JP2694648B2

JP2694648B2 - 時間範囲無線送信システム

Info

Publication number: JP2694648B2
Application number: JP63111723A
Authority: JP
Inventors: ラリー、ダブリュ．フラートン
Original assignee: ラリー、ダブリュ．フラートン
Priority date: 1988-05-10
Filing date: 1988-05-10
Publication date: 1997-12-24
Anticipated expiration: 2012-12-24
Also published as: JPH01313786A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、概略的には無線通信システムに関し、さら
に詳しくは、電磁エネルギーの時間離間したバースト信
号を空間に送信し、不連続周波数信号成分が一般に雑音
レベル以下にあり、従って従来の無線受信装置では見分
け得ない時間領域無線通信システムに関するものであ
る。

〔従来の技術〕

通信信号、例えば、オーディオ信号、の無線伝送は、
通常、二つの方法の内のいずれかによって行なわれる。
一つは、振幅変調システムと呼ばれ、正弦無線周波数搬
送波が情報信号、即ち通信信号において振幅変調され、
そして変調信号が受信地で受信されると、逆処理、即ち
搬送波の復調が行なわれ、元の通信信号を回復する。他
の送信方法は、周波数変調と呼ばれるもので、搬送波信
号が、振幅変調されるかわりに、周波数変調される。FM
周波数変調信号、即ちFM信号を受信すると、受信側で
は、先ず判別と呼ばれるものを実行する回路が用いら
れ、即ち周波数の変更が元の変調に応じた振幅の変更に
変わり、それにより、通信信号が回復される。いずれの
送信方式においても、基本として、与えられた正弦搬送
波があり、明確な周波数帯域幅、即ちチャンネルを占め
る。該チャンネルは、その適用範囲内で他の送信によっ
ては利用され得ないスペクトル・スペースを占める。現
在、スペクトル・スペースはすみずみまで利用されつつ
あり、従って、通信チャンネルの利用を拡大する方法が
切実に求められている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような事情に鑑みて、従来の方法である無線通
信用周波数チャンネル群の利用の代りに、伝送されるイ
ンテリジェンス帯域幅を10〜100倍以上に拡大する広帯
域周波数スペクトル（但し、このスペクトルを形成する
いかなる単周波数のエネルギーも非常に低く、典型的に
は通常の雑音レベル以下である）を利用する無線送信リ
ンクが提案されている。従って、この型の送信方式は、
本質的に他の送信サービスに干渉しないものであること
が明らかであろう。

さらに、IEEE会報、Vol.66、No.3（1978年３月）に
“時間領域電磁気学とその応用”と題する論文に報告さ
れているように、ベース帯域レーダなどの応用に、短時
間例えばピコ秒のパルスから発生するベース帯域信号を
利用することが提案されている。５〜5000フィートのオ
ーダーの範囲が提案されている。

この論文は1978年に著わされたものであり、ベース帯
域レーダのその後の開発に関するレーダ技術者との最近
の論議では、殆ど目的が達成されておらず、特に、広く
用いられる10キロメートルまでの中距離場の開発におい
て達成されていないことが示唆されている。この領域に
おける不成功の理由としては、このようなシステムから
の受信がノイズを適正に抑えることができないためと考
えられる。受信したベース帯域信号は、例えば100MHz乃
至1.5GHzあるいはそれ以上のレーダ信号の帯域の全スペ
クトル内に生ずる全ての電磁ノイズと競合しなければな
らないという事実から信号／ノイズ比（SN比）の問題が
大きくなることを忘れてはならない。存在するエネルギ
ーの内部ジャミングがない場合でさえ、BARベース帯域
レーダの入力には劣悪なレーダ信号に加えて存在する多
量の電磁エネルギーがある。

この面において、問題はむしろ希望がないように思わ
れ、またこのあたりに問題があると考えられる。

〔課題を解決するための手段及び作用効果〕本発明によれば、一定率又はプログラムされた比率の
パルス信号が発生され、そしてこれが、インテリジェン
ス信号のベースとして用いられるときに発生時間に関し
て変調される。得られるパルス信号は、アバランシェ
（電子なだれ）動作半導体スイッチなどの高速電子スイ
ッチのターンオン（オン切換え）又はターンオフ（オフ
切換え）を行うか、あるいは広帯域送信システムへの電
源入力をターンオン又はターンオフするスパークギャッ
プを生じる。

得られる出力、即ち無搬送波信号バーストは、大気中
ないし空間に送られ、かくして送信される。この送信の
受信は、送信信号に対して極性−時間（polarity−tim
e）関係を有する局部発生信号により受信信号を増倍す
るアナログ増倍器を用いて検出を行なうように選択的に
時間調整された受信器によって行なわれる。この増倍目
標が普通のもので送受信方向と同一平面にある場合、実
際の送信信号と独自に対応する相関を生ずる。従って、
典型的に送信信号が乗るノイズから本質的にランダムに
変化する電圧が存在する場合でさえも、レーダ信号レベ
ルよりもノイズレベルが実質的に高いくても、ノイズを
上まわる信号確認が達成できる。本質的に起こること
は、極性の観点から内部発生信号と緊密に同位相でない
受信信号が存在していない場合、出力、特に積算処理後
の出力は存在する相関信号によるよりも非常に低いレベ
ルとなる、ということである。さらに受信を促進するた
めに、ミキサーないし相関器の出力がその実行長もしく
は持続時間に亘る多数の点でサンプリングされ、そこで
これら一連の点を一連の予測値と関連付けることが可能
となり、存在する目標物があるかどうかの判定を、受信
信号の波形ビットパターンと標準との間の類似度の点か
ら行なうことができる。従ってこの処理は二段処理であ
り、注入信号用特定型の目標を時間−極性様に表わすテ
ンプレートを選ぶことが出来る。次いで、そのレベルか
ら極めて高い確率で目標の識別を提供する検出信号が提
供される。次いで、更に選定した時点における離散的サ
ンプリングと、目標物が存在する場合、予測との比較と
によって、分解能における更なる他の実在の要素が可能
になる。全体として見ると、本発明は、中距離、実際に
は、長距離レーダの満足すべき開発に対する最大の障害
を解決するものと考えられる。

