JP3221671B2 - 信号発生器とベクトル変調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の技術分野＞ 本発明は、例えば、校正されたスカラ変調、デジタル
変調、バースト変調、およびベクトル変調を含む広帯域
変調能力を持ち、10メガヘルツから３ギガヘルツの周波
数範囲の合成信号を提供できるベクトル変調器と信号発
生器とに関する。これらは従来技術の信号発生器では得
られなかった。

＜従来技術とその問題点＞ ここ十年間にわたって、無線周波数（RF）およびマイ
クロ波システムに用いられる変調は着実に複雑さを増し
てきた。この増加の陰の原動力となったものは集積回路
（IC）技術における進歩、より効果的に周波数帯域を用
いる必要性、広帯域で高周波の素子が入手可能になった
こと、および電子戦争（EW）やレーダ技術における優れ
たシステム性能の追求などである。この変調が複雑にな
るにしたがい、これらの複雑な変調信号を発生したり、
あるいはシミュレートすることが必要になってきた。伝
統的な信号発生器は単純なAMおよびFM変調能力しかな
く、変調帯域幅も制限されており、この必要性に合致し
ない。今までのところ、テストエンジニアが複雑な変調
を発生する仕事に直面したときによるアプローチは、狭
い範囲のキャリア周波数および／またはデータ率でのみ
動作し、高価であると同時に文書化して維持するのが困
難な専用の装置を自分たちで作り上げることである。

「ベクトル変調」は、キャリア信号のＩ（同相）およ
びＱ（直角位相）成分が独立に変調される事から、IQ変
調と呼ばれることがある。ベクトル変調は非常に強力な
技術であり、参照キャリアに関する任意の位相および振
幅変調を発生するのに用いられる。

「スカラ変調」はキャリア信号の包格線、すなわち振
幅の変調に関する。

「デジタル変調」は地上通信および衛星通信に用いら
れる用語であり、デジタル状態がキャリアの位相状態お
よび振幅状態で表される変調に関する。デジタル変調は
各変調状態がＩ成分およびQS成分に分解出来るのでベク
トル変調の特別な場合である。

キャリアの「バースト変調」はパルス変調に類似して
おり、バースト変調デジタル入力を用いてキャリアをゲ
ートオンしたり、ゲートオフしたりするのに用いられ
る。

ＩあるいはＱの「精度」とは第３図に示したように発
生器が生ずる実際のＩおよびＱの変調レベルを理論上の
レベルと比較したものである。

ＩあるいはＱの「周波数応答」とはＩまたはＱの変調
レベルの平坦度である。この測定法ではＩまたはＱは個
々に測定されるのでパワーメータは良好なテスト装置で
ある。

「クロストーク」はＱだけが変調された時にＩに生ず
る、あるいはその逆に生ずる変調である。DCにちかい変
調率でのクロストークは第３図に描いたようにＩおよび
Ｑの精度の一部分として測定される。

典型的なベクトル変調器10の概念ブロック図を第２図
に示す。所望周波数のキャリア信号は典型的にはオーブ
ンで安定化されたタイムベース（図示せず）を基準とし
た周波数合成器から入力端子11で受信される。キャリア
信号が、まずベクトル変調器10に入ると、たとえば90度
のハイブリッド移相器12によってＩ成分およびＱ成分に
分離される。各キャリア成分ＩおよびＱのレベルおよび
位相極性はミキサ13および14においてアナログベースバ
ンド信号によって制御される。次にミキサ13および14か
らの変調されたＩおよびＱ信号は加算装置15で結合され
る。加算装置15は、たとえば従来技術でよく知られた加
算器、あるいは結合器である。

しかしながら、従来技術のベクトル変調器は、固定周
波数フィルタを用いて出力信号から高調波を除去できる
ように固定動作周波数で使用するには適当であるが、広
い周波数範囲にわたって使用するのには適していない。

