JP3232413B2 - 時間範囲無線通信システム - Google Patents

時間範囲無線通信システム

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JP3232413B2
JP3232413B2 JP50429189A JP50429189A JP3232413B2 JP 3232413 B2 JP3232413 B2 JP 3232413B2 JP 50429189 A JP50429189 A JP 50429189A JP 50429189 A JP50429189 A JP 50429189A JP 3232413 B2 JP3232413 B2 JP 3232413B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、全体的には無線通信システムに関し、さら
に詳しくは、広周波数帯域電磁エネルギーの間隔をあけ
たパルス発生ユニットが広帯域アンテナを介して送信さ
れる時間範囲無線通信システムに関する。
発明の背景 アナログ及びデジタルの両通信情報の無線通信は、通
常、二つの方法の内のいずれかによって行なわれる。一
つは、振幅変調システムと呼ばれ、正弦無線周波数搬送
波が情報信号、即ち通信信号に振幅変調され、そして変
調信号が受信地で受信されると、逆処理、即ち搬送波の
復調が行なわれ、元の通信信号が得られる。他のシステ
ムは、周波数変調と呼ばれるもので、搬送波を振幅変調
するかわりに、周波数変調される。周波数変調信号を受
信すると、受信側では、先ず判別と呼ばれるもの、即ち
周波数の変更が元の変調に応じた振幅変更に変えられ、
次いで、元の通信信号が得られる。いずれの方式によっ
ても、基本は、正弦搬送波の割当てであり、明確な周波
数帯域幅、即ちチャンネルを占めるもので、このチャン
ネルは、もし混信が避けられるべき場合には他の送信に
よって利用され得ないスペクトル・スペースを占める。
現在、スペクトル・スペースはすみずみまで利用されつ
つあり、従って、通信媒体の利用を拡大する方法が切実
に求められている。
上記のような事情に鑑みて、従来行なわれている無線
通信リンクのための不連続周波数チャンネル群を利用す
る代りに、伝送されるインテリジェンス帯域幅を10〜10
0倍以上に拡大し得、分割できる広帯域周波数スペクト
ル（但し、このスペクトルを形成するいかなる単周波数
のエネルギーも非常に低く、典型的には通常の雑音レベ
ル以下である）を利用する無線通信リンクが提案されて
いる。この型の通信方式は、本質的に他の送信サービス
に干渉しないものであることが明らかであるけれども、
これを実施するための利用可能なシステムは知られてい
ない。
発明の概要 本発明は広スペクトル（周波数幅）送信システム及び
方法であり、該システム及び方法にあっては、インテリ
ジェンス信号とディザー信号に応答して複数のタイミン
グ信号を生成するパルス位置変調器を用いる。ここで、
上記ディザー信号がこのパルス変調器内で用いられ得る
基準信号とは独立した、符号化（コーディング［codin
g］）ディザー信号であり、上記タイミング信号が上記
インテリジェンスと符号化ディザー信号の関数として時
間的に変化するようにし、上記タイミング信号に応答し
て広スペクトル信号を出力することを特徴とする。ま
た、前記広スペクトル信号を受信、検波（復調）するこ
とを特徴とする。
上記の構成により、インテリジェンス信号と符号化デ
ィザー信号を合せて入力することによって、送信のチャ
ネル化及び／又は通信情報の暗号化が極めて有効、且つ
効果的に行えるようになる。符号化ディザー信号は多数
の送信器間の干渉を低下させたチャネル化を可能にし、
従ってシステム能力を増大させることができる。また、
符号化ディザー信号を用いることにより、受信者がその
受信者を宛先としない信号を誤って受信し、復号化する
確率を低下させる。また、受信者はディザー信号を知ら
なければ、信号を復調できないから、極めて確実な暗号
通信が可能になる。つまり、受信者は或インテリジェン
ス信号の送信中に用いられた特定のディザー信号を知ら
ずして、このインテリジェンス信号を再生することがで
きない。
図面の簡単な説明 第１図は時間範囲送信器の概略ブロック回路構成図で
あり、 第1a図乃至第1c図は第１図に示す送信器の出力段階の
他の態様の概略回路構成図であり、 第２図は本発明による時間範囲受信器の概略ブロック
回路構成図であり、 第2a図は第２図に示した同期検波器の別の型の概略ブ
ロック回路構成図であり、 第３図は時間範囲受信器の別の態様のブロック回路構
成図であり、 第４図は第１図および第２図に図示した回路系の各部
における一組の信号波形を示したものであり、 第５図は第２図、第2a図及び第３図に図示した無線受
信器の他の態様のブロック回路構成図、 第６図は第５図に図示した回路系の動作態様を示す一
組の信号波形を示す図である。
図面の詳細な説明 図１を参照して、始めに送信器10に関し、一般には水
晶制御発振器である発振器12により、基本周波数100kHz
が発生される。この発振器の出力はパルス信号であっ
て、1/4分周器14に印加され、その出力に図４の波形Ａ
で示す25kHz、０〜5Vのパルス信号を得る。以下の記載
で波形をアルファベット記号で言及するとき、第４に表
示のアルファベット記号の波形を意味する。上記の25kH
z出力は特定ではない通信信号として用いられ、また電
源16への入力となる。電源16は15kHzに調整されると共
に、送信器10の出力段18に干渉しない300VのDCバイアス
を供給するものである。
1/4分周器14の出力は信号ベース又は変調基準信号と
なるもので、コンデンサ20を介してパルス位置変調器22
