に従って説明する。
１においては、ＩＦフィルタ３がレベル調整回路２の後
段に配置されているが、レベル調整回路２の前段に配置
してもよい。この発明の作用を図１に従って説明する。
【００１９】入力端子１には信号＋雑音のＩＦ帯域受信
信号ｘ（Ｔ）が入力される。 ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔（２Ｐ）の平方根・Ｃ（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ＋ｊθ） ＋ｎ´（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）〕 ｎ´は雑音を意味する。
信号ｘ（Ｔ）が入力される。 ｘ（Ｔ）＝Ｒｅ〔（２Ｐ）の平方根・Ｃ（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ＋ｊθ） ＋ｎ´（Ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）〕 ｎ´は雑音を意味する。
【００２０】次に続くところのレベル調整回路２は制御
入力に加えられた電圧や電流あるいはデジタル的な情報
Ｖに応じて利得が変えられる。レベル調整回路２の出力
は Ｋ（Ｖ）ｘ（Ｔ） である。ここでＫ（Ｖ）はＶの単調増加関数であって実
数である。
入力に加えられた電圧や電流あるいはデジタル的な情報
Ｖに応じて利得が変えられる。レベル調整回路２の出力
は Ｋ（Ｖ）ｘ（Ｔ） である。ここでＫ（Ｖ）はＶの単調増加関数であって実
数である。
【００２１】次に続くところのＩＦフィルタ３はある定
められた帯域以外の信号を抑圧する。ＩＦフィルタの伝
達関数をＨ3 （Ｆ）とする。Ｈ3 （Ｆ）はＨ3 （−Ｆ）
の共役複素数だからＦ≧０の部分のみを次のようにす
る。 〔Ｈ3 （Ｆ＋Ｆ0 ）÷Ｈ3 （Ｆ0 ）〕の絶対値＝１＋ε（Ｆ） 但し、Ｆの絶対値＜Ｂ÷２、ε（Ｆ）の絶対値≦０．１ 〔Ｈ3 （Ｆ＋Ｆ0 ）÷Ｈ3 （Ｆ0 ）〕の絶対値≦δ 但し、Ｆの絶対値＞３Ｂ÷２ 理想的なＩＦフィルタの特性をＨ1 （Ｆ）とすると、 Ｈ1 （Ｆ＋Ｆ0 ）＝Ｈ（Ｆ） Ｆの絶対値＜Ｂ÷２ Ｈ1 （Ｆ）＝０ Ｆ＜−Ｆ0 −Ｂ÷２ −Ｆ0 ＋Ｂ÷２≦Ｆ≦Ｆ0 −Ｂ÷２ Ｆ0 ＋Ｂ÷２≦Ｆ である。
められた帯域以外の信号を抑圧する。ＩＦフィルタの伝
達関数をＨ3 （Ｆ）とする。Ｈ3 （Ｆ）はＨ3 （−Ｆ）
の共役複素数だからＦ≧０の部分のみを次のようにす
る。 〔Ｈ3 （Ｆ＋Ｆ0 ）÷Ｈ3 （Ｆ0 ）〕の絶対値＝１＋ε（Ｆ） 但し、Ｆの絶対値＜Ｂ÷２、ε（Ｆ）の絶対値≦０．１ 〔Ｈ3 （Ｆ＋Ｆ0 ）÷Ｈ3 （Ｆ0 ）〕の絶対値≦δ 但し、Ｆの絶対値＞３Ｂ÷２ 理想的なＩＦフィルタの特性をＨ1 （Ｆ）とすると、 Ｈ1 （Ｆ＋Ｆ0 ）＝Ｈ（Ｆ） Ｆの絶対値＜Ｂ÷２ Ｈ1 （Ｆ）＝０ Ｆ＜−Ｆ0 −Ｂ÷２ −Ｆ0 ＋Ｂ÷２≦Ｆ≦Ｆ0 −Ｂ÷２ Ｆ0 ＋Ｂ÷２≦Ｆ である。
【００２２】従来技術ではＩＦフィルタ一つで前記特性
を実現しようとしている。これを、この発明では二つの
フィルタで作る。一つはＩＦフィルタ３で、もう一つは
ローパスフィルタ６，７である。ＩＦフィルタ３の伝達
関数をＨ1 （Ｆ）、ローパスフィルタ６，７の伝達関数
をＨ2 （Ｆ）とすると、合成特性Ｈ1 ´（Ｆ）は Ｈ1 ´（Ｆ）＝Ｈ1 （Ｆ）｛（１÷２）Ｈ2 （Ｆ0 ＋Ｆ）＋（１÷２）Ｈ2 （ −Ｆ0 −Ｆ）｝ となる。
を実現しようとしている。これを、この発明では二つの
フィルタで作る。一つはＩＦフィルタ３で、もう一つは
ローパスフィルタ６，７である。ＩＦフィルタ３の伝達
関数をＨ1 （Ｆ）、ローパスフィルタ６，７の伝達関数
をＨ2 （Ｆ）とすると、合成特性Ｈ1 ´（Ｆ）は Ｈ1 ´（Ｆ）＝Ｈ1 （Ｆ）｛（１÷２）Ｈ2 （Ｆ0 ＋Ｆ）＋（１÷２）Ｈ2 （ −Ｆ0 −Ｆ）｝ となる。
【００２３】この発明に用いられるＩＦフィルタに要求
されるδは０．００１から０．０１までのあたりでよ
く、Ｆ0 ＝７０ＭＨｚ，Ｂ＝０．３ＭＨｚ程度である
と、上記特性は容易に実現できる。隣接チャンネルに存
在する妨害波による感度の劣化はしばしばＦ0 ±Ｂ÷２
の範囲の信号波と（Ｆ0 ＋２Ｂ）±Ｂ÷２の範囲の妨害
波と組み合わせて測定することが多い。従って、ＩＦフ
ィルタ３としては主としてＦ0 ±３Ｂ÷２の範囲以外の
信号の除去を目的としている。Ｆ0 ±３Ｂ÷２の近くに
妨害波があってもＩＦフィルタ３で除去できる。この状
態が図４に示されている。例えば、ＩＦフィルタ３はＦ
0 ±３Ｂ÷２の範囲以外の信号を６０ｄＢ以上抑圧でき
る。
されるδは０．００１から０．０１までのあたりでよ