〔実施例〕

以下、添附図面に示す実施例を説明し、本発明につい
てさらに詳細に説明するが、本発明が下記実施例に限定
されるものでないことはもとよりである。

第１図において、先ず、送信器10に関し、100SKHzの
基本周波数が発振器12により発生される。発振器12は、
典型的には、100KHzで方形パルスを出力する従来の回路
構成を含む水晶制御発振器である。このパルス信号は1/
4分周器14に印加され、その出力端子からは、25KHz、０
〜5Vの第４図の波形Ａで示された方形波を出力する。以
下において、第４図に示した波形を指示する場合、すべ
て文字符号で指示し、“第４図”を略することにする。
分周器からの出力は一般送信信号として、かつ電源16へ
の入力として用いられる。電源16は制御型であり、25KH
zで発信する送信器10の出力段18に非干渉ベースで300V
直流偏倚電圧を供給する。

1/4分周器14の出力は信号ベースとして用いるもの
で、それ自体は、キャパシタ20を介してパルス位置変調
器22に供給される。この変調器22はその入力部に抵抗24
およびキャパシタ26から成るRC回路を備え、ここで、入
力方形波が波形Ｂに示される略三角形波に変換され、そ
して抵抗25に跨って比較器28の非反転入力に印加され
る。比較器28のこの非反転入力にはまた、直流バイアス
電源30の＋5V端子29からキャンパシタ27によって濾過さ
れた選定ないし基準電圧が抵抗32を経て印加される。か
くして、例えば、非反転入力には、正に（図では上方
に）偏倚された波形Ｃで示される三角波が実際に現われ
る。

比較器28の実導電レベルは、マイクロホン34からキャ
パシタ36を介し、次いで抵抗37に跨って、比較器28の反
転入力に印加されるオーディオ信号によって決定され
る。なお、反転入力も電源30から抵抗38を介し、抵抗32
をに跨って偏倚されている。この偏倚されたオーディオ
信号は波形Ｄで示されている。このように入力は重畳さ
れる結果、比較器28の出力は、三角波信号40（波形Ｅ）
が変調信号42より高い値である時、正の飽和レベルに上
昇し、他方、変調信号42が三角波信号40より大きい時
は、負の飽和レベルに低下する。比較器28の出力信号は
波形Ｆで示される。

本例の場合、本発明者等は、比較器28の出力の負に向
う又は後縁44（波形Ｆ）を用いることに注目した。そし
て、この後縁はその時刻位置において信号変調の関数と
して変化することに注目すべきところである。波形Ｆに
おけるこの波形後縁は、モノ、即ち、単安定マルチバイ
ブレータ46を“on"にトリガーするもので、単安定マル
チバイブレータ46は約50×10^-9秒の“on"時間を有し、
その出力は、波形Ｇで示されている。

説明の目的で、関係する各波形の関連する前縁または
後縁は適正に整列しているが、パルス幅と間隔（破線で
示してあるが、間隔は40μｓである）は、スケールでは
関連していない。かくして、波形Ｇのパルスの前縁は時
間的に（波形Ｆ）の後縁44と一致し、また波Ｇのパルス
間の平均時間内の時刻位置は、比較器28への入力オーデ
ィオ変調信号の関数として変化する。

モノ46の出力は、ダイオード48を介し、抵抗50に跨っ
て、NPNトランジスタ52のベースに印加される。トラン
ジスタ52は、トリガー増幅器として動作するもので、そ
のコレクタに、通常、抵抗54（例えば、1.5KΩ）を介し
て、5V電源30の＋5V端子29から偏倚される。このコレク
ターは、約0.1mfのキャパシタンスを有するキャパシタ5
6を経て接地されるが、これにより全バイアス電位が、
トランジスタに跨って短かいターンオン間隔、50×10^-9
秒間現れ得る。トランジスタ52の出力側は、そのエミッ
タがトリガー変圧器60の一次巻線58を経て接地される。
さらに、トランジスタ52は、コレクター負荷抵抗を介し
て共通のエミッタ構成に接続されたアバランシェ・トラ
ンジスタを介して変圧器60を駆動し得る。急勾配波前面
で変圧器を駆動するためには、アバランシェモードで動
作するトランジスタが理想的である。

同様に、トリガー変圧器60の二次巻線62および64は、
それぞれ独立して、電力出力段18のNPNアバランシェ又
はアバランシェモード動作トランジスタ66及び68のベー
ス−エミッタ入力に供給する。図では、二次巻線が２本
の場合を示してあるが、適宜、１本でも、２本以上でも
良い。

アバランシェモード動作トランジスタ66および68は、
大抵は１つの金属製罐を持つ2N2222型で、“on"にトリ
ガーされる時に、それ等の抵抗が低下して（例えば、そ
れぞれ約30Ωに）、この状態がコレクタ電流が通電を遮
断する（数μＡにて）に十分に低下するまで維持され
る。幾つかの他のトランジスタ、例えば2N4401型も、同
様に信頼し得るアバランシェ特性を示す。各トランジス
タ66,68のコレクタ−エミッタ回路は互いに直列に接続
される。電源16からは、濾波72に跨って抵抗74を介し、
＋300Vのバイアスが、各トランジスタ66,68のコレクタ
に印加されると共に、並列結合される遅延線群DLの一端
にも印加されている。遅延線群DLは、Ｓ〜Ｓの三部から
成る場合を図示しているが、典型的には、５〜10部から
成るものが用いられる。各線はRG58型の同軸ケーブルで
構成され、約３×10^-9秒パルスを完全にもたらすのに必
要な約３インチ長さである。図示のように、抵抗74から
の正入力電圧は、各遅延線の中心導電体へ接続され、そ
して外側導電体群は接地されている。抵抗74は、50KΩ
のオーダーであり、両トランジスタ66及び68をほぼ自己
トリガー状態に置くツェナー電流である約0.2MAの電流
が両トランジスタ66及び68を通って流れるように調整さ
れる。この状態下においては、トランジスタ66及び68
は、該２つのトランジスタに対して異なり得るアバラン
シェ電圧に自己調節する。通常、抵抗74はなお、パルス
間で各遅延線DLの充電を可能にするうな値にある。各遅
延線DLは、両トランジスタ66,68がターンオフにある期
間中、即ち入力パルスと入力パルスとの間の期間中、30
0Vバイアスに充電される。両トランジスタ66,68の夫々
の入力がトリガーパルスによって“on"にトリガーされ
ると、両トランジスタは、0.5×10^-9秒内で導通し始
め、そして（それらの特徴であるアバランシェモードで
動作する時）それ等に跨る低電圧効果のために、約120V
が出力抵抗78、例えば50Ω、をに跨るパルスとして現れ
る。

