JP3247056B2 - ３相自励式電圧型交直変換装置の定サンプリング型電流制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自励式電圧型交直
変換装置（Ｐｏｗｅｒ ＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎＳｙｓｔ
ｅｍ：以下、ＰＣＳと称す）の定サンプリング型電流制
御方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近では比較的大きな電力用二次電池が
開発されており、この種の二次電池の実用化には交直変
換装置を対象とする電流制御方式の開発も併せて必要と
する。そして出願人は前記必要性に対して特開平７−７
９５０号，特願平７−１２３１１８号を既に提案済であ
る。

【０００３】この種の基本的な考え方を図８を用いて説
明する。図８は自励式電圧型交直変換装置の電流制御方
式を説明する図であり、わかり易さのために単相回路の
場合を示す。

【０００４】図８においてＡ点より左側はＡＣ系統側を
示し、ｅ(t) は交流電圧であり、Ｌ_S は系統のインダク
タンス、ｉ(t) は連系点の交流電流である。Ｂ点より右
側は装置外を示し、Ｅ_B は直流電圧源（二次電池等）で
ある。なお、Ｌ_P はＰＣＳ内の連系インダクタンス、ｉ
_B (t) は直流電圧源（コンデンサを含む）の電流値、ｖ
(t) はＰＣＳ内のＬ_P の背後電圧である。

【０００５】今、目標値関数ｊ(t) を任意の関数とし、
主回路の連系点の交流電流値ｉ(t)との差（誤差信号）
が目標追従誤差範囲内であるかを一定サンプリング周期
毎に判定し、この差が前記誤差範囲から逸脱したとき、
半導体素子からなる交直変換装置のスイッチングモード
を選択して連系点の交流電流ｉ(t) を制御しようとする
ものである。

【０００６】図８において、Ｕ，Ｘ，Ｖ，Ｙは自己消弧
型主素子であって直列接続したＵとＸに対して直列接続
したＶとＹとを並列接続し、ａ，ｂ点を介してＡＣ系統
側の各端子に接続する。そして各主素子の夫々に対して
は逆導通ダイオードＤU ，ＤX ，ＤV ，ＤY が並列接続
されている。

【０００７】そして動作としては、主回路ａ点側からＣ
Ｔによって連系点の交流電流値ｉ(t) を取り出しＡ／Ｄ
変換回路１を介して減算器２の一方へ入力し、又、目標
関数値ｊ(t) をＡ／Ｄ変換回路３を介して減算器２の他
方へ入力して交流電流値ｉ(t) と目標関数との誤差信号
を導出する。

【０００８】比較器４には誤差信号とＡ／Ｄ変換回路５
を介した目標追従誤差信号ｊ(t) とを入力し、ここで両
者を一定サンプリング周期Ｔ_s 毎に比較して、その結果
を図示しないデッドタイム回路を介して各主素子Ｕ，
Ｖ，Ｘ，Ｙのゲートに出力する。なお、既に説明したよ
うに目標関数ｊ(t) は任意の関数である。

【０００９】図８の主回路において、連系点の交流電流
ｉ(t) は任意の時刻ｔにて(1) 式に示す微分方程式を満
足する。又、(1) 式は(2) 式のように変形できる。(2)
式において、Ｌ_P の背後電圧ｖ(t) は±Ｅ_B となり得る
し、系統の交流電圧ｅ(t) ＝＊２Ｅ_A sinωｔである。
なお、＊印は数学式のルート記号を示す（以下同じ）。

【００１０】そこでＭａｘ｛｜ｅ(t) ｜｝**Ｅ_AAとお
く。なお、以下に示す(3) 式が成立するならば連系点の
交流電流ｉ(t) の増減を主素子のオン・オフにより自由
に制御できることになる。そして、本制御方式で使用す
るスイッチングモードは表１に示す３通りが考えられ
る。なお、**は数学式のほゞ等しい記号を示す。

【００１１】

【数１】

【００１２】

【表１】

【００１３】次に全体の動作を説明するが、先ず主回路
の連系点の交流電流ｉ(t) を検出し、これをＡ／Ｄ変換
回路１を介してディジタル量に変換して、減算器２の一
方に導入する。又、任意の目標関数ｊ(t) も同じくＡ／
Ｄ変換回路３を介してディジタル量に変換し減算器の他
方に導入する。