く、Ｆ0 ＝７０ＭＨｚ，Ｂ＝０．３ＭＨｚ程度である
と、上記特性は容易に実現できる。隣接チャンネルに存
在する妨害波による感度の劣化はしばしばＦ0 ±Ｂ÷２
の範囲の信号波と（Ｆ0 ＋２Ｂ）±Ｂ÷２の範囲の妨害
波と組み合わせて測定することが多い。従って、ＩＦフ
ィルタ３としては主としてＦ0 ±３Ｂ÷２の範囲以外の
信号の除去を目的としている。Ｆ0 ±３Ｂ÷２の近くに
妨害波があってもＩＦフィルタ３で除去できる。この状
態が図４に示されている。例えば、ＩＦフィルタ３はＦ
0 ±３Ｂ÷２の範囲以外の信号を６０ｄＢ以上抑圧でき
る。
【００２４】次に続くところのＩＦ増幅回路４は所定の
利得だけＩＦフィルタ出力を増幅する。レベル調整回路
２の制御入力Ｖを変えて利得Ｋを最小にし、入力端子に
最大の振幅の信号を印加しても、ＩＦ増幅回路４は飽和
しないように利得を定める。
利得だけＩＦフィルタ出力を増幅する。レベル調整回路
２の制御入力Ｖを変えて利得Ｋを最小にし、入力端子に
最大の振幅の信号を印加しても、ＩＦ増幅回路４は飽和
しないように利得を定める。
【００２５】次に続くところの直交検波回路５はＩＦ増
幅回路４の出力をＹ（Ｔ）とするとき、 Ｙ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）ｅｘｐ（ｊθ0 ） ＋ｎ´（Ｔ）｝ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）〕 Ｉ成分として、 ＹI ＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）＋ｎ´（Ｔ）｝ ・ｅｘｐ（ｊθ0 ）〕 Ｑ成分として、 ＹQ ＝Ｉｍ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）＋ｎ´（Ｔ）｝ ・ｅｘｐ（ｊθ0 ）〕 を出力する。
幅回路４の出力をＹ（Ｔ）とするとき、 Ｙ（Ｔ）＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）ｅｘｐ（ｊθ0 ） ＋ｎ´（Ｔ）｝ｅｘｐ（ｊ２πＦ0 Ｔ）〕 Ｉ成分として、 ＹI ＝Ｒｅ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）＋ｎ´（Ｔ）｝ ・ｅｘｐ（ｊθ0 ）〕 Ｑ成分として、 ＹQ ＝Ｉｍ〔｛（２Ｐ´）の平方根・Ｃ´（Ｔ）＋ｎ´（Ｔ）｝ ・ｅｘｐ（ｊθ0 ）〕 を出力する。
【００２６】次に続くところのローパスフィルタ６，７
は直交検波回路５の出力に含まれる不要な成分を除去す
る。不要な成分とは主として周波数成分が２Ｆ0 付近の
スペクトラムである。送信ベースバンドフィルタの伝達
凾数との合成伝達凾数 Ｈ（Ｆ）Ｈ2 （Ｆ） がナイキスト則、Ｔ＝Ｔ0 ＋ｋＴs における 〔｛Ｈ（Ｆ）Ｈ2 （Ｆ）｝のフーリエ逆変換〕＝０ を満たすようにする。送信ベースバンドフィルタがルー
トナイキスト特性であるときには、ローパスフィルタ
６，７は伝達凾数Ｈ2 （Ｆ）が Ｈ（Ｆ）＝Ｈ2 （Ｆ） Ｆの絶対値＜Ｂ／２ となるようにする。符号間干渉はローパスフィルタ６，
７をトランスバーサル型デジタルフィルタで構成すれ
ば、完全に除去できる。また、例えば４次程度のアクテ
ィブフィルタで構成すれば、符号間干渉による感度の劣
化は１ｄＢ以下になる。
は直交検波回路５の出力に含まれる不要な成分を除去す
る。不要な成分とは主として周波数成分が２Ｆ0 付近の
スペクトラムである。送信ベースバンドフィルタの伝達
凾数との合成伝達凾数 Ｈ（Ｆ）Ｈ2 （Ｆ） がナイキスト則、Ｔ＝Ｔ0 ＋ｋＴs における 〔｛Ｈ（Ｆ）Ｈ2 （Ｆ）｝のフーリエ逆変換〕＝０ を満たすようにする。送信ベースバンドフィルタがルー
トナイキスト特性であるときには、ローパスフィルタ
６，７は伝達凾数Ｈ2 （Ｆ）が Ｈ（Ｆ）＝Ｈ2 （Ｆ） Ｆの絶対値＜Ｂ／２ となるようにする。符号間干渉はローパスフィルタ６，
７をトランスバーサル型デジタルフィルタで構成すれ
ば、完全に除去できる。また、例えば４次程度のアクテ
ィブフィルタで構成すれば、符号間干渉による感度の劣
化は１ｄＢ以下になる。
【００２７】符号同期回路８はローパスフィルタ６，７
の出力を入力とし、Ｔs 秒毎に復号点パルスを出力す
る。 ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ）＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ） は復号点Ｔ0 ＋ｋＴs においては常に一定であるがＴ0
＋ｋＴs 以外のＴでは変化する。前記復号点パルスはＴ