重要なことは、このパルスのターンオン、即ち、この
パルス立ち上がりは、両トランジスタ66,68の夫々の入
力に印加されるトリガーパルスによってもたらされ、こ
の出力パルスの後端は、遅延線群DLの放電時間によって
決定されることである。この方法により、また、遅延線
群の長さおよびＱの選択によって、形状の良い、非常に
短い、すなわち３×10^-9秒のオーダーで且つピークが約
300Wであるパルスが発生される。ターンオフに続いて、
遅延線群は、次のトリガーパルスの到達以前に、抵抗74
を通して再充電される。後に明らかになるように、電力
段18は構造が極めて簡単で、全く安価な回路素子群から
構成される。例えば、両トランジスタ66,68は、約0.12
＄の費用で入手可能である。

電力出力手段18の出力は、抵抗78に跨って現れ、同軸
ケーブル80を経て時間領域成形濾波器82に供給される
が、この濾波器は、符号化信号または認識信号としての
出力に選ばれた記号を付けるのに用いられる。或いは、
濾波器82は、このような安全対策が必要でないと考えら
れる場合、省略されて良いが、この省略を示すものとし
て、スイッチ86を備えたバイパス・ライン84が図示され
ている。

濾波器82の出力信号、又は電力段18からの出力が直
接、同軸ケーブル88を経て、ジィスコーン・アンテナ9
0、即ち無共振アンテナへ供給される。この型のアンテ
ナは、その遮断周波数（これは大きさの関数である）よ
り高い周波数全ての信号、例えば、比較的小ユニットの
場合、約50MHz以上の信号を、放射する。いずれにせ
よ、アンテナ90は、広帯域幅信号を放射し、その１例
は、第４図の波形Ｈの時間領域内に示されている。この
波形は、濾波器82が用いられておれば、その成形効果
と、或る程度、ジィスコーン・アンテナ90のそれとの複
合物である。

第1a図は代替的の簡単な出力段を示している。図示す
るように、広帯域アンテナとしての双円錐アンテナ200
は、直流電源65により抵抗67及び69を介して前記したよ
うにトランジスタ66および68のアバランシェ電圧の合計
である総合電圧に充電される。抵抗67および69は共に、
トランジスタ66および68を前記したように偏倚し得る抵
抗値を有する。抵抗71および73は、比較的低い値であ
り、アンテナの遮断周波数以下のエネルギーを受信し、
且つ呼出信号を素子するように調整されている。動作に
おいて、パルスがパルス変圧器60の一次巻線58に印加さ
れると、トランジスタ66及び68はターンオンし、抵抗71
および73を経て双円錐アンテナ素子204および206を有効
に短絡する。この作用は本質的に光速度で起こり、その
結果、本質的に第４図Ｈに示すような信号が第１図に示
す送信器出力システムに前記したように伝送される。

ジィスコーン・アンテナ90又は双円錐アンテナの出力
は、典型的には離散的空間に亘って送信されて、典型的
には、第２の場所における同様な受信器96のジィスコー
ン・アンテナ92によって受信される。送信のために波形
が若干歪むかも知れないけれども、説明上から、受信し
た波形は波形Ｈの複製であると仮定される。受信信号は
広帯域増幅器94によって増幅されるが、これは、送信信
号の範囲にわたって広帯域周波数応答を有している。濾
波器82が送信器10に用いられる場合には、相応的に構成
された濾波器98が用いられる。整合濾波器が用いられな
い場合の例示として、ろ波器98の入力及び出力を接続す
るスイッチ100を図示してあり、これを閉じることによ
って、濾波器98が側路（バイパス）されることを示して
いる。整合濾波器を使用していないと仮定して、波形Ｈ
の増幅複製としての広帯域増幅器の出力は波形Ｉとして
図示される。いずれの場合にも、抵抗101に跨って現れ
る。

信号波形Ｉは、同期検出（波）器102に印加される。
この検波器は、基本的には、アバランシェ・トランジス
タ104と調節可能なモノ106の２個の機能ユニットを備え
ている。モノ106は、アバランシェトランジスタ104のエ
ミッタと接地間に接続されたエミッタ抵抗110に跨って
入力から駆動される。アバランシェ・トランジスタ104
は、可変電圧、例えば100〜130Vの直流電源112から、例
えば100KΩ〜1MΩの可変抵抗114を介してバイパスされ
る。遅延線116は、トランジスタ104のコレクタと接地間
に接続され、トランジスタ104のための有効動作バイパ
スを提供するもので、後述するように、通電期間と通電
期間との間で充電される。

今、充電間隔が生じたと仮定すると、アバランシェ・
トランジスタ104は、濾波器98から、抵抗101に跨ってア
バランシェ・トランジスタ104のベースに印加される信
号によって“on"に切換わり、即ちトリガーされる。更
に、このトリガーが、モノ106のＱ出力、波形Ｊ、が高
いことによって可能となると仮定する。トリガーが起る
と、アバランシェトランジスタ104の導通により、エミ
ッタ抵抗110に跨る上昇電圧（波形Ｋ）が生じ、この電
圧によりモノ106がトリガーされ、その結果、モノ106の
Ｑ出力が低下する。これによりダイオード108が導通
し、その結果、アバランシェトランジスタ104への入力
が有効に短絡する。この現象は、入力信号（波形Ｉ）の
正の前端から２×10^-9〜20×10^-9秒以内に起る。トラン
ジスタ104の導通期間は、遅延線116の充電容量によって
精密に設定される。12″（インチ）のRG58同軸ケーブル
から形成される遅延線を用い、かつ約110Vの充電電圧で
もって、この通電期間は、例えば、約２×10^-9秒に設定
される。長さ0.25″〜300″の１〜25断面の同軸ケーブ
ルを用いることができ、on時間における好適な変動が得
られる。