＜発明の目的＞ 従って、本発明の目的は、新規なベースバンドマニピ
ュレーション回路を装備した広帯域ベクトル変調器と信
号発生器とを提供することである。

＜発明の概要＞ 本発明に従えばベースバンドマニピュレーション回路
によって制御されたベクトル変調器から成る新しいベク
トル信号発生器が提供される。ベースバンドマニピュレ
ーション回路は、たとえばマイクロプロセッサからのデ
ジタル制御により位相、キャリア漏れ、およびＩ信号と
Ｑ信号の変調レベルを調整する。ベクトル変調を固定周
波数で行い、次に所望の出力周波数にダウンコンバート
することにより、広い範囲のキャリア周波数にわたって
非常に正確なベクトル変調信号が発生される。この方法
において、広い周波数範囲でベクトル変調を実現しよう
とするのではなく、特定の周波数で正確に動作するよう
に設計された回路を用いてむしろ微妙なベクトル変調動
作が実現される。しかしながら、広い所望周波数範囲に
おいてベクトル変調信号を供給するために、ベクトル変
調信号は低ノズル周波数合成器を用いてダウンコンバー
トされる。さらに、自動校正が提供される。そこでは広
い周波数範囲の出力信号が分析され、ベクトル変調器を
調節して、特定の変調信号やあるいはダウンコンバート
された出力信号の周波数に関係なく、非常に正確なベク
トル変調の実現が保証される。この校正により、本発明
のユニークなベクトル変調信号発生器の製造が比較的容
易になる。本発明においては、この校正調節により非常
に正確なベクトル変調が保証されるため部品の正確な整
合や工場での調節は不要となる。

＜発明の詳細な説明＞ 本発明に従って組み立てられたベクトル信号発生器の
一実施例のブロック図を第１図に示す。ベクトル変調器
27はIF逓倍器24が供給する８ギガヘルツの固定周波数信
号に対してベクトル変調を実行する。ベクトル変調器27
からの変調された出力信号は次にミキサ33aを含む出力
段33によってダウンコンバートされ、出力端子36上に10
メガヘルツから３ギガヘルツの範囲の所望周波数のRF出
力信号を供給する。出力段33はまたフィルタ33bを含
む。該フィルタは低域通過フィルタであり、リード線34
上の出力信号のスプリアス成分を除去する。出力増幅器
35は出力端子36に増幅された出力信号を供給する。8.01
ギガヘルツから11ギガヘルツのダウンコンバート信号が
局部発振器（LO）逓倍器25によって供給される。該LO逓
倍器は1.00125から1.37500ギガヘルツの出力周波数を持
つシンセサイザ23からの出力信号を８倍する。８ギガヘ
ルツのIF信号はFMセクション22の１ギガヘルツの出力信
号を８倍したものである。IC逓倍器24からのベクトル変
調前の８ギガヘルツ信号をLO逓倍器25からの8.01ギガヘ
ルツから11ギガヘルツの信号でダウンコンバートするこ
とにより、別個のコヒーレントキャリアが出力端子35上
に供給される。FMセクション22から１ギガヘルツの信号
は、シンセサイザ23からの100メガヘルツの基準信号の1
0次高調波に位相ロックされ、高い安定性および精度の
キャリア周波数を供給する。

一実施例において、ベクトル変調器27がIQ変調器であ
る。IC変調器ミキサは本質的に非常に線形な広帯域の振
幅制御素子である。ベクトル変調用のIFを８ギガヘルツ
と高くしたので、非常に広い変調帯域幅が得られる。こ
のIFは出力周波数より高いので、出力段33内の低域通過
フィルタ33bを用いて比較的単純にフィルタすることに
より、出力信号に抜けることを避け、出力信号内のスプ
リアス周波数を除去できる。

ベクトル変調器の３つの主要DC（直流）誤差は次のよ
うなものである。

1.キャリア漏れ−ＩとＱの変調レベルが両方ゼロにセッ
トされた場合の残留RF出力信号。

2.IQ不均衡−ＩチャンネルおよびＱチャンネルに同一振
幅の入力信号を印加し、変調したときのＩおよびＱの変
調レベルの差。

3.IQ直交誤差−ＩおよびＱの変調位相の90度からの偏
差。

これら３つの影響のそれぞれがＩおよびＱの精度に生
じる許容できない誤差の原因となる。ベクトル信号精度
を最高にするために、本発明のIQ変調器27にはベースバ
ンドマニピュレーション回路28によって制御される補償
回路が組み込まれている。ベースバンドマニピュレーシ
ョン回路28は、たとえばマイクロコンピュータを含み、
該マイクロコンピュータはＩおよびＱの誤差が最小にな
るように補償回路を調節するようプログラムされてい
る。以上のことは、たとえばEdwardsおよびGildeaによ
る「Calibration of Vector Modulators Using a Scala
r Detector」と題した発明で1986年10月23日に出願され
た合衆国特許出願第927,393号に述べられている。