＝Ｔ0 ＋ｋＴs の時点で出力される。 ｒ（Ｔ）＝｛ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ）＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ）｝の平方根 とすると Ｅ〔ｒ（Ｔ）〕＝μ（Ｔ） は振幅がほぼ一定の周期Ｔs の周期関数である。従っ
て、ｒ（Ｔ）からＴ0 を推定することが可能であり、例
えば、１÷Ｔs を中心とするＱの充分高いバンドパスフ
ィルタなどで ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ＋２πτ÷Ｔs ） を取り出すことができ、この信号から復号点パルスを生
成できる。
の出力を入力とし、Ｔs 秒毎に復号点パルスを出力す
る。 ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ）＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ） は復号点Ｔ0 ＋ｋＴs においては常に一定であるがＴ0
＋ｋＴs 以外のＴでは変化する。前記復号点パルスはＴ
＝Ｔ0 ＋ｋＴs の時点で出力される。 ｒ（Ｔ）＝｛ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ）＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ）｝の平方根 とすると Ｅ〔ｒ（Ｔ）〕＝μ（Ｔ） は振幅がほぼ一定の周期Ｔs の周期関数である。従っ
て、ｒ（Ｔ）からＴ0 を推定することが可能であり、例
えば、１÷Ｔs を中心とするＱの充分高いバンドパスフ
ィルタなどで ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ＋２πτ÷Ｔs ） を取り出すことができ、この信号から復号点パルスを生
成できる。
【００２８】次に続くＡＤＣ９，１０は符号周期Ｔs ご
とにＹI 、ＹQ を標本化し所定ビット数（例えば８ビッ
ト）で量子化してデジタルデータとして次に続くところ
の座標変換手段１１に送る。
とにＹI 、ＹQ を標本化し所定ビット数（例えば８ビッ
ト）で量子化してデジタルデータとして次に続くところ
の座標変換手段１１に送る。
【００２９】座標変換手段１１には ＹI （Ｔ0 ＋ｋＴs ） ＹQ （Ｔ0 ＋ｋＴs ） ｋ＝０，１，２，・・・ の量子化データがＴs 秒毎に入力される。座標変換手段
１１は例えば複素数 Ｚ＝ＹI ＋ｊＹQ の極座標変換値、即ち ψ＝ａｒｇＺ，Ａ＝Ｇ（Ｚの絶対値） を出力する。ＧはＺの単調増加関数である。いずれもデ
ジタルデータである。
１１は例えば複素数 Ｚ＝ＹI ＋ｊＹQ の極座標変換値、即ち ψ＝ａｒｇＺ，Ａ＝Ｇ（Ｚの絶対値） を出力する。ＧはＺの単調増加関数である。いずれもデ
ジタルデータである。
【００３０】符号判定手段１２はＹI ＋ｊＹQ の偏角ψ
から、送信されたＡl を判断し、符号ｌを符号出力端子
１４へ出力する。あるいは、相続く偏角ψ（Ｔ），ψ
（Ｔ＋Ｔs ）から差分をとり、符号を判断し出力する。
（この方式は遅延検波方式と呼ばれる。）
から、送信されたＡl を判断し、符号ｌを符号出力端子
１４へ出力する。あるいは、相続く偏角ψ（Ｔ），ψ
（Ｔ＋Ｔs ）から差分をとり、符号を判断し出力する。
（この方式は遅延検波方式と呼ばれる。）
【００３１】レベル制御手段１３は振幅データＧ（Ｚの
絶対値）が常に一定、即ち、（Ｚの絶対値）が常に一定
になるようにＶを制御する。この結果リミッタを使用し
なくとも様々なレベルのＩＦ入力に対しても復調性能の
劣化が起きない。リミッタが無いのでＣＮＲ低下時に復
号点パルスのジッタが劣化しない。
絶対値）が常に一定、即ち、（Ｚの絶対値）が常に一定
になるようにＶを制御する。この結果リミッタを使用し
なくとも様々なレベルのＩＦ入力に対しても復調性能の
劣化が起きない。リミッタが無いのでＣＮＲ低下時に復
号点パルスのジッタが劣化しない。
【００３２】
【実施例】図２に第１の実施例を示す。レベル調整回路
２は電圧制御アッテネータ２ａで実現できる。ＩＦフィ
ルタ３はＭＣＦフィルタあるいはＳＡＷフィルタで実現
できる。ＩＦ増幅回路４はモノリシック増幅器４ａ、Ｌ
Ｃ型ＢＰＦ４ｂ、モノリシック増幅器４ｃを直列に接続
して実現できる。
２は電圧制御アッテネータ２ａで実現できる。ＩＦフィ
ルタ３はＭＣＦフィルタあるいはＳＡＷフィルタで実現
できる。ＩＦ増幅回路４はモノリシック増幅器４ａ、Ｌ
Ｃ型ＢＰＦ４ｂ、モノリシック増幅器４ｃを直列に接続
して実現できる。