モノ116は調節可能で、その調節により、そのＱ出力
が高い値に戻るべきスイッチング時点を選ばれた時刻に
設定すること。これに続いて、既述のようにモノ106は
トリガーされる。これが起ると、ダイオード108が再び
ブロックされ、従ってアバランシェトランジスタ104の
ベース入力上の短絡状態が望かれ、トランジスタ104を
入来信号に対して感知せしめる。この現象は、例えば、
波形Ｊの時刻T₁で起る。モノ106によるスイッチング以
前の遅延期間は、アバランシェ増幅器104の感応性の回
復が、当該信号の起るのが予期される直前の時刻T₁で起
るように設定される。明らかなように、これは、波形Ｉ
の信号パルスの発生直前になる。かくして、当該信号に
対する25KHzの繰返し率でもって、既述のように、モノ1
06は、実質的に約40μ秒、即ち40,000×10^-9秒の期間後
にＱ出力を切換えるように設定される。入力パルスの正
の部分の幅が僅に約20×10^-9秒であることを考慮する
と、かくして、上記時間の大部分の間は、同期検出器10
2は不感である。感度の窓（window）は、両時点T₁〜T₂
間に存在するとして例示されており、かつモノ106の常
法通りのタイミング調節によって接続時間について調整
可能である。この調整は、典型的には、最初、信号を急
速にロッキングするのに十分な窓を提供するためにかな
り広く行なわれ、次いで、最大圧縮比を狭い窓に提供す
るように行なわれる。

アバランシェ・トランジスタ104の出力信号（波形
Ｋ）は、一定幅をもち、且つ前縁が変調の関数として変
化する一連のパルスである。これにより、１種のパルス
位置変調の一形式を存在せしめる。このパルスは、エミ
ッタ抵抗110に跨って現われ且つ、トランジスタ104のエ
ミッタから活性型の低域濾波器117へ供給される。この
変動するパルス信号は、低域ろ波器117にて、ベース帯
域インテリジェンス信号に変換復調されて、次いでオー
ディオ増幅器119へ供給され、それにより増幅される。
この増幅器119の出力は、ここに図示したような音声送
信を仮定した場合、拡声器120へ供給され、それによっ
て再生される。インテリジェンス信号がそうでなけれ
ば、適切な復調が用いられ、存在する変調を検出する。

受信器96は特に同調について２つの特徴、即ち感度お
よび窓持続時間を有することに注目すべきである。感度
は、可変電源112の調節によって調整され、そして信号
ロックオン（lock on）は、上述のように、モノ106の高
出力状態の期間を同調することによって行われる。典型
的には、この期間は、当該位置変調信号パルスのエクス
カーション（excursion）範囲を捕捉するのに必要な最
小値に調整される。

第2a図に、受信器96用代替的形式の検出（波）器（符
号:122）を例示した。この検出器は、４個の整合ダイオ
ードD₁−D₄から成るリング復調器124によって一種の同
期信号検出が行なわれる。即ち、概略説明すると、抵抗
101に跨って現れ、その入力端子“1"に印加される信号
で、単極の単一投入スイッチ、又は簡単にゲートとして
動作する。このゲート出力は“0"端子に現れ、キャパシ
タ113を介し且つ抵抗118に跨って復調機能を有する活性
型の低域濾波器117の入力に供給される。リング復調器1
24は、第４図の波形Ｌにおいて破線で例示されたパルス
PGによってゲートを開かれ、そして端子Ｇに跨って印加
される。かくして、パルスPGが、電圧制御発振器（VCO:
127）によって制御されるモノ（単安定マルチバイブレ
ータ）126によって発生される。VCO127は次いで波形Ｌ
の実線で示された入来信号の平均率と同期するように制
御される。この制御のために、リング復調器124からの
出力電圧は、抵抗128介し且つVCO127の制御入力に接続
された（平均化）コンデンサ130に跨ってVCO127に供給
される。VCO127のこのように制御された信号周波数出力
は、モノ126の入力に供給され、そこから出力ゲートパ
ルスPGが提供される。このパルスは、図示のように矩形
波で、選ばられたパルス幅（典型的には、２〜20×10^-9
秒）を有し、送信されたパルスのタイム変調により選ば
れる。モノ126の出力は、パルス変圧器132の一次巻線に
供給され、そして同変圧器の二次巻線はリング復調器12
4のゲート端子Ｇに跨って連絡する。ダイオード134は変
圧器132の二次巻線に跨って接続されて、もしこのダイ
オードの接続が無ければ、モノ126のパルス出力が変圧
器132に印加されることにより起る負遷移を効果的に防
止する機能を果す。このようにして、ゲートパルスPG
は、その接続時間中、導電性であるリング復調器124の
すべてのダイオードにバイアスを印加し、それによって
信号入力を端子“1"から端子“0"へゲート通過させるよ
うに動作をする。上述のように、この信号入力は、キャ
パシタ113を介し且つ抵抗115に跨って低域濾波器117の
入力に印加される。

検波器122の機能は、ゲートパルスPGの制限以内で現
れる入力信号（第４図の波形Ｌで示された入力信号のそ
の部分を低域ろ波器117に提供するものである。ゲート
パルスPGの時刻位置はVCO127のパルス出力のタイミング
によって設定され、VCO127の出力率はコンデンサ130に
跨って現れるVCO127への電圧入力によって決定される。
コンデンサ130は、復調されるべき最低変調周波数に対
応する次定数よりごく小さい時定数を有するように選ば
れる。従って、VCO127の出力パルス率は、ゲートパルス
PGのパルス位置を、波形Ｈ内の実線で示された入力信号
の変調誘導時刻位置に変えないようにした。結果とし
て、復調器124を通してゲート通過する信号の平均値
は、その信号に元々印加された変調の関数として変化す
ることになる。この平均値は、低域ろ波器117を通過さ
せることによって、振幅型インテリジェンス信号へ変換
される。次いで、既に述べたように、オーディオ増幅器
119によって増幅されてから、拡声器120によって再生さ
れる。