第４図は本発明に従って組立てられたIQ変調器の一実
施例を描いたものであり、第１図のベースバンドマニピ
ュレーション回路28によって制御される補償回路を含
む。キャリア漏れは入力端子27aからキャリア信号がＩ
ミキサ102aおよびＱミキサ102bを通って漏れることによ
って生じる。第４図を参照するとこれらのキャリア漏れ
信号はベースバンドマニピュレーション回路28（第１
図）による校正の間ＩチャンネルおよびＱチャンネルの
変調レベルに小さいオフセットを付加することにより補
償される。第４図に示したように入力端子106aおよび10
6bからキャリア漏れ調整105aおよび105bを通って直流信
号を導入し、変調器102aおよび102bのそれぞれのＩ変調
入力リード線511aおよび511bに印加されたＩ変調データ
およびＱ変調データに直流レベルを供給する。一実施例
において、キャリア漏れ調整105aおよび105bはDA変換器
である。該DA変換器はベースバンドマニピュレーション
回路28（第１図）からデジタルオフセット語を受信し、
キャリア漏れを最小にするために必要なDCレベルをＩ変
調データおよびＱ変調データに与える。ベースバンドマ
ニピュレーション回路28（第１図）の制御下で、キャリ
ア漏れ調整105aおよび105bの調整を行い、端子27b上の
出力信号におけるキャリア漏れを最小にする。この方法
で典型的には40デジベルキャリア漏れを減少できる。

同様に、ベースバンドマニピュレーション回路28（第
１図）によって制御されるそれぞれの可変アナログ減衰
器104a及び104bにより、入力リード線103aおよび103bに
供給されたＩおよびＱのアナログ変調信号間の振幅不均
衡をなくす。スイッチ509aおよび509bは、アナログ減衰
器104a、104bからの振幅調整されたアナログ信号、ある
いは端子510a、510bからのデジタル情報を、変調器102
a、102bのそれぞれのＩからＱの変調データ入力リード
線511a、511bに印加される変調信号として選択する。

マイクロ波移相器101aおよび101bもまたベースバンド
マニピュレーション回路28により制御された、該マイク
ロ波移相器はベクトル変調器27内のＩ信号路長とＱ信号
路長の差から生ずる直交誤差を最小にするように調整さ
れる。

ベクトル変調器27を校正するのに位相および大きさ両
方の調整が必要なので、校正にネットワークアナライザ
が必要と思われるかもしれない。しかしながら、Edward
sおよびGildeaの前述の特許出願に述べたようなアルゴ
リズムが本発明に適しており、本発明では端子27bの出
力信号の振幅を分析するのに幅専用検波器（図示せず）
を用いている。キャリア漏れ、IQ不均衡、およびIQ直角
誤差は相互に作用するので本発明のアルゴリズムではこ
れらの誤差がそれ以上減少しなくなるまで前述の調整を
繰り返す。

キャリア漏れは一般にＩ成分およびＱ成分の両方から
成るので、全キャリア漏れが最小になるまで（キャリア
漏れ調整105a、105bを通して）Ｉ漏れとＱ漏れをまず交
互に調整する。次に単位信号がＩ変調ポート103aのみ、
およびＱ変調ポート103bのみに印加された状態に対して
振幅専用検波器の測定レベルが等しくなるまで（可変ア
ナログ減衰器104a、104bを通して）IQ振幅バランスを調
整する。次に変調状態の大きさに対する以下の式が満足
されるまでIQ位相の直交状態が調整される。

｜（＋I,＋Ｑ）｜＋｜（−I,−Ｑ）｜＝｜（−I,＋
Ｑ）｜＋｜（＋I,−Ｑ）|,ここで順序対（＋Ｉ、＋
Ｑ）、（−Ｉ、＋Ｑ），（−I,−Ｑ），（＋I,−Ｑ）は
第３図に示したようにそれぞれIQ空間の第1,2,3,4象限
でのベクトル出力を表す。

再び第１図を参照すると８ギガヘルツおよび8.01から
11ギガヘルツの信号の位相ノイズは全て出力周波数に変
換される。70メガヘルツのユーザに受け入れられるスペ
クトル純度を得るために８ギガヘルツおよび8.01ギガヘ
ルツから11ギガヘルツの信号は極めて低ノイズでなけれ
ばならない。本発明の教えに従えば、両方の信号は同じ
100メガヘルツの基準から導出されるのでキャリアから
約100ヘルツ以内にある逓倍された基準ノイズは出力で
のンコンバージョン時に部分的に相殺される。