【００３３】直交検波回路５はＩＦ増幅回路４の出力に
結線された二つの混合器（例えば、ＤＢＭ）５ａ，５
ｃ、９０度分配器５ｂ、周波数ｆ0 の局部発振器５ｄか
ら構成される。局部発振器５ｄの出力信号は９０度分配
器５ｂに送られ、９０度分配器５ｂの二つの出力として
は位相差が９０度の局発信号 ｃｏｓ２πＦ0 Ｔ および −ｓｉｎ２πＦ0 Ｔ が現れる。ｃｏｓ２πＦ0 Ｔは混合器５ａに、−ｓｉｎ
２πＦ0 Ｔは混合器５ｃに送られる。混合器５ａの出力
としては直交検波回路５の入力をＹ（Ｔ）とすると Ｙ（Ｔ）ｃｏｓ２πＦ0 Ｔ 混合器５ｃの出力としては −Ｙ（Ｔ）ｓｉｎ２πＦ0 Ｔ が現れる。
結線された二つの混合器（例えば、ＤＢＭ）５ａ，５
ｃ、９０度分配器５ｂ、周波数ｆ0 の局部発振器５ｄか
ら構成される。局部発振器５ｄの出力信号は９０度分配
器５ｂに送られ、９０度分配器５ｂの二つの出力として
は位相差が９０度の局発信号 ｃｏｓ２πＦ0 Ｔ および −ｓｉｎ２πＦ0 Ｔ が現れる。ｃｏｓ２πＦ0 Ｔは混合器５ａに、−ｓｉｎ
２πＦ0 Ｔは混合器５ｃに送られる。混合器５ａの出力
としては直交検波回路５の入力をＹ（Ｔ）とすると Ｙ（Ｔ）ｃｏｓ２πＦ0 Ｔ 混合器５ｃの出力としては −Ｙ（Ｔ）ｓｉｎ２πＦ0 Ｔ が現れる。
【００３４】ローパスフィルタ６，７は、それぞれアク
ティブフィルタ６ａ，７ａと増幅器６ｂ，７ｂとを直列
接続してなる。アクティブフィルタ６ａ，７ａと増幅器
６ｂ，７ｂの配置は、アクティブフィルタ６ａ，７ａが
増幅器６ｂ，７ｂの前段としても、後段としてもよい。
ローパスフィルタ６，７の出力はそれぞれＹI （Ｔ）、
ＹQ （Ｔ）である。
ティブフィルタ６ａ，７ａと増幅器６ｂ，７ｂとを直列
接続してなる。アクティブフィルタ６ａ，７ａと増幅器
６ｂ，７ｂの配置は、アクティブフィルタ６ａ，７ａが
増幅器６ｂ，７ｂの前段としても、後段としてもよい。
ローパスフィルタ６，７の出力はそれぞれＹI （Ｔ）、
ＹQ （Ｔ）である。
【００３５】符号同期回路８は二つの乗算器８ａ，８
ｂ、一つの加算器８ｃおよび一つのフェイスロックルー
プ（ＰＬＬ）８ｄで構成され、二つの乗算器８ａ，８ｂ
と一つの加算器８ｃで ｒ（Ｔ）・ｒ（Ｔ）＝ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ） ＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ） を求め、次に、ＰＬＬ８ｄで Ｅ〔ｒ（Ｔ）・ｒ（Ｔ）〕＝μ´（Ｔ） ＝μ0 ＋μ1 ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ＋２πτ÷Ｔs ）＋・・・ とするときの ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ） と同期した成分のみ抽出することによって復号点パルス
を出力する。
ｂ、一つの加算器８ｃおよび一つのフェイスロックルー
プ（ＰＬＬ）８ｄで構成され、二つの乗算器８ａ，８ｂ
と一つの加算器８ｃで ｒ（Ｔ）・ｒ（Ｔ）＝ＹI （Ｔ）・ＹI （Ｔ） ＋ＹQ （Ｔ）・ＹQ （Ｔ） を求め、次に、ＰＬＬ８ｄで Ｅ〔ｒ（Ｔ）・ｒ（Ｔ）〕＝μ´（Ｔ） ＝μ0 ＋μ1 ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ＋２πτ÷Ｔs ）＋・・・ とするときの ｃｏｓ（２πＴ÷Ｔs ） と同期した成分のみ抽出することによって復号点パルス
を出力する。
【００３６】ＡＤＣ９，１０は復号点パルスが入って来
た瞬間における ＹI （Ｔ0 ＋ｋＴs ）、ＹQ （Ｔ0 ＋ｋＴs ） ｋ＝０，１，２，・・・ の量子化値を出力する。ＡＤＣにはフラッシュ型の８ビ
ットＡＤＣが適当である。ＡＤＣの変換速度は、復調に
際しての理論上の下限である１÷Ｔs でよい。従って、
この発明の復調装置は、特に、高速度の位相変調信号の
復調に適している。
た瞬間における ＹI （Ｔ0 ＋ｋＴs ）、ＹQ （Ｔ0 ＋ｋＴs ） ｋ＝０，１，２，・・・ の量子化値を出力する。ＡＤＣにはフラッシュ型の８ビ
ットＡＤＣが適当である。ＡＤＣの変換速度は、復調に
際しての理論上の下限である１÷Ｔs でよい。従って、
この発明の復調装置は、特に、高速度の位相変調信号の
復調に適している。
【００３７】座標変換手段１１はＤ型フリップフロップ
１１ａ、複素対数表ＲＯＭ１１ｂ、Ｄ型フリップフロッ
プ１１ｃから構成され、Ｄ型フリップフロップ１１ａに
一時保持された複素数値データＺk Ｚk ＝ＹI （Ｔ0 ＋ｋＴs ）＋ｊＹQ （Ｔ0＋ｋＴs ） の量子化値から複素対数表ＲＯＭ１１ｂにおいて複素対