【００１４】減算器２では交流電流ｉ(t) と目標関数ｊ
(t) との差が検出され、この差（誤差信号）が比較器４
の一方端に入力される。又、比較器４の他方端には予め
定められた目標追従誤差信号ｊ_e が入力される。ここで
目標追従誤差信号とは、目標関数ｊ(t) ±ｊ_e として設
定された余裕限界幅を意味する。

【００１５】比較器４では誤差信号が目標追従誤差信号
以内であるか否かを一定サンプリング周期毎に判定し、
これが下限（−ｊ_e ）を逸脱していれば連系点の交流電
流ｉ(t) を増加するように主回路の各ゲート信号を出力
し、又上限（＋ｊ_e ）を逸脱していれば前記と反対に交
流電流ｉ(t) を減少させるようなゲート信号を出力す
る。その場合のスイッチングモードは表１より選択す
る。ここで、モード１は上げ操作、モード３は下げ操作
であり、モード２は環流モードである。

【００１６】図９は演算内容を示す図であり、縦軸に交
流電流（Ａ）をとり、横軸に時間（ｓ）をとって示した
ものである。図において、ｊ(t) は任意の目標関数であ
り、この目標関数を中心にして目標追従誤差幅ｊ(t) ＋
ｊ_e とｊ(t) −ｊ_e との幅がある。今、サンプリング時
刻ｔ_n において交流電流Ｉ_n が検出された場合を考え
る。

【００１７】この時の目標関数はｊ（ｔ_n ）であり、目
標関数との差はｊ（ｔ_n ）−Ｉ_n となる。したがって目
標関数よりＩ_n は小である。ここでデータを採取してか
ら次のスイッチングモードを決めるまでに要する計測制
御回路の処理時間をＴ_c (s)とする。なお、Ｔ_c ≦Ｔ_s
とし、Ｔ_c を制御遅れ時間、Ｔ_s をサンプリング周期と
称す。

【００１８】したがってサンプリング時刻ｔ_n にて交流
電流をサンプリングし、制御遅れ時間Ｔ_c 後に正方向の
制御を行なう。次のサンプリング時刻ｔ_n+1 では、サン
プリングされた交流電流はＩ_n+1 であるが、この場合の
目標関数はｊ（ｔ_n+1 ）であって、その差は依然として
目標関数より小である。そこで、今回も制御遅れ時間Ｔ
_c 後に更に正方向への制御を行なう。

【００１９】次いでサンプリング時刻ｔ_n+2 では検出電
流値はＩ_n+2 となり、これは目標関数ｊ（ｔ_n+2 ）より
大となる。そこでこの場合は負方向への制御をし、次の
サンプリング時刻で前記処理を繰り返す。なお、ｔ＝ｔ
_n ＋Ｔ_c でのモードが、ｔ＝ｔ_n-1 ＋Ｔ_c でのモードと
異なる時には直流短絡（アーム短絡）を防止するため、
最初にモード０（全素子がＯＦＦであるモードで表１に
示されていない）をＴ_d (s) （入り遅れ時間）だけ挿入
する。Ｔ_d は主素子のターンオフ時間により決める。

【００２０】以上の処理を繰り返すことにより、任意の
目標関数に順次近づくことになる。なお、当然のことな
がらＴ_c ≦Ｔ_s の関係にある。又、計算値としての目標
追従誤差幅はｊ(t) ±ｊ_e であったが、実際は、

【数２】 であることが計算値より逆算してわかった。上記従来例
によれば実際に検出される電流値が目標関数より大か小
かだけを検出すれば電流制御が可能である。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来例は(3)
式に示されるように、直流電圧の大きさを交流電圧の波
高値（最大値）よりも大きくしなければならない。又、
交流電流の作成に際して専ら直流電源に頼ることとして
交流電源は、その阻害要因とみなしている。

【００２２】即ち、交流電流の作成には積極的に交流電
源を利用していない。このため「ある種の無駄」があ
り、スイッチング周波数が高めになると考えられる。更
に上記従来例を３相回路に適用しようとするとき３相４
線式への転用は可能であるが、３相３線式への転用はで
きない。