にその信号ベース又は変調基準信号として供給される。
パルス位置変調器22にはその入力部に、抵抗24とコンデ
ンサ26から成るRC回路が備わり、変調基準信号である入
力方形状を波形Ｂで示される略三角波（山角波）に変換
し、これが抵抗25に跨り、比較器28の非反転入力に印加
される。この比較器28の非反転入力にはまた、DCバイア
ス源30の＋5V端子29から抵抗32を介して供給される所定
の基準正電圧が、コンデンサ27で濾過されて印加され
る。従って実際には、この非反転入力に例えば、波形Ｃ
で示すように上方正にバイアスされた三角波が変調基準
信号として現れることになる。
比較器28の事実上の導通レベルを決定するのは、コン
デンサ36を介し、抵抗37に跨って比較器28の反転入力に
供給される入力信号であり、これに電源30から抵抗38を
介し、抵抗32に跨って供給されるバイアスが加わるもの
である。このバイアスが付加される入力信号は、波形Ｄ
で例示される。信号入力、即ち本発明のインテリジェン
ス信号は簡単には、マイクロホン35からのオーディオ信
号、要すればこの増幅器35で増幅したものでも良い。こ
れに、スイッチ39を閉じて、例えば信号発生器33から出
力される信号オフセット又は符号化（コーディング［co
ding］）ディザー電圧信号が加わり、両信号、即ちイン
テリジェンス信号と符号化ディザー信号の和が抵抗41に
跨って得られ、パルス位置変調器22にその外部より、そ
の比較器28において印加されるものである。符号化ディ
ザー信号又はオフセット信号発生器33は例えば、正弦信
号、バイナリー（二値）信号又は他の信号を提供するも
ので良く、図示のものでは、「バイナリー信号Ａ」を提
供するものであると表示されている。斯くして、この実
施例では、発生器33は文字、数値又は簡単にはランダム
なもの等の符号（コード［code］）を表す、0Vと何らか
の離散値間で変化する一連の離散的電圧パルスであるバ
イナリー（二値）信号を提供するものとなる。斯く記載
の入力信号を一緒にして、比較器28の出力信号は波形Ｆ
で示され、その作用はこの波形のパルスのターンオン及
びターンオフのタイミングをインテリジェンス信号と符
号化ディザー信号との組み合わせの関数として変化させ
ようとするものである。このようにして、振幅信号から
のパルス位置変調が行われる。即ちディザー信号は付加
された離散的パターンの時間位置が送信信号に含まれる
ようにすることを可能にし、従って、この送信信号を受
信復調するには、ディザー信号が受信側で正確に分かっ
ていることにより、その正確な再生を必須とする。つま
り、この送信側で用いられるディザー信号が受信側で分
かっていなければ、受信器は送信されてきた信号を復調
できず、インテリジェンス信号を再生（ディザー信号を
差し引いて）することはできない。
比較器28の出力信号に関し、ここでは負に向かうその
後縁（立ち下がり）44を用いるが、この立ち下がり44が
時間位置においてインテリジェンス信号と符号化ディザ
ー信号との関数として変化することが注目されるべきで
ある。波形Ｆのパルス立ち下がり44が、モノ即ち単安定
マルチバイブレータ46をオンにトリガーする。モノ46は
約50ナノ秒のパルスオン時間を有し、その出力は波形Ｇ
で示されている。例示のため、関係する波形の係わる立
ち上がり、立ち下がりは適正に整列するが、パルス幅及
び間隔（破線で示されている間隔は40マイクロ秒であ
る）はスケール上に関連していない。つまり、波形Ｇの
パルス立ち上がりが波形Ｆの立ち下がりに時間的に対応
し、波形Ｇのパルス間の平均時間内のその時間位置は比
較器28への入力変調信号、即ちインテリジェンス信号と
ディザー信号との関数として変化せしめられるのであ
る。そして、後述のように、パワー出力段18の出力部に
生成され、ジスコーン・アンテナ90より放出される波形
Ｈの広帯域パルス信号の立ち上がりタイミングが上記入
力信号、即ちインテリジェンス信号とディザー信号との
関数として変化せしめられるのである。
単安定マルチバイブレータ46の出力は、ダイオード48
を経て、抵抗50の横切り、NPNトランジスタ52のベース
に入力される。トランジスタ52は、トリガー増幅器とし
て働くもので、そのコレクタに、通常、抵抗54（例え
ば、1.5KΩ）を介して、5V電源30の＋5V端子29から偏倚
電圧を受ける。このコレクタ−は、約0.1mfのキャパシ
タンスを有するコンデンサ56を経て接地されるが、これ
により全バイアス電圧が、トランジスタを横切って短か
いターンオン間隔、50×10-9秒間現れ得る。トランジス
タ52の出力側は、そのエミッタがトリガー変圧器60の一
次巻線58を経て接地される。さらに、トランジスタ52
は、コレクタ−負荷抵抗を介して共通のエミッタ構成に
接続されているアバランシェ・トランジスタを介して変
圧器60を駆動し得る。急勾配波前面で変圧器を駆動する
ためには、アバランシェモードで動作するトランジスタ
が理想的である。トリガー変圧器60の理想的な二次巻線
62および64は、それぞれ独立して、電力出力部18の各ト
ランジスタ66または68（いずれも、NPNアバランシェモ
ード、ないしはアバランシェモードで動作する）のベー
ス−エミッタ間に配置される。図では、二次巻線が２本
の場合を示してあるが、適宜、１本でも、２本以上でも
良い。
アバランシェモードで動作する両トランジスタ66およ
び68により、2N2222型特に金属製罐を有する2N2222型の
ように、それを供給するものとして他にラベルされない
多くのタイプのトランジスタからこのようなモードが可
能であることが見い出された。ここにいうアンバランシ
ェモードは時々２次分解モードとして引用するが、トン
ジスタがこのモードで作動され、“on"にトリガーされ