数 ｌｎ（Ｚk ÷ＺR ）＝ｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕＋ｊψk ψk ＝ａｒｇ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕 を求めＤ型フリップフロップ１１ｃにｌｎ〔（Ｚk ÷Ｚ
R ）の絶対値〕およびψk を一時保持する。ここで一時
とは符号周期Ｔs 秒間のことである。また、ＺRは基準
となる複素数である。
１１ａ、複素対数表ＲＯＭ１１ｂ、Ｄ型フリップフロッ
プ１１ｃから構成され、Ｄ型フリップフロップ１１ａに
一時保持された複素数値データＺk Ｚk ＝ＹI （Ｔ0 ＋ｋＴs ）＋ｊＹQ （Ｔ0＋ｋＴs ） の量子化値から複素対数表ＲＯＭ１１ｂにおいて複素対
数 ｌｎ（Ｚk ÷ＺR ）＝ｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕＋ｊψk ψk ＝ａｒｇ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕 を求めＤ型フリップフロップ１１ｃにｌｎ〔（Ｚk ÷Ｚ
R ）の絶対値〕およびψk を一時保持する。ここで一時
とは符号周期Ｔs 秒間のことである。また、ＺRは基準
となる複素数である。
【００３８】符号判定手段１２は、Ｄ型フリップフロッ
プ１２ａ、Ｄ型フリップフロップ１２ｂ、判定論理回路
１２ｃで構成され、Ｄ型フリップフロップ１２ａにおい
て一時保持していたψk2（k2はｋ−１を意味する）と入
力されたψk の差分相当の演算および符号の判定を判定
論理回路１２ｃで行う。即ち、ψk −ψk2から送信され
た符号を判定しＤ型フリップフロップ１２ｂに一時保持
する。
プ１２ａ、Ｄ型フリップフロップ１２ｂ、判定論理回路
１２ｃで構成され、Ｄ型フリップフロップ１２ａにおい
て一時保持していたψk2（k2はｋ−１を意味する）と入
力されたψk の差分相当の演算および符号の判定を判定
論理回路１２ｃで行う。即ち、ψk −ψk2から送信され
た符号を判定しＤ型フリップフロップ１２ｂに一時保持
する。
【００３９】レベル制御手段１３は、デジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）１３ａ、積分回路１３ｂ、イコライ
ザ１３ｃを直列に接続して構成される。座標変換手段１
１で保持されているｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕の
値はレベル制御手段１３に入力され、ＤＡＣ１３ａで再
びアナログ値に変換され、積分回路１３ｂで積分され、
イコライザ１３ｃを経てレベル調整回路２としての電圧
制御アッテネータ２ａへ送られる。電圧制御アッテネー
タ２ａは減衰量−２０ｌｏｇＫｄＢが積分器１３ｂの出
力Ｖc に比例しないので、比例するようにイコライザ１
３ｃで補正される。 −２０ｌｏｇ〔Ｋ｛Ｖ（Ｖc ）｝〕≒Ｋ0 ・Ｖc である。定常状態においては ｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕＝０ になる。従って、このときは、雑音が充分小さければ ＺR の絶対値＝ｒ（Ｔ0 ＋ｋＴs ） ｋ＝０，１，２，・・・ となっている。ＩＦレベル出力としては積分器１３ｂの
出力Ｖc が出力端子１５に出力される。
グ変換器（ＤＡＣ）１３ａ、積分回路１３ｂ、イコライ
ザ１３ｃを直列に接続して構成される。座標変換手段１
１で保持されているｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕の
値はレベル制御手段１３に入力され、ＤＡＣ１３ａで再
びアナログ値に変換され、積分回路１３ｂで積分され、
イコライザ１３ｃを経てレベル調整回路２としての電圧
制御アッテネータ２ａへ送られる。電圧制御アッテネー
タ２ａは減衰量−２０ｌｏｇＫｄＢが積分器１３ｂの出
力Ｖc に比例しないので、比例するようにイコライザ１
３ｃで補正される。 −２０ｌｏｇ〔Ｋ｛Ｖ（Ｖc ）｝〕≒Ｋ0 ・Ｖc である。定常状態においては ｌｎ〔（Ｚk ÷ＺR ）の絶対値〕＝０ になる。従って、このときは、雑音が充分小さければ ＺR の絶対値＝ｒ（Ｔ0 ＋ｋＴs ） ｋ＝０，１，２，・・・ となっている。ＩＦレベル出力としては積分器１３ｂの
出力Ｖc が出力端子１５に出力される。
【００４０】図３に第２の実施例を示す。この実施例は
レベル調整回路２およびレベル制御手段１３を除いて第
１の実施例と同じなので、図面上も、同一の回路・手段
の詳細は省略してある。入力端子１としてはアンテナ１