【００２３】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、直流電圧を低くし、しかもスイッチング周波数を
低くすることにより、サンプリング周期を長くすること
が可能であるばかりか、３相３線式の交流系統に適用可
能な３相自励式電圧型交直変換装置の定サンプリング型
電流制御方式を提供することを目的としている。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明の［請求項１］に
係る３相自励式電圧型交直変換装置の定サンプリング型
電流制御方式は、３相交流系統に対して３相自励式交直
変換装置を連系させた３相自励式電圧型交直変換装置の
定サンプリング型電流制御方式において、３相交流系統
と前記３相自励式交直変換装置とを接続する連系点の２
相の交流電流値を、予め決められた一定サンプリング周
期毎に検出し、残りの１相は演算にて求めて目標関数で
ある平衡３相正弦波交流電流指令値と各相毎に比較する
ことにより、前記各相毎の誤差関数を算出し、前記誤差
関数に基づいて前記３相自励式交直変換装置のスイッチ
ングモードを決めるようにした。

【００２５】本発明の［請求項１］に係る３相自励式電
圧型交直変換装置の定サンプリング型電流制御方式は、
連系点の３相交流電流を検出することにより、予め設定
してある平衡３相正弦波からなる目標関数と比較する。
そしてこの比較結果が所定の目標範囲より下方に逸脱し
ていれば上げ方向のスイッチングモードを選択し、又、
上方に逸脱していれば下げ方向のスイッチングモードを
選択する。即ち、３相平衡正弦波からなる目標関数をな
ぞるように制御される。なお、これらの制御は電流のサ
ンプリング時刻毎に繰り返し行ない、平衡３相目標関数
に追従させる。この場合、各スイッチング素子ゲート指
令を各サンプリング時刻における誤差関数の値のみによ
って選択できる。

【００２６】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態を示す
構成図である。図１において図８と同一部分については
同一符号を付している。但し、図１は３相交流に関する
ものであるため、主回路を３相ブリッジとして自己消弧
型主素子として、ＷとＺとの直列回路を従来構成に対し
て並列接続している。

【００２７】ＡＣ系においてＥ_A は系統側３相交流線間
電圧の実効値、ｉ_a (t) ，ｉ_b (t)，ｉ_c (t) は連系点
のａ，ｂ，ｃ相交流電流の瞬時値、ｖ₁ (t) ，ｖ₂ (t)
はＰＣＳ内の背後電圧（ｂ−ａ），（ｂ−ｃ）であり、
前記ａ，ｂ，ｃ点から連系点において各３端子に接続し
た。

【００２８】なお、新たに追加した主素子Ｗ，Ｚの夫々
には逆導通ダイオードＤ_W ，Ｄ_Z を並列接続したことは
既に説明した従来装置の場合と同様である。そして各主
要素のスイッチングの組合せとして、ＵとＸ．ＶとＹ，
ＷとＺの各同時の導通は直流短絡（アーム短絡）となる
ので対象外とした。

【００２９】なお、直流電圧源Ｅ_B1としては、以下に示
す(4) 式のように設定した。

【数３】 Ｅ_B1＞＊２ＥA ｜ cosθ｜ ………………(4) (4) 式は直流電圧源Ｅ_B に力率の概念を取り入れ、力率
角θの値によってＥ_B1が変化することを意味する。

【００３０】そして、この場合の利点は交流電力の目標
力率に応じて交流系統電圧の波高値よりも直流電圧が低
くてもよいため、直流電圧の利用率が向上する。しかし
力率（Ｐｆ）＝１であればＥ_B1＝Ｅ_B となる。

【００３１】図１の回路構成において、任意の時刻ｔに
て次の(5) 式の連立微分方程式が成り立つ。

【数４】 このままでは２相を独立して増減することはできない。

【００３２】図１の場合、連系点から見た変換装置は３
端子素子であるため、任意の時刻ｔにおいて(7) 式が成
り立つ。

【数５】 ｉ_a ＋ｉ_b ＋ｉ_c ＝０ ｊ_a ＋ｊ_b ＋ｊ_c ＝０ ^{｝………………(7)}

【００３３】ここで各相電流の目標関数の記号を定め
る。目標関数も平衡３相であるから、その実効値を
Ｉ_A ，線電圧に対する遅れ位相角をθ［ｒａｄ］（π＞
θ≧−π）とすると各目標関数ｊ_a (t) ，ｊ_b (t) ，ｊ
_c (t) は以下の(8) 式の通りとなる。