る時に、それらの抵抗が急速に充分に低下して（内部的
には光速に近い）、この状態がコレクタ電流が通電を遮
断するに十分に低下するまで（数μＡにて）維持され
る。幾つかの他のトランジスタ、例えば2N4401型も、同
様に信頼し得るアバランシェ特性を示す。図示するよう
に２つのトランジスタ66,68のコレクタ−エミツタ回路
は互いに直列に接続される。電源16からは、ろ波コンデ
ンサ72を横切り、抵抗74を経て、＋300Vのバイアスが、
各トランジスタ66,68のコレクタに印加されると共に、
並列結合される遅延線群DLの一端76にも印加されてい
る。遅延線群DLは、S1〜S3の三部から成る場合を図示し
ているが、典型的には、５〜10部から成るものが所望の
波形を生ずるために必要に応じて用いられる。各線はRG
58型の同軸ケーブルで構成され、それぞれ約１×10-9秒
パルスを完全にもたらすのに必要な約３インチの長さで
ある。図示のように、抵抗74からの正入力電圧は、各遅
延線の中心導電体へ接続され、そして外側導電体群は接
地されている。抵抗74は、50KΩのオーダーであり、両
トランジスタをほぼ自己トリガー状態に置くツェナー電
流である約0.2MAの電流がトランジスタ66および68を通
って流れるように調節される。この状態下においては、
各トランジスタは、２つのトランジスタに対して異なり
得るアバランシェ電圧に自己調節するだろう。通常、抵
抗74はなお、パルス間で各遅延線DLがチャージされ得る
ような値にあるだろう。各遅延線DLは、両トランジスタ
66,68がターンオフにある期間中、即ち入力パルスと入
力パルスとの間の期間中、300Vのバイアスを受ける。両
トランジスタ66,68への各入力が、トリガーパルスによ
って“on"にトリガーされると、両トランジスタは、0.5
×10-9秒内で通電し始め、そして（それらの特徴である
アバランシェモードで動作する時）それらにかかる低電
圧降下のために、約120Vが出力抵抗78、例えば50Ω、を
横切るパルスとして現れる。
重要なことは、このパルスのターンオン、即ち、パル
ス前端が、両トランジスタ66,68の各入力に印加される
トリガーパルスによってもたらされると共に、この出力
パルスの後端が、遅延線群DLの放電時間によって主とし
て決定されることである。この方法により、また、遅延
線群の長さおよび特性インピーダンスの選択によって、
形状の良い、非常に短い、すなわち１×10-9秒のオーダ
ーでかつピークが約300Wであるパルスが発生される。タ
ーンオフに続いて、遅延線群が、次のトリガーパルスの
到着以前に、抵抗74を通して再チャージされる。後に明
らかになるであろうように、出力部18は構造が極めて簡
単で、全く安価な回路素子群から構成されており、例え
ば、両トランジスタ66,68（もし2N2222型が用いられる
と）は、約0.12＄で入手可能である。
出力部18の出力は、抵抗78を横切って現れ、同軸ケー
ブル80を経て時間範囲形成ろ波器82に供給されるが、こ
のろ波器は、符号化信号または認識信号として出力に選
定された記号を付けるのに用いられる。また別に、ろ波
器82は、このような安全対策が必要でないと考えられる
場合省略されて良いが、この省略を示すものとして、ス
イッチ86を備えたバイパス・ライン84が図示されてい
る。
ろ波器82の信号出力、または出力部18からの直接出力
が、同軸ケーブル88を経て、ジイスコーン・アンテナ9
0、即ち無共振アンテナあるいは他の広帯域アンテナへ
印加される。この型のアンテナは、その遮断周波数（こ
れはサイズの関数である）より高い周波数のすべての信
号、例えば、比較的小ユニットの場合、約50MHz以上の
信号を比較的一様に発信する。いかなる場合にも、アン
テナ90は、広幅スペクトル信号を発信し、この１例は、
第４図の波形Ｈの時間範囲内に示されている。この波形
は、ろ波器82が用いられておれば、その成形効果と、或
る程度、ジイスコーン・アンテナ90の応答との複合物で
ある。
第1a図は別の簡単な出力部を示している。図示するよ
うに、広帯域アンテナとしての双円錐アンテナ200は、
直流電源65により抵抗67および69を経て、前記したよう
にトランジスタ66および68のアバランシェ電圧の合計で
ある総合電圧に充電される。抵抗67および69は共に、ト
ランジスタ66および68を前記したように偏倚し得る抵抗
値を有する。抵抗71および73は、比較的低い値であり、
アンテナの遮断周波数以下のエネルギーを受け、かつ呼
出信号を防止するように調整される。動作においては、
パルスがパルス変圧器60の一次巻線58に印加され、トラ
ンジスタ66および68がターンオンし、抵抗71および73を
経て双円錐アンテナ素子204および206を有効に短絡す
る。この作用は極めて速く起こり、その結果、一般的に
波形Ｈに示すような信号が発生し、これは第１図に示す
送信器出力システムに前記したように伝送される。
第1b図は、送信器出力部の他の態様を示す。これは、
光感応性アバランシェ・トランジスタ63、例えば2N3033
型を用いている点において第1a図に示すものとは異なっ
ている。同様な構成部品は第1a図に示す参照番号と同じ
数字符号を用いているが、“a"の符号を付記している。
トランジスタ63はレーザ・ダイオードもしくは急速ター
ン・オンLED（発光ダイオード）61によりトリガーされ
るが、次いで一般に第１図に示すように動作されるアバ
ランシェ・トランジスタ52により駆動される。光励起ア
バランシェ又は他のアバランシェモードで動作する半導
体スイッチ（現在存在しており、あるいはじきに出現す
る）あるいはこれらを直列に接続したものを用いること
により、電源65の電圧を数KVに上昇され、それによって
電力出力は本質的に望みどおり高くすることができると