第３図は、第２図に示す受信器の代替的実施例を示し
ている。第１に、図示のアンテナ、双円錐アンテナ115
が指向性アンテナとして用いられる。第２に、ミキサー
121は二重平衡変調器の形式であり、アバランシェ・ト
ランジスタであり得るテンプレート発生器123により発
生した送信信号（第４図Ｈ）の複製により、広帯域増幅
器94の増幅出力を乗ずる。注目されるように、単安定マ
ルチバイブレーターユニット126は除かれており、VCO12
7の出力は注入電圧をミキサ121に供給する。キャパシタ
129および抵抗131はVCO127を制御する低域濾波器として
機能する。VCO127は、電圧制御により位相ロック・ルー
プを行なうように、１つもしくは２つのサイクルにより
換えることができる発振器である。

上述したところから、本出願人は安価なかつ実用的な
時間領域通信システムを提供したことが認識されよう。
このシステムは、遅延線から充電されたアバランシェモ
ードのゲート作用トランジスタの組合せを採用してお
り、かつ変調により誘導された可変位置パルスが供給さ
れると、１×10^-9〜３×10^-9秒の幅を有する可変位置パ
ルスを出力する。これにより、もちろん、約50Mサイク
ルから始まり、500Mサイクルのオーダーまで伸びる広ス
ペクトルが生じ得る。従って、例えば、5000Hzのオーデ
ィオ周波数でもって、この信号を送信すべく放射される
エネルギーは、ほとんど信じられないほどの100,000倍
も分散又は拡張される。その結果、従来の制限帯域幅信
号との干渉は、実質的に除去される。このようなシステ
ムの有効性を示す例としては、アバランシェモードの20
セント・トランジスタを用いるとして、オーディオ変
調、オーディオ前縁変調パルスが、約280Wのピーク電力
を有する出力として提供される。200フィートの距離で
信号を受信した場合、この信号は、50オーム負荷に対
し、約1Vのピーク電圧を有していた。現実に、受信する
のに必要な電力レベルは、約数μＷであることが分り、
このために、この電力レベルについての有効範囲はかな
りの大きさである。同時に、受信点に設置したスペクト
ル分析器からは、いかなる信号の存在も、従って、他の
サービスとの干渉の可能性も認められなかった。実際、
送信された信号のスペクトル分布から見て、標準信号、
例えば5KHz幅信号と干渉するかも知れない信号レベル
は、アンテナ位置にて2.8μＷのオーダーにある。この
種の送信が、通常のそれと比較して優れた１つの点は、
上述の例において、電力が100000×10^-9秒毎にのみ、実
質的に３×10^-9秒の期限現れることに注目すれば説明が
つく。従って、33,000:1の自然電力比を有する。そこ
で、実質的にそのパルス幅でその信号に対する傾聴期間
を制限することによって、受信回路は、小さい窓内にお
けるパルス出現に関するのみで良い。従って、全体にわ
たる信号／ノイズ比（SN比）は極めて大である。

さらに、極めて多数の使用者が、僅かに異なる繰返し
率の使用でもって調節可能であり、かつこれはパルスタ
イミングの離散的様式によって拡大することが理解され
る。アナログ様式と、ディジタル様式の何れを用いても
良く、例えば、変調パルスベースの小幅振動（ditherin
g）を、受信端に設置して使用される類似または補助的
な小幅振動でもって行なうことができる。実際、複雑性
の殆んど無い極めて信頼度の高い通信が、この種の送信
の存在についての一般知識を有する受信者により行なう
ことができる。

以上に加えて、レーダやモーション・デテクタへの応
用はほとんど無制限であり、典型的には、しばしば要求
されるような信号統合（signal integration）の場合に
要望される遅延無しの検出を可能にする。

第５図は本発明のレーダ応用、特にレーダシステムあ
るいは送信アンテナ200、広帯域双円錐アンテナから同
様なタイプの受信アンテナ202までの規定範囲を含むレ
ーダシステムの部分への応用を例示する。もちろん、両
目的のために一つのアンテナを利用できるように適当な
手段を採用することもできる。一般に、（選ばれたよう
に変え得る時間間隔は無視して）第４図Ｈに示される信
号バーストがアンテナ素子204および206を有する双円錐
アンテナ200により送信されると仮定され、また出力段
は、一般にアバランシェ・トランジスタ66および68とパ
ルス変圧器60の組合せから成るスイッチ208を有する第
１図（ａ）に示されたもののようにする。

送信器は基本的に制御装置210により制御され、該制
御装置は伝送シーケンス制御部212を含み、該制御部212
は、そのシーケンスがランダムであり、変化し、あるい
は例えば10,000バースト／秒という一定率であり得る送
信された信号バーストのタイミングを決定する。

上記一定率の場合、伝送シーケンス制御部212が出力
としてリード線214に10,000Hzパルス出力を発生し、提
供する。発振器216はより高速、例えば20MHzで動作し、
伝送シーケンス制御部212の信号出力が、送信器219の出
力と受信器機能のタイミングの両方を意のままに制御す
るためのマスターパルスとして使用される実際のパルス
となるように発振器216の特定のパルス出力を選定する
のに用いられ、これについてはさらに述べる。発振器21
6からの低タイミング不確定性で動作パルスを明瞭に且
つ反復的に選ぶために、選択は制御装置212からの最初
の信号後の発振器パルス間隔の１と数分の１である。選
択はＤ型フリップフロップ218,220および222を用いる制
御シーケンスを介してなされる。従って、リード線214
上の伝送シーケンス制御パルスはフリップフロップクロ
ック入力に印加される。これによりフリップフロップ21
8のＱ出力は高い状態へ遷移し、これはフリップフロッ
プ220のＤ入力に印加される。

引き続き、発振器216の出力は、フリップフロップ220
のクロック入力に上昇縁を課す。この時、このフリップ
フロップの高レベルのＤ入力がＱ出力に転送される。同
様に、フリップフロップ220のＱ出力はフリップフロッ
プ222のＤ入力に提供され、また発振器216からのパルス
の次の上昇縁により否定Ｑ出力（not Q output）を低く
なるようにし、かくして送信−受信サイクルの始まりを
開始する。