【数６】 ｊ_a (t) ＝＊２Ｉ_A sin（ωｔ−θ） ［Ａ］ ｊ_b (t) ＝＊２Ｉ_A sin（ωｔ−２／３π−θ） ［Ａ］ ｊ_c (t) ＝＊２Ｉ_A sin（ωｔ＋２／３π−θ） ［Ａ］ ……………………(8)

【００３４】そこで交流電流の自由度は２であるため、
ｉ_a とｉ_c を自由とした。即ち、３相ブリッジ構成の交
流電流波形制御の場合は、波形制御の対象となるのは、
３相電流の内で２相のみであり、残りの１相の電流値は
瞬時瞬時において(7) 式にて決まる。

【００３５】したがって自由度として選んだａ相電流ｉ
_a ，ｃ相電流ｉ_c を夫々各Ａ／Ｄ変換回路１１，１１−
１に入力すると共に、目標関数ｊ_a ，ｊ_c も対応する各
Ａ／Ｄ変換回路１２，１２−１に入力する。この場合の
目標関数は平衡３相電流である。

【００３６】１４はａ相の比較器であるため、前記ａ相
の各変換回路１１，１２からの電流ｉ_a （ｔ_n ），目標
関数ｊ_a を入力し、以下に列挙する誤差関数Δａ
（ｔ_n ）を求めて主素子Ｕ，Ｘのゲート指令とする。１
４−１はｃ相の比較器であり、前記した通り対応する各
変換回路１１−１，１２−１から電流ｉ_c （ｔ_n ），目
標関数ｊ_c （ｔ_n ）を入力し、以下に示す誤差関数Δｃ
（ｔ_n ）を求めて主素子Ｗ，Ｚのゲート指令とする。１
５，１５−１は減算回路で、前記した(7) 式からｉ
_b（ｔ_n ），ｊ_b （ｔ_n ）を求めて、比較器14-2にて誤
差関数Δｂ（ｔ_n ）を求めて、主素子Ｖ，Ｙのゲート指
令とする。なお、13はパルス発振回路であってサンプリ
ング周期Ｔ_s を決定する。

【００３７】

【数７】 Δａ（ｔ_n ）*** ｉ_a （ｔ_n ）−ｊ_a （ｔ_n ） ［Ａ］ Δｂ（ｔ_n ）*** ｉ_b （ｔ_n ）−ｊ_b （ｔ_n ） ［Ａ］ Δｃ（ｔ_n ）*** ｉ_c （ｔ_n ）−ｊ_c （ｔ_n ） ［Ａ］ ……………………………(9) なお、*** は数学式の同等記号を示す。

【００３８】翻って、連系点実効電流のα相分をｉ
_α(t) ，β相分をｉ_β(t) とすると、３相自励式電圧型
のＰＣＳの基本方程式から(10)式が成立する。詳細説明
は省略する。

【数８】 ここで、ｖ_α(t) ，ｖ_β(t) の値は各スイッチングモー
ド毎に表２のようになる。したがって表２に示す各モー
ドに従って各主素子をオン・オフすれば連系点の電流の
増減が可能となる。

【００３９】

【表２】

【００４０】本制御方式でのゲート指令の作り方を整理
すると表３のようになる。

【表３】

【００４１】以下に表３が導出される理由を説明する。
今、α−β空間上の電流ベクトル，スイッチングベクト
ルを以下とした時（各スイッチングモードにおける
ｖ_α，ｖ_βは表１を参照）、主回路の微分方程式は(11)
式となる。

【数９】

【００４２】ここでα−β空間上の電流誤差ベクトルを
(12)式とすると、(13)式の関係があるから(11)式は****
Δ(t) に対して(14)式と変形される。なお、****ΔはΔ
の上に右横向きの矢印を意味する（以下同じ）。

【数１０】

【００４３】上記(14)式はその時点でのΔ(t) と反対向
きの****ｖ_s (t) を選択してやれば、Δ(t) は０の近辺
で運動することを示している。又、****ｖ_s (t) は６つ
の向きがとれるので、サンプリング時刻ｔ_n でのΔ(t)
の向きに応じて、時刻ｔ_n ＋Ｔ_c でのスイッチング指令
を図２のように選ぶ。なお、****ｖはｖの上に右横向き
の矢印を意味する（以下同じ）。