思われる。この点において、また本発明の特徴の一つと
して、光でトリガーされるガリウム砒酸塩のアバランシ
ェモード動作スイッチを用いうる。
第1c図は、第１図に示す出力部に関する２つの変更を
示す。すなわち、遅延線DLに代えて例えば30〜100ピコ
ファラッドの小さなコンデンサ89が用いられており、こ
れは最初は蓄積されたコレクター電力バイアス入力をト
ランジスタ66,68に供給し、それらを通して放電する。
これを用いることにより、この出力部からの立ち上り時
間が著しく短くなる。
さらに、エミッタ抵抗78に代えて遅延線91が用いられ
ている。その役割は、トランジスタのターン・オンに続
いて鋭く送信器出力をゼロに引き降ろすことにある。タ
ーン・オンの間、それは遅延線の通常の特性インピーダ
ンスを提供する。典型的には、送信ライン80と同じ特性
インピーダンスを有するように選択されるだろう。従っ
て、それと適合し、電力のスムーズな送信となるだろ
う。しかしながら、信号の立上り時間の末端において
は、遅延線91は出力に本質的にゼロインピーダンスすな
わちショートを提供し、従って送信段階の立上りに続く
出力を急激にゼロにするだろう。
第１図に戻ると、ジイスコーン・アンテナ90もしくは
双円錐アンテナ204,206（第1a図）の出力は、典型的に
は不連続空間を越えて送信されて、典型的には、第２の
場所における同様な広帯域アンテナ、例えば受信器96の
ジイスコーン・アンテナ90によって受信されよう（第２
図）。送信のために波形が若干ゆがむかも知れないけれ
ども、説明上から、受信した波形は波形Ｈの複製である
と仮定することにする。受取った信号は広帯域増幅器94
によって増幅されるが、これは、送信信号の範囲にわた
って広帯域周波数応答を有している。ろ波器82が送信器
10に用いられる場合には、相応的に構成されたろ波器98
が用いられよう。ろ波器98は、送信の間に生じ得るゆが
みを除去するように構成することもできる。整合ろ波器
が用いられない場合の説明として、ろ波器98の入力およ
び出力を接続するスイッチ100を図示してあり、これを
閉じることによって、ろ波器98が側路（バイパス）され
ることを指示してある。整合ろ波器を使用していないと
仮定し、波形Ｈの増幅複製としての広帯域増幅器の出力
が波形Ｉにて図示されている。いずれの場合も、抵抗10
1を横切って現れる。
信号波形Ｉは、同期検波器102に印加される。この検
波器は、基本的には、アバランシェ・トランジスタ104
と調節可能な単安定マルチバイブレータ106の２個の機
能ユニットを備えている。単安定マルチバイブレータ10
6は、アバランシェトランジスタ104のエミッタとグラン
ドとの間に接続されたエミッタ抵抗110を横切る入力か
ら駆動される。アバランシェ・トランジスタ104は、可
変電圧、例えば100〜130Vの直流電源112から、例えば10
0KΩ〜1MΩの可変抵抗114を経てバイパスを受ける。遅
延線116は、トランジスタ104のコレクタとグランド間に
接続されて、トランジスタ104のための有効動作バイパ
スを供するもので、後述するように、通電期間と通電期
間との間でチャージが行なわれる。
今、チャージ間隔が起きたと仮定すると、アバランシ
ェ・トランジスタ104は、ろ波器98から、抵抗101を横切
ってアバランシェ・トランジスタ104のベースに印加さ
れる信号によって“on"切換え、即ちトリガーされる。
さらに、このトリガーが、単安定マルチバイブレータ10
6のＱ出力、波形Ｊ、の高くなることによって可能であ
ると仮定しよう。トリガーが起るや、アバランシェトラ
ンジスタ104の通電により、エミッタ抵抗110を横切る上
昇電圧（波形Ｋ）が生じ、この電圧のために単安定マル
チバイブレータ106がトリガーし、その結果、バイブレ
ータ106のＱ出力が低下する。これによりダイオード108
が通電し、その結果、アバランシェトランジスタ104へ
の入力が効果的に短絡する。この現象は、入力信号（波
形Ｉ）の正の前端から２×10-9〜20×10-9秒以内に起
る。トランジスタ104の通電期間は、遅延線116の容量及
び電気的長さによって精密に設定される。12″（イン
チ）の非終端RG58同軸ケーブルから形成される遅延線を
用い、かつ約110Vの充電電圧でもって、この通電期間
が、例えば約２×10-9秒に設定される。長さ0.25″〜3
0″の１又はそれ以上の平行断面の同軸ケーブルを用い
ることができ、on−timeにおける好適な変動が得られ
る。
単安定マルチバイブレータ106は調節可能で、その調
節により、そのＱ出力が高い値に戻るべきスイッチング
時点を選定された時刻にセットすることが可能で、これ
に続いて、既述のようにバイブレータ106はトリガーさ
れる。これが起ると、ダイオード108が再びブロックさ
れ、従ってアバランシェトランジスタ104のベース入力
に対する短絡状態が除かれ、トランジスタ104は到来信
号に対し感応性になる。この現象は、例えば波形Ｊの時
点T1で起る。単安定マルチバイブレータ106によるスイ
ッチング以前の遅延期間は、アバランシェ増幅器104と
しての感応性の回復が、当該信号の起るのが予期される
直前である時点T1で起るようにセットされる。気がつか
れるように、これは、波形Ｉの信号パルスの発生直前に
なるだろう。かくして、当該信号のために、25KHzの繰
返し率でもって、既述のように、単安定マルチバイブレ
ータ106は、丁度40μ秒、即ち40,000×10-9秒の期間に
おいて低い値から高い値へＱ出力を切換えるように設定
されよう。入力パルスの正の部分の幅が僅に約20×10-9
秒であることを考慮すると、上記時間の大部分の間は、
同期検波器102が不感である。感応性の窓（window）