出力信号キャリアから約100ヘルツよりさらにオフセ
ットしたところで、シンセサイザ23は本発明のベクトル
信号発生器の出力信号のスペクトル純度に対する鍵とな
る。出力周波数へ変換する間にLO逓倍器25によってシン
セザ23からの位相ノイズおよびスプリアス信号は８倍さ
れるので、所望のノイズ性能仕様を達成するためにはシ
ンセサイザ23からの位相ノイズおよびスプリアス信号は
出力信号に要求されるよりも第18デシベル優れていなけ
ればならない。本発明でシンセサイザ23として用いるの
に適した低ノイズシンセサイザの一実施例は1986年５月
２日に出願され、「Low Phase Noise RF Synthesizer」
と題したEdwardsの発明に関する合衆国特許出願第859,0
96号が教えてくれる。

本発明の信号発生器の一つの主要な特徴は広帯域で正
確な変調を生成出来る事である。この性能（あるいはIQ
変調器27）を実現するため主要な構成要素は第１図およ
び第４図の広帯域で線形なベクトル変調器27、および第
１図の広帯域マニピュレーション回路28である。本発明
の教えに従って組立てられたベースバンドマニピュレー
ション回路28の一実施例のブロック図を第５図に示す。
ベースバンドマニピュレーション回路28の主機能はＩお
よびＱのドライブレベルをベクトル変調器27（第１図、
第４図）に供給することである。デジタル変調およびベ
クトル変調の２つの変調が提供される。

デジタル変調が選択されるとユーザは変調フォーマッ
トを指定する。以下は適当なデジタルフォーマットの例
である。

（１）BPSK（２相位相変調） （２）QPSK（４相位相変調） （３）8PSK （４）16QAM（直交振幅変調） （５）64QAM さらに、最初の３個のフォーマットと同時にバースト
変調が選択できる。バーストモードでは、ユーザはバー
スト入力端子に高い論理レベルを印加することにより信
号を止めることができる。これは他のデータラインの状
態とは独立している。これはデータの送信がバーストで
起こる時分割多元接続をシミュレートしたいユーザ、あ
るいはコード化されたレーダパルスを発生させることに
興味のあるユーザに役立つ。

前述のフォーマットのすべてに組合せてスカラ変調を
選択することもできる。これは端子36（第１図）上の出
力信号の振幅を線形制御することである。換言すれば、
出力信号振幅はスカラ変調入力端子29（第１図、および
第５図）に印加されたアナログ電圧に比例する。たとえ
ば、スカラ変調入力電圧がゼロの場合は出力信号はな
く、スカラ変調入力が１ボルトの場合は出力信号はフル
スケールレベルとなる。この特徴は受信器のALC回路の
テストに興味のあるユーザ、あるいは振幅−フェード
（fade）のシミュレーションに興味のあるユーザには有
用である。

標準デジタル変調フォーマットの他にもデジタル型の
ベースバンドマニピュレーション回路28の一実施例は、
本発明の信号発生器に、ある新しい動作能を提供する。

（１）Ｉ＜Q:第6a図に描いたようにユーザがＱチャンネ
ルの利得と相対的に１チャンネルの利得を可変できる。

（２）代替レベル：ユーザが第２の電力レベルを指定で
きるようにし、第6b図に描いたように一本のデータライ
ンを使って出力レベルを一方のレベルからもう一方のレ
ベルまで高速で切り換えられる。

（３）２状態：ユーザがIQ平面内の２つの任意の状態を
指定できるようにし、第6c図に描いたように一本のデー
タラインを使って出力を一方の状態からもう一方の状態
に高速で切り換えられる。

（４）キャリア漏れの付加：ユーザが制御された量だけ
変調出力信号にキャリアを付加できる。これはラジオの
キャリア回復回路をテストする場合に役に立つ。

（５）直交位相誤差の付加：ユーザが出力信号に直交位
相誤差を導入できる。これは理想的でない変調器のシミ
ュレートに役立つ。

（６）PRBS発生器：内蔵擬似ランダムビットシーケンス
（PRBS）発生器によりユーザは外部データ発生器なしで
デジタル変調された信号を発生できる。

（７）２クロック同期モード：このモードでは、Ｉチャ
ンネルおよびＱチャンネルは異なるクロック信号を持て
る。これによりオフセットQPSK信号、あるいはＩチャン
ネルおよびＱチャンネルが異なるクロックレートで動作
する他の変調のシミュレートが容易になる。