【００４４】モードＩになるのは(15)式と等価である。
又、α−β変換の逆変換から(16)式が成立する。

【数１１】

【００４５】従ってモードＩとなる条件は(17)式とな
り、このことはΔａ（ｔ_n ）＜０を意味する。これは
（Δａ＋Δｂ＋Δｃ＝０）から明らかである。

【数１２】 Δｂ（ｔ_n ）＞０ ，Δｃ（ｔ_n ）＞０ ……………(17)

【００４６】同様にしてモードII〜VIの条件は下記の通
りとなる。

【数１３】 Δａ（ｔ_n ）≦０，Δｂ（ｔ_n ）≦０，Δｃ（ｔ_n ）≧０ …モードII Δａ（ｔ_n ）＞０，Δｃ（ｔ_n ）＞０，Δｂ（ｔ_n ）＜０ …モードIII Δｂ（ｔ_n ）≦０，Δｃ（ｔ_n ）≦０，Δａ（ｔ_n ）≧０ …モードIV Δａ（ｔ_n ）＞０，Δｂ（ｔ_n ）＞０，Δｃ（ｔ_n ）＜０ …モードＶ Δａ（ｔ_n ）≦０，Δｃ（ｔ_n ）≦０，Δｂ（ｔ_n ）≧０ …モードVI

【００４７】この条件を表２と見比べてみると結局、 Ｕ，Ｘの指令をΔａ（ｔ_n ）の向きのみで決める。 Ｖ，Ｙの指令をΔｂ（ｔ_n ）の向きのみで決める。 Ｗ，Ｚの指令をΔｃ（ｔ_n ）の向きのみで決める。 ことを意味している。

【００４８】又、本願では連系インピーダンスの値を、
(18)式のように設定している。このように選択すること
によりＰＣＳ内連系インピーダンスＬ_P の選択範囲が広
がるからである。

【数１４】

【００４９】(18)式とすることの意味を以下に説明す
る。先ず、(18)式を変形して(19)式を得、この(19)式の
両辺を２乗して(20)式を得る。(20)式は(21)式と変形で
きる。

【数１５】

【００５０】この(21)式の右辺は、図１のＰＣＳ内Ｌ_P
の背後電圧ｖ(t) の基本波波高値に等しい。したがっ
て、この意味は「Ｅ_B がｖ(t) の基本波波高値よりも大
きい」と言うことである。なお、スイッチング主素子に
は並列にダイオードが入っており、Ｅ_B の方が低いと制
御できない。

【００５１】又、本願ではサンプリング周期を(22)式を
満足するように定めている。これはサンプリング周期Ｔ
_s の選択範囲を広げるためである。

【数１６】

【００５２】(22)式の物理的な意味は、１サンプリング
当たりの電流変化を制限し、目標関数に対する実交流電
流の追従誤差の大きさを目標追従誤差幅ｊ_e 以内に収め
ることである。即ち、(23)式の関係がＰＣＳの起動によ
り有限時間経過後に必ず満たされることを意味する。そ
して、このことは理論的に保証される。この理由は以下
の通りである。先ず、(14)式から任意のサンプリング期
間［ｎＴ_S ＋Ｔ_C ，（ｎ＋１）Ｔ_S ＋Ｔ_C ］内の任意の
時刻ｔにおいて(24)式が成り立つ。

【数１７】

【００５３】図３は(23)式が満たされることを説明する
図である。そして、例えば時刻ｎＴ_S ＋Ｔ_C においてモ
ードＩであるとすると、(25)式の関係があり、又、(21)
式から(26)式の関係がある。したがって図３により、**
**Δ｜ｔ｜−****Δ（ｎＴ_S＋Ｔ_C ）のベクトルの位相
は−π／３＜Ａｎｇｌｅ（****Δ｜ｔ｜−****Δ（ｎＴ
_S ＋Ｔ_C ）＜π／３に制限されることが分かる。

【数１８】

【００５４】図４は電流誤差ベクトル図であり、モード
Ｉの境界を決めるベクトルの単位ベクトルを****ｅ₁ ，
****ｅ₂ とすると、****Δ（ｔ）−****Δ（ｎＴ_S ＋Ｔ
_C ）の****ｅ₁ ，****ｅ₂ との内積は、その位相が−π
／３〜π／３間にあることから両方とも負となる。即
ち、(27)式の関係が成り立つ。したがって、又(28)式の
関係も成り立つ。なお、****ｅはｅの上に右横向きの矢
印を意味する（以下同じ）。