が、両時点T1〜T2間に存在するとして図示されており、
かつ単安定マルチバイブレータ106の常法通りのタイミ
ング調節によって持続時間について調整可能である。こ
の調整は、典型的には、最初、信号を急速にロッキング
するのに十分な窓を与えるためにかなり広く行なわれ、
その後は、最高圧縮比のための狭い窓を与えるように行
なわれる。
アバランシェ・トランジスタ104の出力信号（波形
Ｋ）は、一定幅をもち、かつ前縁タイミングが変調の関
数として変化する一連のパルスである。これにより、１
種のパルス位置変調の存在を知り得るもので、このパル
スは、エミッタ抵抗110を横切り、トランジスタ104のエ
ミッタから活性型の低域ろ波器117へ供給される。この
変動するパルス信号は、低域ろ波器117にて、ベース帯
域インテリジエンス信号に変換復調されて、次いでオー
デイオ増幅器119へ印加され、増幅される。この増幅器1
19の出力は、ここに図示したような音声送信を仮定した
場合、拡声器120へ印加されて再生される。インテリジ
エンス信号以外のものである場合は、その時の変調に適
合した復調が行われれば良い。
以上の受信切96は特に同調について２つの特徴、即ち
感度および窓持続時間を有することに注目すべきであ
る。感度は、可変電源112の調節によって調整され、そ
して信号“lock on"は、上述のように、単安定マルチ
バイブレータ106の高出力状態の期間を同調することに
よってもたらされる。典型的には、この期間は、当該位
置変調信号パルスについての脱線（exc−ursion）範囲
を捕えるのに必要な最小値に調整されることになろう。
第2a図に、受信器96に用いられる別種の検波器（符
号:122）を図解した。この検波器においては、４個の整
合ダイオードD1−D4からなるサンプリング・ブリッジ
（サンプラー）124によって一種の同期信号検波が行な
われる。本質的に、これは、抵抗101を横切って現れ
て、かつその入力端子“I"に印加される信号でもって、
単極の信号投（signal thr−ow）スイッチ、即ち簡単
に言えばゲート、として働く。このゲートを通過した出
力は“0"端子に現れ、コンデンサ113を介し、抵抗118を
横切って、復調機能を有する活性型の低域ろ波器117の
入力に印加される。サンプラー124は、第４図の波形Ｌ
において鎖線で指示されたパルスPGによってゲートを開
かれ、そして端子Ｇを横切って印加される。パルスPG
は、電圧制御発振器（VCO）127によって制御される単安
定マルチバイブレータ126によって発生される。VCO127
は、波形Ｌの実線で示された到来信号の平均率との同期
が行なわれるように制御機能を果す。この制御のため
に、サンプラー124からの出力電圧は、抵抗128を通り、
次いでVCO127の制御入力に接続された（平均化）コンデ
ンサ130を横切ってVCO127に印加される。かくしてVCO
127からの制御された信号周波数出力が単安定マルチバ
イブレータ126の入力に供給され、そこからゲートパル
スPGが出力される。このパルスは、図示のように矩形波
で、選定されたパルス幅（典型的には、２〜20・10
-9秒）を有し、この選定は送信されたパルスのタイム変
調によって行なわれる。単安定マルチバイブレータ126
の出力は、パルス変圧器132の一次巻線に印加され、そ
して同変圧器の二次巻線はサンプラー124のゲート端子
Ｇと結合される。ダイオード134は変圧器132の二次巻線
と並列に接続されて、もしこのダイオードの接続が無け
れば、単安定マルチバイブレータ126のパルス出力が変
圧器132へ印加されるために起るであろう負変換を効果
的に防止する機能を果す。このようにして、ゲートパル
スPGは、その接続時間中導電性であるサンプラー124の
すべてのダイオードにバイアスを印加し、これによって
信号入力を端子“I"から端子“0"へゲートを通過させる
働きをする。上述のように、この信号入力は、コンデン
サ113を経て、かつ抵抗115を横切って低域ろ波器117の
入力に印加される。
検波器122の機能は、ゲートパルスPGの制限以内で現
れる入力信号（第４図の波形Ｌを有す）部を低域ろ波器
117に印加するものである。ゲートパルスPGのタイム位
置はVCO127のパルス出力のタイミングによってセットさ
れ、次いでVCO127の出力率はコンデンサ130を横切って
現れるVCO127への電圧入力によって決定される。コンデ
ンサ130は、復調されるべき最低変調周波数に対応する
時定数よりごく小さい時定数を有するように選ばれる。
従って、VCO127の出力パルス率は、ゲートパルスPGのパ
ルス位置を、変調中に誘導された入力信号（波形Ｈ内の
実線で図示）のタイム位置に変えないようなものであ
る。結果として、サンプラー124を通してゲート通過す
る信号と平均値が、その信号に本来印加された変調の関
数として変化することになる。この平均値は、低域ろ波
器117を通過させることによって、振幅型定法信号へ変
換される。次いで、既に述べたように、オーデイオ増幅
器119によって増幅されてから、拡声器120によって再生
される。
図３は、図２に示す受信器の代替的実施例を例示す
る。第一に、指向性アンテナとして、双円錐アンテナ11
5（実際には、アンテナ素子群と反射器を備えて成る）
を図示のように用いる。第二に、二重バランス変調器の
形式で用いられる図示のミクサ111は、広周波数帯域の
増幅された出力に型板（template）発生器123が発生す
る送信信号（図４）の複製を乗ずる。この型板発生器12
3は要する場合、アバランシェ・トランジスタと受動回
路網を組み込んで成り、波形Ｈで例示されたような所定
波形を得るものでも良い。上記受動回路網は、単数又は
複数のトランジスタに跨って開放遅延線を組み込んで成