ａを考える。
レベル調整回路２およびレベル制御手段１３を除いて第
１の実施例と同じなので、図面上も、同一の回路・手段
の詳細は省略してある。入力端子１としてはアンテナ１
ａを考える。
【００４１】レベル調整回路２はダウンコンバータであ
り、誘電体フィルタ２ｂ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２ｃ、デジタル制御入力アッテネータ２ｄ、混合器２
ｅ、局部発振器２ｆから構成される。レベル制御手段１
３はデジタル−アナログ変換せずにアキュムレータを構
成する加算器１３ｄ、Ｄ型フリップフロップ１３ｅのみ
からなる。アキュムレータは積分器として動作し、出力
のデジタル値は直接デジタル制御入力アッテネータ２ｄ
を制御する。このような構成をとることによって第１の
実施例よりも高速な動作が可能となる。ＩＦレベル出力
端子１５にはレベル制御手段１３の出力がデジタル値と
して出力される。
り、誘電体フィルタ２ｂ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２ｃ、デジタル制御入力アッテネータ２ｄ、混合器２
ｅ、局部発振器２ｆから構成される。レベル制御手段１
３はデジタル−アナログ変換せずにアキュムレータを構
成する加算器１３ｄ、Ｄ型フリップフロップ１３ｅのみ
からなる。アキュムレータは積分器として動作し、出力
のデジタル値は直接デジタル制御入力アッテネータ２ｄ
を制御する。このような構成をとることによって第１の
実施例よりも高速な動作が可能となる。ＩＦレベル出力
端子１５にはレベル制御手段１３の出力がデジタル値と
して出力される。
【００４２】また、デジタル制御入力アッテネータ２ｄ
がＬＮＡ２ｃの直後にあるので、極めて高いダイナミッ
クレンジが期待できる。そして、デジタル制御入力アッ
テネータ２ｄの挿入損失が充分に小さければ、ＬＮＡ２
ｃの前段に該デジタル制御入力アッテネータ２ｄを配置
することが可能となりさらに高いダイナミックレンジを
得ることができる。ここで、ダイナミックレンジとは所
定の誤り率以下で復調動作が可能な入力レベルの範囲を
いう。
がＬＮＡ２ｃの直後にあるので、極めて高いダイナミッ
クレンジが期待できる。そして、デジタル制御入力アッ
テネータ２ｄの挿入損失が充分に小さければ、ＬＮＡ２
ｃの前段に該デジタル制御入力アッテネータ２ｄを配置
することが可能となりさらに高いダイナミックレンジを
得ることができる。ここで、ダイナミックレンジとは所
定の誤り率以下で復調動作が可能な入力レベルの範囲を
いう。
【００４３】また、ＩＦレベル出力に関しては、従来は
リミッタ内部においてダイオードによる包絡線検波によ
ってＩＦレベルを検出していたかあるいは対数増幅器に
よってＩＦレベルを検出していたかであるので、温度に
よる変動が±２ｄＢから±５ｄＢあること、および、動
作範囲が５０ｄＢから６０ｄＢ程度で狭いことが問題で
あったが、この実施例では可変利得回路にデジタル制御
入力アッテネータを使用することによって前記問題を解
決している。デジタル制御入力アッテネータは減衰量が
高精度で±０．５ｄＢの誤差しかない。また、減衰素子
となる部分が金属被膜抵抗で作られているので、温度変
化は１度Ｃ当たり１００から５００ｐｐｍ以下である。
動作範囲も、デジタル制御入力アッテネータが抵抗素子
およびＰＩＮダイオードだけで構成されるので最大入力
は１０ｄＢｍ以上あり、８０ｄＢ以上とれる。従って、
線型変調信号の高精度な電界検出が可能となる。
リミッタ内部においてダイオードによる包絡線検波によ
ってＩＦレベルを検出していたかあるいは対数増幅器に
よってＩＦレベルを検出していたかであるので、温度に
よる変動が±２ｄＢから±５ｄＢあること、および、動
作範囲が５０ｄＢから６０ｄＢ程度で狭いことが問題で
あったが、この実施例では可変利得回路にデジタル制御
入力アッテネータを使用することによって前記問題を解
決している。デジタル制御入力アッテネータは減衰量が
高精度で±０．５ｄＢの誤差しかない。また、減衰素子
となる部分が金属被膜抵抗で作られているので、温度変
化は１度Ｃ当たり１００から５００ｐｐｍ以下である。
動作範囲も、デジタル制御入力アッテネータが抵抗素子
およびＰＩＮダイオードだけで構成されるので最大入力
は１０ｄＢｍ以上あり、８０ｄＢ以上とれる。従って、
線型変調信号の高精度な電界検出が可能となる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明では、所
望の伝達関数をＩＦフィルタとローパスフィルタとの合
成特性として得るようにした。そのために、信号をＩ成