第５図を参照するとベースバンドマニピュレーション
回路28はD0からD3までの入力リード線を含み、該入力リ
ード線はデジタル変調およびバースト変調に用いられる
入力データを受信する。D0からD3までのどの入力リード
線がどの機能を果たすほかはマッピング回路502によっ
て定義する。バッファおよびラッチ回路500はマッピン
グ回路502の用意ができるまで入力リード線D0からD3で
受信される情報をバッファし、ストアする役割を果た
す。バッファおよびラッチ回路500はクロック回路501で
制御され、該クロック回路は入力クロック信号φＩおよ
びφＱを受信する。クロック回路501はバッファおよび
ラッチ回路500が入力信号D0からD3に応じてクロック信
号φＩおよびφＱの一つ、あるいは両方に同期して動作
するようにする。

マッピング回路502はバッファおよびラッチ回路500か
らの入力信号を受信し、DA変換器503および504への適切
な入力信号を形成する。これらI0からI2、およびQ0から
Q2の入力信号は入力リード線D0からD3上でユーザが選択
した所望変調フォーマットに応じて決定される。I0から
I2およびQ0からQ2の信号により、高速スイッチ503aおよ
び503bはノード512aおよび512bのそれぞれにどの電流源
504aおよび504bを接続するかを選択する。これらの選択
された電流源からの電流は電流源505aおよび505bのそれ
ぞれからの電流に付加され、入力リード線D0からD3に印
加された入力信号によって指定された変調タイプと変調
状態に対して正しい電流駆動レベルを供給する。

もし、必要ならば電流源504a、504b、505aおよび505b
からの電流レベルはスカラ変調入力端子29に印加された
スカラ変調入力信号に応じて可変される。この場合、ノ
ード512aおよび512bに供給された実際の電流レベルは電
流源504a、505aおよび504b、505bによって供給された電
流に等しく、スカラ入力端子29に印加された信号によっ
て指定された割合だけスケーリングされている。スイッ
チ509a、509bはデジタル入力信号とアナログ入力信号の
どちらがリード線511aおよび511bを通ってベクトル変調
器27（第４図）のミキサ102aおよび102bに変調情報を供
給するかを選択する。第５図に示したスイッチ位置はデ
ジタル入力信号を変調源として選択しているが、スイッ
チ509aおよび509bを反対の位置に切り換えれば入力端子
103a、103b上のアナログ入力信号がアナログ減衰器104
a、104bを経てそれぞれリード線511aおよび511bに印加
され、次に第４図のＩ変調器102aおよびＱ変調器102bに
印加される。

キャリア信号をベクトル変調するためにデジタル情報
を用いる場合、電流源504a、505a、および504b、505bの
それぞれのレベルを調整することによってＩ変調器102a
およびＱ変調器102bの利得を交互に変え、ベクトル変調
器のＩチャンネルおよびＱチャンネル間の利得差を補償
しなければならない。これにより変調信号はできうるか
ぎりの正確さになる。逆に、アナログ入力信号を用いて
キャリア周波数をベクトル変調する場合、入力端子103a
および103b上で受信されたアナログ入力信号レベルはア
ナログ減衰器104aおよび104bのそれぞれによって調整さ
れ、それによってベクトル変調器のＩチャンネルおよび
Ｑチャンネルネ間の利得差を補償する。

デジタル変調が選択されると、ベースバンドフィルタ
506−1aから506−5aまでと506−1bから506−5bまでの一
つが選択され、ＩチャンネルおよびＱチャンネルのそれ
ぞれにスイッチされベースバンド信号のスペクトルを制
限する。ベースバンド信号のスイッチング時間が非常に
早く（典型的には１ナノ秒以下）、したがって非常に広
い帯域幅を占めるのでこのフィルタが必要となる。内蔵
のベースバンドフィルタ506−1aから506−4a、506−1b
から506−4bの内のどれか一つが選択されたキャリア周
波数に応じてスイッチされる。キャリア周波数が低い時
はキャリア周波数が高い時よりもフィルタの帯域幅を狭
く選んで出力信号でのエイリアシングが問題とならない
ようにする。ユーザが自分自身のベースバンドフィルタ
506−5a、506−5bを用意し、ユーザが所望のスペクトル
を形成できるような準備もある。

ベクトル変調において、ユーザはベクトル入力にアナ
ログのＩベースバンド信号およびＱベースバンド信号を
供給し、本発明の信号発生器は選択されたキャリア周波
数で理想的なベクトル変調器として動作する。内蔵校正
ルーチンは変調器のオフセットが低く、二つのチャンネ
ルが（同じ利得で）釣合い、直交位相が正確にセットさ
れるよう保証する。このモードにおいて、保証される変
調帯はDCから350メガヘルツであり、これは700メガヘル
ツまでのRF両側波帯を生じる。これで非常に広い帯域の
複雑な変調が可能になり、レーダチャープ、MSK（minim
um phase shift keying）信号などの信号のシミュレ
ートが可能になる。