【数１９】

【００５５】これはモードＩならば****Δ｜ｔ｜は****
ｅ₁ ，****ｅ₂ の成分を減らすように作用することを示
す。又、(29)式が成り立ち、(30)式も成り立つ。又、(3
1)式の関係があるため(32)式が成り立つ。

【数２０】

【００５６】同様に［****Δ｜ｔ｜，****ｅ₂ ］≧−**
**３／２ｊ_e となる。これはモードＩならば＊Δ｜ｔ｜
の****ｅ₁ ，****ｅ₂ 成分は減少しても−****３／２ｊ
_e 以上であることを示す。スイッチング時刻ｎＴ_S ＋Ｔ
_C におけるモードがII〜VIの場合も同様である。以上か
ら最終的に電流誤差ベクトル****Δ｜ｔ｜の大きさは、
起動後、しばらくすると必ずｊ_e 以内に収まることが保
証される。詳細説明は省略する。

【００５７】次に実験例の概要を説明する。図５が計算
値を入れた回路である。先ず、計算値であるが、２００
Ｖの系統に接続してＥ_B ＝３２０Ｖの二次電池からの出
力Ｐ＝１００ＫＷを、力率Ｐｆ＝０．９５（リアクトル
側）で発電する場合を考える。

【００５８】ここで系統側のインダクタンスＬ_S は０．
０６３６６ｍＨ（２００Ｖ，１００ＫＶＡベースで５％
ｐｕ）とする。目標関数の大きさＩ_A ，位相角θは次の
式より求まる。

【数２１】

【００５９】したがって目標関数ｊ(t) は下記となる。

【数２２】

【００６０】更に系統のインダクタンスＬ_P を前記式よ
り求めると下記となる。

【数２３】

【００６１】次に目標追従誤差幅ｊ_e を、ｊ_e ＝１３
０．５６Ａ（ν＝３０％）とすると、前記式より下記と
なる。

【数２４】

【００６２】図６は計算機による連系点電流ｉ_a (t) ，
ｉ_b (t) ，ｉ_c (t) のシミュレーション結果である。図
６では横軸に時間［ｍｓ］を、縦軸に電流［Ａ］をとっ
て示したものである。

【００６３】図７では上記同様計算機による電流誤差の
時間変化を示したものである。図７では横軸に時間［ｍ
ｓ］を、縦軸に電流［Ａ］をとって示したものである。
図７から明らかなように、起動後４ｍｓで電流誤差は誤
差幅ｊ_e 以内に入り、その後の最大誤差は５８．３Ａ
（ｊ_e の４５％）であった。上記結果から明らかなよう
に、本願方式を十分効果の面から実証できた。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば３
相正弦波交流に対して十分目標追従誤差幅内に入る電流
制御方式を提供できた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による３相自励式電圧型交直変換装置の
電流制御方式の実施の形態を示す構成図。

【図２】スイッチング指令の選び方を説明する図。

【図３】(23)式が満たされることを説明する図。

【図４】電流誤差ベクトル図。

【図５】本発明による構成を計算値として示した回路
図。

【図６】計算機による連系点電流のシミュレーション
図。

【図７】計算機による電流誤差の時間変化を示した図。

【図８】従来技術を説明する図。

【図９】電流制御方式の作用を説明する図。

【符号の説明】

１１，１１−１，１２，１２−１ Ａ／Ｄ変換回路 １３ パルス発振回路 １４，１４−１，１４−２ 比較器 １５，１５−１ 減算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−337025（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7950（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7857（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−163153（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/155

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流系統に対して３相自励式交直変
   換装置を連系させた３相自励式電圧型交直変換装置の定
   サンプリング型電流制御方式において、３相交流系統と
   前記３相自励式交直変換装置とを接続する連系点の２相
   の交流電流値を、予め決められた一定サンプリング周期
   毎に検出し、残りの１相は演算にて求めて目標関数であ
   る平衡３相正弦波交流電流指令値と各相毎に比較するこ
   とにより、前記各相毎の誤差関数を算出し、前記誤差関
   数に基づいて前記３相自励式交直変換装置のスイッチン
   グモードを決めることを特徴とする３相自励式電圧型交
   直変換装置の定サンプリング型電流制御方式。