分とＱ成分とに分離し両成分から復号点パルスを得、ま
た、振幅データを得て、そのデータに基づいて信号のレ
ベル調整を行っている。こうすることで、 所望に伝
達関数が得られているために、符号間干渉による感度の
劣化が少ない。 Ｉ成分信号とＱ成分信号とから復号
点パルスを得ていること、および、リミッタを使用して
いないことからＣＮＲが低いときの復号点パルスのジッ
タの増加による感度の劣化が少ない。 また、ローパ
スフィルタを使用することで、ＩＣ化が可能となり、小
形化を容易である。等の特長を有した復調装置を得てい
る。
望の伝達関数をＩＦフィルタとローパスフィルタとの合
成特性として得るようにした。そのために、信号をＩ成
分とＱ成分とに分離し両成分から復号点パルスを得、ま
た、振幅データを得て、そのデータに基づいて信号のレ
ベル調整を行っている。こうすることで、 所望に伝
達関数が得られているために、符号間干渉による感度の
劣化が少ない。 Ｉ成分信号とＱ成分信号とから復号
点パルスを得ていること、および、リミッタを使用して
いないことからＣＮＲが低いときの復号点パルスのジッ
タの増加による感度の劣化が少ない。 また、ローパ
スフィルタを使用することで、ＩＣ化が可能となり、小
形化を容易である。等の特長を有した復調装置を得てい
る。
【図１】この発明の復調装置の原理図。
【図２】この発明の第１の実施例を示す図。
【図３】この発明の第２の実施例を示す図。
【図４】隣接チャンネル妨害の説明図。
【図５】リミッタ出力の瞬時位相偏差Ψの説明図。
【図６】従来技術による復調装置の原理図。
１ 入力端子 ２ レベル調整回路 ３ ＩＦフィルタ ４ ＩＦ増幅回路 ５ 直交検波回路 ６ ローパスフィルタ ７ ローパスフィルタ ８ 符号同期回路 ９ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ） １０ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ） １１ 座標変換手段 １２ 符号判定手段 １３ レベル制御手段 １４ 符号出力端子 １５ ＩＦレベル出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 信号入力端子および制御入力端子を備え
該制御入力端子に入力された制御信号によってその利得
が変えられるレベル調整回路（２）と信号を受けて所定
の周波数帯域以外の信号を抑圧するＩＦフィルタ（３）
とを含み、受信した信号を受けてそのレベルが調整され
かつ所定の周波数帯域以外の信号が抑圧された信号を出
力する手段（２，３）と、該手段の出力信号を受けて所
定の利得で該出力信号を増幅するＩＦ増幅回路（４）
と、該ＩＦ増幅回路の出力信号を受けて該信号のＩ成分
信号とＱ成分信号とをそれぞれ出力する直交検波回路
（５）と、該Ｉ成分信号を受けて該信号に含まれる不要
な成分を除去する第１のローパスフィルタ（６）と、前
記Ｑ成分信号を受けて該信号に含まれる不要な成分を除
去する第２のローパスフィルタ（７）と、前記第１のロ
ーパスフィルタと第２のローパスフィルタの出力信号を
受けて符号周期毎に復号点パルスを出力する符号周期回
路（８）と、該復号点パルスと第１のローパスフィルタ
の出力信号とを受けて該復号点パルスの入力毎に該出力
信号を標本化し所定ビット数で量子化して出力する第１
のアナログ−デジタル変換器（９）と、該復号点パルス
と第２のローパスフィルタの出力信号とを受けて該復号
点パルスの入力毎に該出力信号を標本化し所定ビット数
で量子化して出力する第２のアナログ−デジタル変換器
（１０）と、前記第１のアナログ−デジタル変換器と第
２のアナログ−デジタル変換器の出力信号を受けて位相
角データと振幅データとを出力する座標変換手段（１
１）と、該位相角データを受けて前記受信した信号の符
号を判定する符号判定手段（１２）と、デジタル−アナ
ログ変換器（１３ａ）、積分回路（１３ｂ）およびイコ
ライザ（１３ｃ）を直列に接続して構成され、前記振幅
データを受けて該振幅データが常に一定になるように前
記レベル調整回路の制御入力端子に前記イコライザで補
正された制御信号を出力し、かつ、ＩＦレベル信号を出
力するレベル制御手段（１３）とを備えた復調装置。 - 【請求項２】局部発振器（２ｆ）、誘電体フィルタ（２
ｂ）、ローノイズアンプ（２ｃ）、デジタル制御入力ア
ッテネータ（２ｄ）、および該デジタル制御入力アッテ
ネータの出力信号と前記局部発振器の出力信号とを混合
する混合器（２ｅ）で構成され、前記誘電体フィルタへ
信号を入力するための信号入力端子およびデジタル制御
入力アッテネータへ制御信号を入力するための制御入力