フリップフロップ222の否定Ｑ出力は、本実施例で
は、このパルスを200×10^-9秒遅延する遅延装置224へ供
給され、遅延装置224はスイッチ228をトリガーする出力
を提供し、双円錐アンテナ200により送信器バーストを
生じる。

受信器226は双円錐アンテナ202を介してエコーないし
戻りを受信し、この出力は増幅器228により増幅されて
ミキサー230へ供給される。ミキサー230は、二重平衡変
調器を含み、極性に関連し且つ、例えば、第４図の波形
Ｈの信号と同様の信号であるような信号により、瞬間的
に存在する信号即ち第４図Ｈで示される信号バーストを
乗ずる（増倍する）ように機能する。ここに記した例示
では、送信器219からの単一出力に続く戻り（リター
ン）のための時間に単一期間を見、またテンプレート発
生器232は例えば波形Ｈと同様の信号を発生し、これを
ミキサー230へ、目標物のための信号リターンであるこ
とが可能な時間である正確な時間で印加することを想定
している。テンプレート発生器232が適正な時間で波形
Ｈと同様の型板（パターン）を生ずるようにトリガーす
るためには、当然のことながら、バーストの伝送に関連
する既知の時間からの遅延を行なうことが必要であり、
また本例においてはこの信号情報はリード線234上にあ
る。一つの送信されたパルスを囲むシステムの動作の単
一サイクルの間に試験されるべき正確な時間を決定する
ために、２つのパルス遅延装置が用いられ、すなわちコ
ース遅延ダウンカウンタ235と微細プログラム可能な遅
延線236である。ダウンカウンタ235は発振器216からの
パルス出力の数を数え、該発振器216は制御入力に続け
てそれをリード線238に生じさせる。このようなパルス
の数は、制御装置210のリード線240上の負荷カウント24
1からの出力Ｘによりダウンカウンタ235にプログラム可
能であり、これはダウンカウンタ235に負荷されている
制御装置210内で２進カウントが発生するような通常の
装置である。一例として、アンテナ200から信号発振後1
75×10^-9秒で生ずるリターンを見ることが望まれる場合
を想定する。これを達成するために、ダウンカウンタ23
5に数“7"を負荷する。これは、発振器216のパルス出力
の７をカウントすることを意味し、各パルス出力は50×
10^-9秒の間隔で離間している。同時に、遅延装置224が2
00×10^-9秒の固定された遅延を果たすことが注目されね
ばならない。そこで、ダウンカウンタ235で350×10^-9秒
の遅延が達成されるが、200×10^-9秒減ぜられ（引かれ
て）おり、実際には、ダウン計数器235の出力は送信ア
ンテナ200によるバースト発振後150×10^-9秒で生じてい
ることになる。175×10^-9秒の正確なタイミングを得る
ために、付加的な遅延あるいは微細な遅延制御プログラ
ム可能遅延線236により行なわれ、これはその７つのカ
ウントが終ったときにダウンカウント235の出力により
トリガーされる。リード線Ｙに制御装置210が負荷遅延2
42により常法に従ってプログラムされ、従って上記実施
例においては、それに供給された入力パルスを25×10^-9
秒だけ遅延するようにプログラムされたプログラム可能
遅延線236を有することになる。このようにして、プロ
グラム可能遅延線236がテンプレート発生器232にパルス
出力を供給し、これは175×10^-9秒に双円錐送信アンテ
ナ200により送信される。型板発生器232（これは波形Ｈ
を発生するアバランシェ・トランジスタであり得る）は
次いで、ミキサー230に供給され、ここで受信双円錐ア
ンテナ202の受信され、増幅された出力と混合され、増
倍される。ミキサー230の出力はアナログ積分器250に供
給される。同じ波形間の時間は同じであると仮定する
と、直流信号レベル、例えば正の信号値がアナログ積分
器250の出力として提供されるだろう。これは増幅器252
により増幅され、サンプル及びホールド装置254へ供給
される。サンプル及びホールド装置254の出力はＡ−Ｄ
変換器256へ供給され、次いで総カウントをディジタル
化し、これをサンプル及びホールド装置254により要求
される処理時間を考慮する遅延装置258により提供され
る40×10^-9秒の一定遅延後に行なう。

所望の場合には、上記送信が多数回、例えば10回順次
に行なわれ、ここで受信の同一信号走行時間が観測さ
れ、次いで同様な送信の間生じる全ての信号がディジタ
ル積分器262で積分され、このようにして周囲ノイズか
ら信号の再生が可能となる。デイジタル積分器262の出
力はデイスプレイ262に表示され、遅延線236（及び遅延
装置256）からの適当な信号により時間的に同期され、
このようにして信号リターンの時間もしくは距離の位置
をレーダ装置からの距離に関して表示することが可能と
なる。

第６図は20〜30フィートから数千フィートまでの全ゆ
る半径をカバーできる監視操作への本発明のレーダの適
用を示す。本図においては、送信双円錐アンテナ、本例
の場合非指向性もしくは全方向性アンテナ300が選ばれ
た中央位置に配置され、またそのまわりの120゜地点に
受信双円錐アンテナ3022,304及び306が配置されている
と想定している。アンテナ300は送信器200（第1a図）に
より給電されている。アンテナ300から単信号バースト
が送信されると仮定すると、これは周囲360゜から空間
中へ放射される。前記したような幾つかの選定時間にお
いて、受信器308、310及び311には前記したようにテン
プレート信号が供給され、かくして実際には受信器はそ
の正確な瞬間に受信した信号エコーをサンプリングする
ようになる。このプロセスは増々増加あるいは減少する
時間、繰り返される。このようにして、記憶装置312,31
4及び316には走行時間の範囲を表わす信号群が記憶され
る。そこで、三角形化（三角測定）に関して各受信器に
ついての走行時間の組合せを選定することにより、特定
の空間位置を表わすものとして記憶装置からの記憶信号
を選定することが出来る。監視用のためには、一つの走
査とその後に起こる走査から得られる信号の結果が数的
に減ぜられ、かくして、装置の範囲内の幾つかの点にあ
る目標物が新しい位置に移動した場合、走査情報に差が
あることになる。従って、これは何かが領域に入ったか
も知れないという信号となる。一般にこのプロセスは読
み書き制御装置318により制御され、該制御装置が記憶
装置312,314及び316を制御するし、また引き算をすべく
記憶装置312,314及び316からの選定された値Ｘ、Ｙ及び
Ｚを受ける比較器320を制御する。デイスプレイ322、例
えばオシロスコープなどが、レーダ位置に対する目標物
変化の相対位置を表示するのに用いることが出来る。