一対の任意波形合成器（米国ヒューレット・パッカー
ド社で製造されたHP8870など）と共に用いれば本発明の
信号発生器な特別的な信号シミュレーション能力を備
え、信号がＩ成分およびＱ成分に分解される限り、保証
された変調帯域幅内のいかなる信号をもシミュレートで
きる。あるいは、もしRF信号を復製したいなら該信号を
ベクトル復調し、波形記録計でＩ成分、およびＱ成分を
捕らえ、もし必要ならコンピュータ上でデータを修正
し、そのデータをHP8870に送りさえすればよい。HP8870
が本発明の信号発生器をベクトル変調する。

高速電流スイッチング装置503a、503bとしての第５図
のデジタルベースバンドマニピュレーション回路28の最
も重要な必要条件の一つは正確なレベルを供給して高い
データレートでベクトル変調器を駆動することである。
第５図に精密DA変換器（DAC）504a、504bを示す。DACが
レベル精度を供給し、高速電流スイッチング装置503a、
503bをそれぞれＩチャンネルおよびＱチャンネルに用
い、DAC発生電流をオンおよびオフすることによりレベ
ルからレベルへの高速遷移が可能になる。たとえば、BP
SK信号を発生するためにＩチャンネルベースバンドは第
５図のノード512aへの電流を高速スイッチ503aによりオ
ン・オフするのに応じて二つのレベルの内の一つを持ち
得る。スイッチ504a、504bの内の一つ以上を並列に接続
することにより二つ以上のレベルを発生することが可能
であり、したがってより複雑な変調を生成できる。たと
えば、16QAMはチャンネルあたり４レベル必要であり、6
4QAMはチャンネルあたり８レベル必要である。第７図は
ひ化ガリウム（GaAs）で製造され、第５図の高速スイッ
チ503aおよび503bとして使うのに適した回路の一実施例
の概略図である。３個の差動電流スイッチ801、802、80
3のそれぞれを駆動する３個のシュミットトリガ701、70
2、703がある。シュミットトリガ701、702、703は入力
リード線上で約0.5ボルトの振幅が必要であり、出力リ
ード線上に３ボルトの振幅を供給して差動電流スイッチ
801、802、803を駆動する。各スイッチ801、802、803の
電流範囲はゼロから20ミリアンペアである。

一実施例において、第４図のベクトル変調器27は第８
図のブロック図に示したようなアイソレータによって相
互接続された３個の回路として組立てられる。変調器の
機能はデジタルベースバンド回路によって駆動されたと
き非常に正確なＩ信号およびＱ信号を発生することであ
る。アイソレータ99a、99b、100a、100bは個々の超小型
電子回路アセンブリ間に用いられ、Ｉチャンネルおよび
Ｑチャンネル間クロストークが非常に低くなるよう保証
する。

I/Qスプリッタ31（第４図、第８図）は入力リード線2
7から8.0ギガヘルツのIF信号を受け、二つの振幅が等し
く、位相が直交した信号ＩおよびＱを発生する。これら
の高レベル（＋12dBm）位相直交信号がＩ変調器102a、
およびＱ変調器102bのLOポートを駆動する。電圧可変移
相器101a、101bが含まれている。−４から−12ボルトの
同調範囲で約25度の位相調整範囲が得られる。校正の
間、たとえ個々のアイソレータ99a、99b、100a、100b、
あるいは変調器102a、102bが完全には位相整合していな
くても、これらの移相ネットワーク101a、101bにより正
確な直角位相が得られる。一実施例において、I/Qスプ
リッタ31は25ミルの厚さのサファイア基板上に４線イン
ターデジタル型として組立られた90度ハイブリッドであ
る。移相器101a、101bは第９図の概略図に示したよう
に、結合ポートと直接出力ポート上に接地されたGaAs同
調バラクタ90、91を持った同じタイプのハイブリッドを
用いて作られる。このように作る場合、ハイブリッドの
「アイソレートされた」ポートからの信号は単純にバラ
クタの（一定の位相オフセットを加えた）反射に等し
い。バラクタ上のDC電圧が変化するとそれに応じてキャ
パシタンスが変化する。これは反射係数（rho）の角度
の変化になる。rhoの大きさは１であるので出力信号の
位相変化だけが正味の結果として起こる。