端子を備え該制御入力端子に入力された制御信号によっ
てその利得が変えられるレベル調整回路（２）と信号を
受けて所定の周波数帯域以外の信号を抑圧するＩＦフィ
ルタ（３）とを含み、受信した信号を受けてそのレベル
が調整されかつ所定の周波数帯域以外の信号が抑圧され
た信号を出力する手段（２，３）と、該手段の出力信号
を受けて所定の利得で該出力信号を増幅するＩＦ増幅回
路（４）と、該ＩＦ増幅回路の出力信号を受けて該信号
のＩ成分信号とＱ成分信号とをそれぞれ出力する直交検
波回路（５）と、該Ｉ成分信号を受けて該信号に含まれ
る不要な成分を除去する第１のローパスフィルタ（６）
と、前記Ｑ成分信号を受けて該信号に含まれる不要な成
分を除去する第２のローパスフィルタ（７）と、前記第
１のローパスフィルタと第２のローパスフィルタの出力
信号を受けて符号周期毎に復号点パルスを出力する符号
周期回路（８）と、該復号点パルスと第１のローパスフ
ィルタの出力信号とを受けて該復号点パルスの入力毎に
該出力信号を標本化し所定ビット数で量子化して出力す
る第１のアナログ−デジタル変換器（９）と、該復号点
パルスと第２のローパスフィルタの出力信号とを受けて
該復号点パルスの入力毎に該出力信号を標本化し所定ビ
ット数で量子化して出力する第２のアナログ−デジタル
変換器（１０）と、前記第１のアナログ−デジタル変換
器と第２のアナログ−デジタル変換器の出力信号を受け
て位相角データと振幅データとを出力する座標変換手段
（１１）と、該位相角データを受けて前記受信した信号
の符号を判定する符号判定手段（１２）と、積分器とし
て動作するアキュムレータで成り、前記振幅データを受
けて該振幅データが常に一定になるように前記レベル調
整回路の制御入力端子に制御信号を出力し、かつ、ＩＦ
レベル信号を出力するレベル制御手段（１３）とを備え
た復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22884491A JP3273958B2 (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22884491A JP3273958B2 (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548666A JPH0548666A (ja) | 1993-02-26 |
| JP3273958B2 true JP3273958B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=16882756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22884491A Expired - Fee Related JP3273958B2 (ja) | 1991-08-14 | 1991-08-14 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3273958B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6402187B1 (en) | 1998-10-06 | 2002-06-11 | Milliken & Company | Airbag structure |
| US6672617B1 (en) | 2000-09-08 | 2004-01-06 | Milliken & Company | Yarn, airbag and method |
-
1991
- 1991-08-14 JP JP22884491A patent/JP3273958B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6402187B1 (en) | 1998-10-06 | 2002-06-11 | Milliken & Company | Airbag structure |
| US6467806B2 (en) | 1998-10-06 | 2002-10-22 | Milliken & Company | Airbag structure |
| US6672617B1 (en) | 2000-09-08 | 2004-01-06 | Milliken & Company | Yarn, airbag and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0548666A (ja) | 1993-02-26 |
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