るものでも、エミッタ回路に短絡遅延線を組み込んで成
るものでも良い。
アバランシェ・トランジスタ104を開（開放）遅延線1
16に連結した一例は図２、もう一つの例は図１に見いだ
すことができる。図１の回路はパルス波形をアンテナに
対して送出できるようになっている。この同じ波形は、
当業者が容易になせる適切な減衰の上で、図３における
ようなミクサーに対しても送出できる。また、波形成形
を良好にするため、上記のように受動回路網を付加する
こともできる。これには、回路寄生の補償とアンテナ効
果を上げるために必要とされる場合がある。短絡遅延線
は、当業者にこれの代替的示唆を提供するものである。
図３の受信器回路では、単安定ユニット126は省か
れ、ミクサ111の出力がその出力電圧を低域フィルター1
17に加えるようにしている。コンデンサ129と抵抗137が
低域フィルターとして機能し、VCO127を制御している。
VCO127は電圧制御により極微小パーセント（例えば0.00
01〜0.01％）だけ可変で位相ロックループを行う発振器
である。
本発明の意図するところの一つは、前述のように、振
幅と極性のパターンを同様とする型板（テンプレート）
信号を用いて、送受信号が検波復調されるようにするこ
とにある。これが達せられるとき、受信信号と型板信号
が乗じ合わされると、受信信号は実質的に全波整流さ
れ、入力信号の電圧ではなく、電力（電圧の２乗）を表
すものに変換される。次いで、この信号は上記低域フィ
ルター117、または後述の積分器250（図５）で積分され
る。信号が型板信号と完全に同期が取れると、積分器又
はフィルターから最大の出力が発生する。同期が不完全
であれば、出力が減じられ、符号が反転されることもあ
る。送信波形の時間シフトを生ずる変調があれば、この
プロセスから変調に関係する振幅の変化が結果として生
じ、従って信号が復調される。
図５は特に、時間領域送信信号を受信、検波（復調）
するのに適した無線受信器を例示する。更に、図１に図
示の二進シーケンスＡ発生器33により供給されるよう
な、アナログ又はディジタル形式の特定オフセット又は
ディザー信号と混合されたインテリジェンスを検出する
システムを特に示している。従って、説明の目的で、図
１のスイッチ39は閉、送信器10により送信される信号は
マイクロホン34からのインテリジェンス信号が二進シー
ケンスＡ発生器の出力と合計されたもの、且つ送信器10
のパルス位置出力はパルス位置がインテリジェンス信号
とオフセット又はディザー信号の両者の関数であるもの
と仮定がなされる。従って、送信信号は、二進シーケン
スＡの時間オフセットパターンが生じるようなパルス位
置の変化を受けるパルス位置変調信号として記述する。
送信器10からの送信信号は広帯域アンテナ220により
受信され（図５）、この信号は二つの基本回路、即ち復
調回路222及び型板（テンプレート）発生器224に送られ
る。本発明により、送信信号の複製、波形Ｈ（図４）を
用いて受信信号の検波、復調が行われるが、その基本は
周波数逓倍器、乗除ミキサー226で為される。最大の応
答を得るため、図６でT1として再生される型板（テンプ
レート）信号は、後述されるように、入力と厳密に同位
相でミキサー226に印加されなければならない。変調の
関数として図６の波形では感知できない程度の位相差が
あるから、一般に１ナノ秒パルスに対して約±200ピコ
秒のスイングを生ずる。かかる近似同期を行うため、テ
ンプレート発生器224は水晶制御、電圧制御発振器227を
用いており、その作動制御電圧が受信信号に付き前者の
動作を同期する。
発振器227は送信器10の繰り返し数より実質的に高い
周波数で動作し、ここでその出力は周波数が分周器230
により25KHz、即ち送信器10の分割器14の出力と等しい
動作周波数に降下分割される。
二進シーケンスＡ発生器33が付与するものに対応する
ディザーのパターンを導入するため、同様な発生器228
が二進変化電圧をプログラマブル遅延回路232に付与
し、後者が分周器230の信号出力に、インテリジェンス
変調に加えられると図１の二進シーケンスＡ発生器33が
もたらす遅延パターンに対応する遅延パターンを付与す
る。これは例えば、数字４、２、６、８を表す４個の８
ビット二進ワードで良く、このとき同一パターンが二進
シーケンスＡ発生器33により発生され、送信器10から送
信されているものとする。また、これは反復二進パター
ンであるとする。斯くして、プログラマブル遅延回路23
2は先ず、分周器230から受け取る一つのパルスを４個分
遅延する。次いで、同じことが数字２以下同様に為さ
れ、４数字シーケンス（順番列）が完了する。次いで、
シーケンスは再開始される。二つの二進シーケンス発生
器が同期して動作されるようにするには、順番列の開始
時が受信側に伝えられなければならない。さもなけれ
ば、後述のように同期システムが動作して同期を確立す
るのに充分な信号入力パルス数で信号サンプリングを行
う必要があろう。反復可能な順番列はあるが、順番列開
始信号送信したり、受信器内に検波手段を設け、これを
用いる等して二発生器を同期させるときほどは、それは
長くある必要は無い。
プログラマブル遅延回路232を設けることにより、或
いはその出力に第二の遅延回路を接続して用いることに
より、後述のように、その動作に伴う関連回路に固有な
回路遅延を勘案した一般的回路遅延を更に生じ得る。何
れにせよ、これ等の複合である遅延手段232の遅延出力
はテンプレート発生器234の入力に出力され、波形T1と
して図６に示された、送信信号の複製を発生するように
適応される。差動増幅器246の基本的機能は、補正又は
誤差信号を発振器226に印加するに要するDC電圧を提供