第８図のデュアル変調器102a、102bはI/Qスプリッタ3
1からの２個の直交位相信号ＩとＱを広帯域（たとえば
０から350メガヘルツ）で変調する。デュアル変調器102
a、102bはＩおよびＱのベースバンド変調入力リード線1
03a、および103b上のそれぞれに低域通過フィルタ（図
示せず）も含む。これらのフィルタはベースバンド入力
ポート103a、103b上の8.0ギガヘルツIF信号を除去し、
変調器のIFポートに８ギガヘツで50オーム、すなわち
「整合された」端子を供給する。この整合は8.0ギガヘ
ルツの全変調帯域幅にわたって変調器が異常動作するの
を防ぐ。８ギガヘルツのキャリア周波数で変調器を動作
することにより350メガヘルツの変調レートは10％以下
の帯域幅にしかならない。これにより低いクロストーク
で非常に線形な変調が可能になる。

ダブルバランスミキサは以下の属性を持っており、そ
の故に変調器として使われている。

1.Iポートは直流結合され、広帯域で周波数特性が平坦
である。

2.卓越したＬ−Ｒアイソレーション（典型的に40デシベ
ル）と低いDCオフセット。

3.±0.1ボルトまでのIF駆動レベルに対する卓越した直
線性。

4.ミキサのＩポートのDCから350メガヘルツまでの低いV
SWR（典型的には50オームインピーダンス）。

5.低いAM−PM変換。

コンバイナ107は２個の変調された信号を取り、それ
らをいっしょに加え合わせ、単一のベクトルにする。各
経路の低域通過フィルタ（図示せず。）はデュアル変調
器102a、102bによって生じた高調波（16、24、32GHz）
が出力ポート27bに現れるのを防ぎ、それによって出力
リード線27b上の出力信号からスプリアス信号を防ぐ。
これらの低域通過フィルタは変調器102a、および102b間
の結合を防ぎ、それによってＩ信号およびＱ信号間のク
ロストークを除去する。

抵抗性負荷のリアクティブ電力結合器107（第４図）
は信号を同相（０度）で加算する。このタイプの電力結
合の損失は最小（３デシベル）であり、アイソレーショ
ンが高く、入力／出力VSWRが優れている。これらの属性
は平坦な振幅／位相応答および低いクロストークに必須
である。一実施例において、出力ミキサ33a（第１図）
はベクトル変調器から８ギガヘルツの変調信号を受け、
それを10から3000メガヘルツの範囲にダウンコンバート
する。LOは8.01から11.0ギガヘルツの周波数範囲をカバ
ーする。

出力ミキサ33にはIF応答帯域が広く（10−3350メカヘ
ルツ）、振幅／位相の平坦さに優れ、低歪みとなるよう
に注意深く選択されたダブルバランスミキサ33a（第１
図）を用いる。ミキサのＩポート上のダイプレクサ（di
plexer）回路は次の３つの重要な機能を果たす。

1. 出力ポートへの５ギガヘルツ以上の信号の除去。

2. ミキサのＩポートを８ギガヘルツで50オームに成端
する。

3. ３ギガヘルツでリアクティブ成端し、変換ロスの平
坦さ、およびＩポートの「整合」を改善する。

出力増幅器35（第１図）は広帯域、超線形、低ノイ
ズ、かつ周波数応答が平坦で、入力および出力の整合が
良好である。増幅器の線形性は機器の直流ベクトル精度
に影響を及ぼす。増幅器周波数応答および整合はダイナ
ミッククロストーク、すなわちAM−PM変換を引き起こ
す。雑音指数は機器のノイズフロアを決める。