第７図は、観測方向に対して不連続な平面位置に配置
された一つの送信用アンテナがあるレーダシステムへの
本発明の適用で、第一の面に対して平面平行に離間する
３つの受信用アンテナ、及び第三の面に配置された第４
の受信用アンテナを示している。従って、目標物により
反射される送信アンテナ404からの放射は、光路差によ
り種々の時間に４つの受信アンテナにより受信される。
文字通りインチを分解すべく用いることができる本発明
のシステムの独特の特性のために、リターンの極端に細
かい分解ができる。第７図を参照すると、制御装置400
は送信アンテナ404へ信号バーストを供給する送信器402
による送信を指向させる。信号リターンは、例えば見る
方向に概略に直角な面に配置され且つ送信アンテナ404
が配置されている面から分離されたアンテナ406,408及
び410により受信される。第４の受信アンテナ412は、さ
らに見る方向に直角な第三の面に、従って他の受信アン
テナ類が配置されている面から分離した面に配置されて
いる。これにより、三角形化を介して目標物を空間に配
置する手段が設けられていることになり、従って三次元
情報表示を行うことが出来る充分な信号情報が得られ
る。受信器411,414,416及び418から受信した信号は、受
信した全てのサンプルをそれらの受信時に関して記憶す
るための記憶装置を含む信号プロセッサー及び比較器42
0に別々に供給される。このデータから、適当な比較並
びに目標物特性、例えば寸法及び反射率などにより位置
情報を計算できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間領域送信器の概略ブロック回路構成図、第
1a図は第１図に示す送信器の出力段の代替的形式の概略
回路構成図、第２図は本発明による時間領域受信器の概
略ブロック回路構成図、第2a図は第２図に示した同期検
出器の代替的形式の概略ブロック回路構成図、第３図は
時間領域受信器の代替的形式のブロック回路構成図、第
４図は第１図および第２図に図示した回路系の各部にお
ける一組の信号波形を示したものであり、第５図は時間
領域レーダシステムのブロック回路構成図、第６図は本
発明による監視システムの概略構成図、第７図は本発明
による位相配列レーダの概略構成図である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】離間した時刻で一連のトリガー信号を発生
する信号発生手段；自由空間に送信するように配置され
た広帯域送信アンテナ；直流電源；及び上記トリガー信
号に応答し且つ上記直流電源と上記送信アンテナに接続
され、上記送信アンテナ上の電位の種々の状態間で急激
に切換えを行ない、一連の離間した交流無搬送波バース
ト信号を自由空間に送信するスイッチング手段から成る
送信器と、上記送信アンテナからの上記交流無搬送波バースト信号
の送信時刻間に空間から受信した広帯域信号に応答する
出力を受信・供給する受信手段；タイミング信号に応答
し各々のバースト信号の少なくとも一つの極性部の持続
時間まで単一極性を含む時刻離間した局部信号を局部的
に発生する検出信号発生手段；上記一連のバースト信号
の夫々の送信時刻に応答して上記引き続くタイミング信
号を一組として発生し且つそれ等を上記検出信号発生手
段と連結するタイミング手段であって、上記一組の各タ
イミング信号は上記バースト信号の送信後の選ばれた同
様の時刻に発生し、上記の一つの選ばれた時刻は上記送
信アンテナから選ばれた距離に在る目標へ再び帰還して
上記受信手段への走行時間を表わすタイミング手段；上
記受信手段からの各出力及び上記局部バースト信号の各
々に対応して上記受信手段の各出力と局部バースト信号
の混合から生ずる関数信号である出力信号を供給し、該
関数信号を上記局部信号の離散的期間に亘って積分する
出力信号混合及び積分手段；及び上記送信アンテナから
の一連の送信に応答する上記信号混合及び積分手段から
の引き続く一組の出力信号に応答して積分信号を提供す
る積分手段であって、該出力信号の各々は送信されたバ
ースト信号走行と同一時間に亘るものであり、上記の各
積分信号は選ばれた距離に在る目標から反射された信号
の存在を表わす積分手段から成る無線受信器を具備して
成る時間領域レーダシステム。
【請求項２】前記タイミング信号が、離散した上記一組
の引き続くタイミング信号の発生を選択的に遅延する手
段を含み、これにより種々の目標領域に対する前記無線
受信器の感度を選定できるようにした、請求項１に記載
のシステム。
【請求項３】前記積分手段が、前記混合及び積分手段か
らの離散的出力信号をサンプリングし、且つこれによる
離散的サンプルを積分する手段を含む、請求項１に記載
のシステム。
【請求項４】前記積分手段が、前記混合及び積分手段の
前記出力信号に応答性して引き続く上記出力信号のディ
ジタル信号値を提供するアナログ−ディジタル変換器
と、上記ディジタル信号値をディジタル積分し、これに
よる積分信号を提供するのディジタル積分手段とを含
む、請求項３に記載のシステム。
【請求項５】前記信号発生手段が、変化する離間時刻で
前記トリガー信号を提供する手段を含む、請求項１に記
載のシステム。
【請求項６】前記スイッチング手段が、全体的に前記送
信アンテナに近接して配置されている、請求項１に記載
のシステム。
【請求項７】前記スイッチング手段が、前記送信アンテ
ナ及びスイッチ手段と回路接続されたインピーダンスを
含む、請求項６に記載のシステム。
【請求項８】前記インピーダンスが電気的抵抗体であ
る、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】前記送信アンテナが２つの素子から成り、
また前記スイッチング手段が、前記電気的抵抗体及び上
記２つの素子と直列の、上記素子を放電する手段を含
む、請求項８に記載のシステム。