することで、それにより入力信号EAの平均時間と正確に
同位相で複製信号T1がミキサー226に加えられるように
なる。
最近似信号を発生するため、入力信号はテンプレート
発生器234のテンプレート信号出力の、二の時間的に離
間する複製により乗ぜられる。T1として表された、これ
等の第一のものはミキサー236で入力信号EAと掛け合わ
され、第二のテンプレート信号T2はミキサー238で入力
信号EAと掛け合わされる。図６から分かるように、T2は
遅延手段240により信号T1から、テンプレート信号T1の
主ロープＰの時間の約1/2の時間だけ遅延される。
ミキサー236の出力は積分器242で積分され、その出力
をサンプルホールド回路244が遅延装置232によりトリガ
ーされてサンプルホールド動作する。入力信号EAとIT1
の積の積分であるサンプルホールド回路244の出力は、
差動増幅器246の非反転入力に印加される。同様に、ミ
キサー238の出力は積分器248により積分され、遅延手段
232によりトリガーされるサンプルホールド回路250によ
りサンプルホールド動作される。入力信号EAとテンプレ
ート信号T2の積分積は差動増幅器246の反転入力に印加
される。
差動増幅器246の動作を検討するに、発振器22の出力
の位相が前進すると、ミキサー236に印加された信号T1
とEiが近位相になり、差動増幅器246の非反転入力への
入力信号が増大する。一方、入力信号Eiに対するテンプ
レート信号T2の前進効果は、それ等の一致が減少し、ミ
キサー238の出力積の減少、従って差動増幅器246の反転
入力積への電圧入力の減少を生ずるものであることが示
される。その結果、差動増幅器246の出力は正の方向に
駆動され、この極性信号は発振器227の動作を遅らせる
ものである。この変化が反対方向であれば、結果は差動
増幅器246の反転入力に非反転入力へより高い電圧が印
加され、出力信号を減少せしめ、発振器227を反対方向
に駆動せしめることになる。このようにして、入力信号
EAとテンプレート信号TAとの間に、入力信号の変調に直
接用いられる近平均位相ロック（同期）が行われる。用
語「近」は、差動増幅器2460の出力が発振器227の制御
入力に印加される前に、低域フィルター253に通される
と云う意味で用いられる。低域フィルター253の遮断周
波数は、移相を行うのにかなり多数のパルスを要するよ
うに、例えば10からおそらく0.001Hzを下限として設定
される。その結果、発振器227の応答は、波形T1、従っ
てTAを変調効果に関して不変にする出力が得られるよう
にするものである。この制限を考慮し、入力信号の同期
検波（復調）を得るため、テンプレート発生器234の出
力T1はテンプレート及び入力信号の主ローブの時間Ｐの
ほぼ1/4に等しい時間だけ遅延され、これが信号TAとし
て入力信号EAと共に周波数逓倍ミキサー226に印加され
る。こうして、結果として生ずる遅延信号TAは今や入力
信号と同期しており、従って周波数逓倍器226は実質的
に最大の信号出力を供給することが分かる。ミキサー22
6の信号入力部に信号が全く無いか、ノイズ信号がある
場合、入力信号EA相互間には、図４に示す正確に40ミリ
秒の経過時間があり、ミキサー226から極最小の出力の
時間ずれが現れる。
ミキサー226の信号出力は積分器250で積分され、出力
信号は増幅器252により係数0.5と掛け合わされる。次い
で、増幅器252のこの1/2電圧出力が比較器254の非反転
入力に印加される。このとき遅延は、増幅器252と比較
器254の動作を安定化させ、これ等の二ユニットに動作
に変化が無いようにする有効な比較レベルを得るに要す
る程度のものである。比較器254の出力は、入力信号EA
の位置と共に変わるほぼ正確なタイムマーカーを表わ
す。これは次いでフリップフロップ258のリセット入力
に送られる。フリップフロップ258のセット入力には、
低減フィルター253のための入力信号間の平均化間隙を
表し、比較器254の変調制御時間可変出力信号が関連付
けられる基準を提供する出力信号が遅延手段252から加
えられる。即ち、遅延手段232の出力がフリップフロッ
プ258のセット入力として加えられるが故に関連付けら
れるものである。こうして、例えば、フリップフロップ
258の出力は、低域フィルター253により実質的に規定さ
れる平均繰り返し数に関係した一定時間速度で上昇す
る。従って、フリップフロップ258の出力は、入力信号
にインテリジェンス変調を影響する時間速度で零に戻る
ことになる。従って、一定の振幅のパルス波高値の、し
かも変調で直接変化したパルス幅のパルスを得ることに
なる。フリップフロップ258の出力は次いで、信号をパ
ルス幅復調から振幅信号変調に変換低域フィルター260
に送られ、信号は拡声器262にて再生される。送信器10
の二進シーケンス発生器33と受信の二進シーケンスＡ発
生器228が実質的に同期して作動されると仮定すると、
送信器10の発生器33により行われる時間位置ディザーの
効果は信号に対して如何なる転移効果をもたない。
以上の一総括として、受信信号はそれを型板（テンプ
レート）信号と掛け合わせて検波される。広帯域アンテ
ナの出力である受信信号とテンプレート信号の掛け合わ
せ（乗除）は受信信号を実質的に全波整流し、入力信号
はその電圧ではなく、電力（２乗ボルト）を表すものに
変化される。次いで、この信号は積分器250により積分
される。信号がテンプレート信号と完全に同期していれ
ば、積分器から最大の出力が生じる。信号が完全に同期
していなければ、出力は減じられ、符号が反転されるこ
ともある。こうして、最大の応答を得るため、テンプレ
ート信号はそれが広帯域アンテナの出力と同位相となる
ように遅延されるべきである。