＜発明の効果＞ 上述したように、本発明によれば、広帯域（例えばMH
zから3GHz）で可変されるRFキャリアを広帯域（例えば
直流から350MHz）ベクトル変調できる信号発生器が得ら
れる。勿論、スカラ変調を行うようにしたり、その他の
変形も容易である。さらに本発明の一実施例からも明ら
かなように、ベクトル変調精度が高く、かつスプリマス
も少ない良好な変調特性が得られる。従って、実用に供
して有益である。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明に従って構成した信号発生器の一実施例
のブロック図、第２図は従来例のIQ変調器のブロック
図、第３図はベクトル変調された信号の理論的変調状態
と確からしさの窓（accuracy window）を表した図表、
第４図は本発明に従って構成したIQ変調器の一実施例の
ブロック図、第５図は第１図のベースバンドマニピュレ
ーション回路28の一実施例のブロック図、第6a図から第
6C図は、本発明に従って構成した信号発生器の一実施例
から得られる変調パターンの例を示す図表、第７図は第
５図のスイッチ503aと503bに好適な高速ヒ化ガリウム・
スイッチの一実施例の概略図、第８図は本発明に従って
構成したIQ変調器の一実施例の概略図、第９図は第４図
のマイクロ波移相器101aと101bの一実施例の概略図であ
る。 10:ベクトル変調器 12:ハイブリッド移相器 13,14:ミキサ 15:加算装置 22:FMセクション 23:シンセサイザ 24:IF逓倍器 25:局部発振器逓倍器 26:ミキサ 27:ベクトル変調器 28:ベースバンドマンピュレーション回路 29:スカラ変調入力端子 30:ベクトル変調入力端子 31:I/Qスプリッタ 33:出力段 35:出力増幅器 101a,101b:マイクロ波移相器 102a,102b:変調器 104a,104b:可変アナログ減衰器 105a,105b:キャリア漏れ調整 107:コンバイ＋（電力結合器） 500:バッファ及びラッチ回路 501:クロック回路 502:マッピング回路 503,504:DA変換器 506−1a〜506−5a,506−1b〜506−56:ベースバンドフィ
ルタ 701〜703:シュミットトリガ 801〜803:差動電流スイッチ 90,91:GaAs同調バラクタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−214843（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−154937（ＪＰ，Ａ) 「昭和57年度電子通信学会 総合全国 大会講演論文集 分冊８」（昭57−３− ５）社団法人電子通信学会，８−160頁

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】次の（イ）〜（ニ）より構成される信号発
   生器： （イ）第１信号を供給する手段、 （ロ）ベースバンドマニピュレーション回路で制御され
   る補償回路を備え該ベースバンドマニピュレーション回
   路で校正されたベクトル変調をおこなう、前記第１信号
   をベクトル変調する手段、 （ハ）所定周波数範囲内の複数の周波数から選択された
   所望の周波数を有する第２信号を供給する手段、及び （ニ）前記ベクトル変調された前記第１信号と前記第２
   信号を混合して、所定周波数範囲内の出力周波数を有す
   るベクトル変調された出力信号を供給する手段。
2. 【請求項２】前記所定周波数範囲内の出力周波数を有す
   るベクトル変調された出力信号が前記ベクトル変調され
   た前記第１信号をダウンコンバートして得られることを
   特徴とする請求項１に記載の信号発生器。
3. 【請求項３】次の（イ）〜（ヨ）より構成されるベクト
   ル変調器： （イ）入力キャリア信号を受信する入力ポート、 （ロ）ベクトル変調された信号を供給するための出力ポ
   ート、 （ハ）前記入力キャリア信号を受信して、Ｉキャリア成
   分とＱキャリア成分を供給するI/Qスプリッタ、 （ニ）前記Ｉキャアリア成分の位相を調整するためのＩ
   位相調整手段、 （ホ）前記Ｑキャアリア成分の位相を調整するためのＱ
   位相調整手段、 （ヘ）Ｉ変調入力データを受信するためのＩ変調入力端
   子、 ト）Ｑ変調入力データを受信するためのＱ変調入力端
   子、 （チ）前記Ｉ変調入力データを受信してゲイン調整され
   たＩ変調データ信号を供給するためのＩ変調データ・ゲ
   イン調整手段、 （リ）前記Ｑ変調入力データを受信してゲイン調整され
   たＱ変調データ信号を供給するためのＱ変調データ・ゲ
   イン調整手段、 （ヌ）前記Ｉキャリア成分を前記Ｉ変調データ信号で変
   調して出力するためのＩ変調手段、 （ル）前記Ｑキャリア成分を前記Ｑ変調データ信号で変
   調して出力するためのＱ変調手段、 （ヲ）前記Ｉ変調データ信号にDCレベルを供給するため
   のＩキャリア漏れ調整手段、 （ワ）前記Ｑ変調データ信号にDCレベルを供給するため
   のＱキャリア漏れ調整手段、 （カ）前記Ｉ変調手段の出力と前記Ｑ変調手段の出力を
   結合して、前記出力ポートに結合された信号を供給する
   結合手段、及び （ヨ）Ｉ位相調整手段、Ｑ位相調整手段、Ｉ変調データ
   ・ゲイン調整手段、Ｑ変調データ・ゲイン調整手段、Ｉ
   キャリア漏れ調整手段、Ｑキャリア漏れ調整手段とをデ
   ィジタル制御して、前記ベクトル変調された信号に所望
   のキャリア漏れあるいは直交位相誤差をあたえるための
   手段。