【請求項１０】前記タイミング手段が前記信号発生手段
に応答する、請求項２に記載のシステム。
【請求項１１】第一のシリーズの信号を発生する制御手
段；上記第一シリーズよりも高速度で第二のシリーズの
信号を発生する発振手段；上記第一及び第二のシリーズ
の信号に応答して、上記第一のシリーズの信号に関連す
る上記第二のシリーズの離間信号の一連の離散的信号を
出力として提供する信号手段であって、上記一連の離散
的信号は離間した時刻でトリガー信号を提供する信号手
段；自由空間に送信するように配置された広帯域送信ア
ンテナ；直流電源；及び上記トリガー信号に応答し且つ
上記直流電源と上記送信アンテナに連絡し上記送信アン
テナ上の電位の種々の状態間で急激に切換えを行ない、
且つ一連の離間した交流無搬送波バースト信号を自由空
間に送信するスイッチング手段から成る送信器と、上記
送信アンテナからの上記交流無搬送波バースト信号の送
信の時刻間に空間から受信した信号に応答して出力を受
信・提供する受信手段；各々が受信したままの上記送信
バースト信号の一つの極性の持続期間まで単一極性を含
む時刻が離間した局部信号を局部的に発生する検出信号
発生手段；上記信号手段からの上記一連の離散的信号に
応答して、引き続く上記タイミング信号を一組として発
生するタイミング手段であって、上記一組のタイミング
信号の各々は上記各バースト信号の送信後に選ばれた同
様の時刻に発生し、上記選ばれた時刻の一つは送信アン
テナから選ばれた距離に在る目標へ及び帰還して上記受
信手段への走行時間を表わすようにしたタイミング手
段；上記受信手段からの一つの出力及び上記一つの局部
バースト信号に応答性して上記受信手段の出力の一つと
局部バースト信号の混合から生ずる機能信号である出力
信号を提供し、該関数信号を上記局部信号の離散的期間
に亘って積分する出力信号混合及び積分手段；及び上記
送信アンテナからの一連の送信の発生及び上記信号混合
及び積分手段からの引き続く一組の出力信号に応答性し
て積分信号を提供する積分手段であって、該出力信号の
各々は送信されたバースト信号の走行同一時間に亘るも
のであり、上記積分信号は選ばれた距離に在る目標から
反射された信号の存否を起すようにした積分手段をから
成る無線受信器を具備して成る時間領域レーダシステ
ム。
【請求項１２】前記信号手段が、該手段の信号の出力信
号として、前記制御手段からの前記第一のシリーズの信
号の一つの信号に続く前記発振器からの次の信号を出力
する手段を含む、請求項11に記載の時間領域レーダーシ
ステム。
【請求項１３】前記タイミング手段が、離散的前記一組
の引き続く上記タイミング信号の発生を選択的に遅延す
る手段を含み、これにより異なる目標領域に対する前記
無線受信器の感度を選定できるようにした、請求項12に
記載のシステム。
【請求項１４】前記積分手段が、前記混合及び積分手段
からの出力信号をサンプリングし、離散的サンプルを積
分する手段を含む、請求項12に記載のシステム。
【請求項１５】前記積分手段が、前記混合及び積分手段
の前記出力信号に応答性して引き続く上記出力信号のデ
ィジタル信号値を提供するアナログ−ディジタル変換器
と、上記ディジタル信号値をディジタル積分して、これ
によって積分信号を提供するためのディジタル積分手段
とを含む、請求項14に記載のシステム。
【請求項１６】前記スイッチング手段が、全体的に前記
送信アンテナに近接して配置されている、請求項11に記
載のシステム。
【請求項１７】前記スイッチング手段が、前記送信アン
テナ及びスイッチング手段と回路接続されたインピーダ
ンスを含む、請求項16に記載のシステム。
【請求項１８】前記インピーダンスが電気的抵抗体であ
る、請求項17に記載のシステム。
【請求項１９】前記送信アンテナが２つの素子から成
り、また前記スイッチング手段が、前記電気的抵抗体及
び上記２つの素子と直列の、上記素子間に放電する手段
を含む、請求項18に記載のシステム。
【請求項２０】一連のトリガー信号を離間した時刻で発
生する信号発生手段；自由空間に送信するように配置さ
れた広帯域送信アンテナ；直流電源；及び上記トリガ信
号に応答し且つ上記直流電源と上記送信アンテナに連絡
され上記送信アンテナ上の電位の異なる状態間で急激に
切り換え行ない且つ一連の離間された交流無搬送波バー
スト信号を自由空間に送信するスイッチング手段から成
る送信器と、上記送信アンテナからの上記交流無搬送波バースト信号
の送信の時刻間に空間から受信する広帯域信号に応答し
て出力を受信・提供する受信手段；タイミング信号に応
答して各々が受信されたままの上記送信バースト信号の
少なくとも一極性部の持続時間まで単一極性を含む時刻
離間局部信号を局部的に発生する検出信号発生手段；上
記バースト信号の送信の時刻に応答して、引き続く上記
タイミング信号を一組として発生し且つそれ等を上記検
出信号発生手段に連結するタイミング手段であって、上
記一組のタイミング信号の各々は上記バースト信号の一
つの送信後の選ばれた同様の時刻に発生し、上記選ばれ
た時刻の各々は上記送信アンテナから選ばれた距離に在
る目標へ再び帰還して上記受信手段への走行時間を表わ
すようにしたタイミング手段；上記受信手段からの上記
出力の一つと上記一つの局部信号と応答して上記受信手
段の上記出力と上記局部信号の関数であるところの信号
である出力信号を提供する信号手段であって、該関数信
号は上記局部信号の離散的期間に亘るようにした信号手
段；及び前記送信アンテナからの一連の信号に応答する
上記信号手段からの引き続く一組の出力信号に応答しす
る積分手段であって、該出力信号の各々は送信されたバ
ースト信号走行時間と同一時間に亘り積分信号を発生
し、該積分信号は選ばれた距離に在る目標から反射され
た信号を表示するようにした積分手段から成る無線受信
器を具備して成る時間領域レーダシステム。