テンプレート信号を正確に遅延するため、位相トラッ
キングループが用いられる。このトラッキングループは
図５に詳細に記載され、前述した。検波信号の復調は前
記したが、以下の通り纏めることができる。
積分器250の出力は増幅器252により増幅され、比較器
254の入力に印加され、後者は受信信号Eaのタイミング
に対応し、従って信号EAの変調に従い時間的に変化する
立ち上がりエッジを生ずる。この信号がフリップフロッ
プ258をリセットする。フリップフロップ258の出力信号
の立ち上がりエッジは、信号Eaの変調に従って変化す
る。フリップフロップ258のセット入力は、フィルター2
53により決定される緩やか速度で信号Eaを追跡する比較
的一定なタイミング源232により与えられる。フリップ
フロップ258の出力の一方のエッジは比較的一定であ
り、他方のエッジは信号Eaの変調と共に変化するので、
フリップフロップ258の出力のデューティーサイクルは
信号の時間位置変調と共に変化する。低域フィルター26
0は、フリップフロップ258出力のデューティーサイクル
変化から結果として生じる低周波信号変動のみを通過さ
せ、従って、例えば図１のマイクロホン34からの元の変
調を表す信号を出力させる。
上記に示したように、同期化を確実にするためには、
二重シーケンス発生器（発生器33）の開始に関する送信
器と受信器との間の幾つかの信号化形態が要求される。
これは、補助送信器により、あるいはいわば二重シーケ
ンス発生器33の一つのシーケンスの集結に受信器の二重
シーケンス発生器228のための開始信号が提供される解
読（翻訳）装置により行なわれ得る。これがない場合、
自由流れモードにおいては、型板発生器224の動作によ
り同期化が行なわれ、これは短いコードについては比較
的低ノイズレベルで比較的短くなり、またより長いコー
ドについては、あるいはノイズが重要な問題である場合
には、より長期間が同期化のために要求される。必要な
場合、受信ステーションは同期化が達成された確認を当
初の送信ステーションへ伝送し戻すことも可能である。
上述したところから、本出願人が安価なかつ実用的な
時間範囲通信システムを提供したことを認識されよう。
このシステムは、単一の短いパルス、例えばナノ秒のパ
ルスが、パルス間が40μ秒であるような繰返し率で送信
される場合について述べたが、本発明によればより長期
間離間されたパルス群も送ることができる。従って、例
えば、８−ビットセットもパルス間に単純に空間がある
群として送信することができ、変調によるそれらの多位
置シフトを検出する。この構成により、送信されたイン
テリジェンス情報が256倍まで増大し、ノイズ免除がこ
の技術及び関連する技術によって実質的に改善できるこ
とが評価されるべきである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−24536（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−121389（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−117741（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−93839（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−136321（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 14/00 - 14/06 H04L 25/49 H04J 3/00 H04Q 9/14 H03K 7/04 特許ファイル（ＰＡＴＯＬＩＳ)

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】広スペクトル（周波数幅）送信システム
    （10）であって、 インテリジェンス信号とディザー信号に応答して複数の
    タイミング信号を生成するパルス位置変調器（22）であ
    って、上記ディザー信号がパルス変調器（22）内で用い
    られ得る基準信号とは独立した、符号化ディザー信号で
    あり、上記タイミング信号が上記インテリジェンスと符
    号化ディザー信号の関数として時間的に変化するように
    したパルス変調器と、 上記タイミング信号に応答して広いスペクトル信号を出
    力する、広帯域放射器（90;204,206）を含んで成る出力
    部（18）と を備えて成る送信システム。
  2. 【請求項２】更に、前記広スペクトル信号を受信、検波
    （復調）するように構成された受信器を備えて成る請求
    項１に記載の項スペクトル送信システム。
  3. 【請求項３】スペクトル（周波数）幅の広い信号を送信
    する方法であって、 （ａ）インテリジェンス信号とディザー信号に応答して
    複数のタイミング信号を生成するパルス位置変調段であ
    って、上記ディザー信号がパルス変調器（22）内で用い
    られ得る基準信号とは独立した符号化ディザー信号であ
    り、上記タイミング信号が上記インテリジェンスと符号
    化ディザー信号の関数として変化するようにするパルス
    位置変調段（ステップ）と、 （ｂ）上記タイミング信号に応答して広スペクトル信号
    を出力する段と、 （ｃ）上記スペクトル信号を放射する段と を含んで成る方法。
  4. 【請求項４】更に、（ｄ）前記広スペクトル信号を受
    信、検波（復調）する段を含んで成る請求項３に記載の
    方法。
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