JP3196737B2 - コイル駆動装置 - Google Patents
コイル駆動装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導性負荷である
コイルに対し波形歪みの少ない正弦波電流を流せるよう
にしたコイル駆動装置に関するものである。
コイルに対し波形歪みの少ない正弦波電流を流せるよう
にしたコイル駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】車両の前後輪を操舵する４輪操舵（４Ｗ
Ｓ）機構には、後輪の舵角を検出するのに差動トランス
を用いるものがあり、単電源であるバッテリ電源からの
通電により差動トランスの一次コイルに交流磁界を発生
させる必要がある。正負二電源が得られる場合は、正弦
波電圧を発生させることで差動トランスの一次コイルに
簡単に正弦波電流を通電できるが、単電源であるバッテ
リ電源から給電する場合は、交流周期での通電方向の切
り替えや給電電圧のＰＷＭ制御が必要になる。
Ｓ）機構には、後輪の舵角を検出するのに差動トランス
を用いるものがあり、単電源であるバッテリ電源からの
通電により差動トランスの一次コイルに交流磁界を発生
させる必要がある。正負二電源が得られる場合は、正弦
波電圧を発生させることで差動トランスの一次コイルに
簡単に正弦波電流を通電できるが、単電源であるバッテ
リ電源から給電する場合は、交流周期での通電方向の切
り替えや給電電圧のＰＷＭ制御が必要になる。
【０００３】図３に示す従来の差動トランス駆動装置１
は、差動トランス２から検出される差動電圧に基づいて
後輪舵角を検出する装置であり、差動トランス２の一次
コイル２ａが発生する交流磁界により二次コイル２ｂに
発生する差動電圧が、後輪舵角に応じて変位する鉄芯２
ｃの位置によって変化することを利用し、中点にて２分
割された二次コイル２ｂに発生する差動電圧から後輪舵
角を検出する構成とされている。二次コイル２ｂに３点
接続した差動電圧発生器３には、差動電圧を後輪舵角に
換算するためのＣＰＵ４が接続してあり、このＣＰＵ４
から差動トランス２を駆動するための駆動パルスＳ１〜
Ｓ４が出力される。
は、差動トランス２から検出される差動電圧に基づいて
後輪舵角を検出する装置であり、差動トランス２の一次
コイル２ａが発生する交流磁界により二次コイル２ｂに
発生する差動電圧が、後輪舵角に応じて変位する鉄芯２
ｃの位置によって変化することを利用し、中点にて２分
割された二次コイル２ｂに発生する差動電圧から後輪舵
角を検出する構成とされている。二次コイル２ｂに３点
接続した差動電圧発生器３には、差動電圧を後輪舵角に
換算するためのＣＰＵ４が接続してあり、このＣＰＵ４
から差動トランス２を駆動するための駆動パルスＳ１〜
Ｓ４が出力される。
【０００４】差動トランス２の一次コイル２ａは、Ｈ型
ブリッジ回路５により正弦波電流を通電されて交流励磁
される。ブリッジ回路５は、直流電源とグラウンド間に
互いに並列接続された一対の線路に、線路ごとに２個の
スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３とＱ２，Ｑ４を接
続し、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３の接続点と
スイッチングトランジスタＱ２，Ｑ４の接続点を差動ト
ランス２の一次コイル２ａを介して互いに接続して構成
してある。電源側のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ
２は、一次コイル２ａに対する通電方向を切り替えるも
のであり、それぞれ交流半周期でもって交互にオンオフ
を繰り返す駆動パルスＳ１，Ｓ２により駆動される。ま
た、グラウンド側のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ
４は、それぞれ対角位置にあるスイッチングトランジス
タＱ２，Ｑ１の導通期間に駆動対象とされ、最小パルス
幅から最大パルス幅への漸増に続き最大パルス幅から最
小パルス幅への漸減という推移を示すＰＷＭ駆動パルス
Ｓ３，Ｓ４をもって駆動される。
ブリッジ回路５により正弦波電流を通電されて交流励磁
される。ブリッジ回路５は、直流電源とグラウンド間に
互いに並列接続された一対の線路に、線路ごとに２個の
スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３とＱ２，Ｑ４を接
続し、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３の接続点と
スイッチングトランジスタＱ２，Ｑ４の接続点を差動ト
ランス２の一次コイル２ａを介して互いに接続して構成
してある。電源側のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ
２は、一次コイル２ａに対する通電方向を切り替えるも
のであり、それぞれ交流半周期でもって交互にオンオフ
を繰り返す駆動パルスＳ１，Ｓ２により駆動される。ま
た、グラウンド側のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ
４は、それぞれ対角位置にあるスイッチングトランジス
タＱ２，Ｑ１の導通期間に駆動対象とされ、最小パルス
幅から最大パルス幅への漸増に続き最大パルス幅から最
小パルス幅への漸減という推移を示すＰＷＭ駆動パルス
Ｓ３，Ｓ４をもって駆動される。
【０００５】一次コイル２ａは、等価的には抵抗Ｒｍと
インダクタンスＬｍの直列結合素子と考えられ、パルス
電流を通電したときの電気的立ち上がり時定数はＬｍ／
Ｒｍである。また、このインダクタンスＬｍには相当量
の電磁エネルギが蓄えられるため、パルス電流の通電を
断った後もフライホイール電流と呼ばれる電流が一次コ
イル２ａを流れ続けることが知られている。ブリッジ回
路５には、このフライホイール電流の通電路を考慮し、
各スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のソースとドレ
イン間を結び、コイル励磁電流の通電方向とは逆向きに
回生ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続してある。このため、
例えば正の半波駆動期間において、スイッチングトラン
ジスタＱ１を導通させ、スイッチングトランジスタＱ４
をＰＷＭ駆動パルスＳ４により駆動しているとき、ＰＷ
Ｍ駆動パルスのオン期間においてコイル励磁電流は時間
とともに直線的に上昇するが、ＰＷＭ駆動パルスのオフ
期間にあっては、一次コイル２ａと回生ダイオードＤ２
とスイッチングトランジスタＱ１を結ぶ閉ループ内を時
間とともに直線的に下降するフライホイール電流が流れ
る。従って、ＰＷＭ駆動パルスのパルス周期で微視的に
見れば、一次コイル２ａには三角波電流が流れることに
なるが、この三角波電流の波高値はＰＷＭ駆動パルスの
デューティ比に応じて変化させられるため、巨視的に見
たときには、コイル励磁電流として一次コイル２ａには
正弦波電流が通電される。
インダクタンスＬｍの直列結合素子と考えられ、パルス
電流を通電したときの電気的立ち上がり時定数はＬｍ／
Ｒｍである。また、このインダクタンスＬｍには相当量
の電磁エネルギが蓄えられるため、パルス電流の通電を
断った後もフライホイール電流と呼ばれる電流が一次コ
イル２ａを流れ続けることが知られている。ブリッジ回
路５には、このフライホイール電流の通電路を考慮し、
各スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のソースとドレ
イン間を結び、コイル励磁電流の通電方向とは逆向きに
回生ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続してある。このため、
例えば正の半波駆動期間において、スイッチングトラン
ジスタＱ１を導通させ、スイッチングトランジスタＱ４
をＰＷＭ駆動パルスＳ４により駆動しているとき、ＰＷ
Ｍ駆動パルスのオン期間においてコイル励磁電流は時間
とともに直線的に上昇するが、ＰＷＭ駆動パルスのオフ
期間にあっては、一次コイル２ａと回生ダイオードＤ２
とスイッチングトランジスタＱ１を結ぶ閉ループ内を時
間とともに直線的に下降するフライホイール電流が流れ
る。従って、ＰＷＭ駆動パルスのパルス周期で微視的に
見れば、一次コイル２ａには三角波電流が流れることに
なるが、この三角波電流の波高値はＰＷＭ駆動パルスの
デューティ比に応じて変化させられるため、巨視的に見
たときには、コイル励磁電流として一次コイル２ａには
正弦波電流が通電される。
【０００６】通電制御手段であるＣＰＵ４は、スイッチ
ングトランジスタＱ１に対し図４（Ａ）に示す駆動パル
スＳ１を印加して導通させ、同時にまたスイッチングト
ランジスタＱ１と駆動対をなすスイッチングトランジス
タＱ４が同図（Ｂ）に示すＰＷＭ駆動パルスＳ４を印加
して断続的に導通駆動する。このＰＷＭ駆動パルスＳ４
は、交流半周期の前半はパルス幅が漸増し後半はパルス
幅を漸減するため、一次コイル２ａに流れる電流は前述
の如く巨視的には交流半周期分（０〜１８０°）の正弦
波電流となる。交流半周期の駆動が終わると、ＣＰＵ４
はスイッチングトランジスタＱ１の駆動を停止し、代わ
って図４（Ｃ）に示す駆動パルスＳ２を印加してスイッ
チングトランジスタＱ２を導通させる。同時にまた、こ
のスイッチングトランジスタＱ２と駆動対をなすスイッ
チングトランジスタＱ３に対し、同図（Ｄ）に示すＰＷ
Ｍ駆動パルスＳ３を印加して断続的に導通駆動する。こ
のＰＷＭ駆動パルスＳ３も、交流半周期の前半はパルス
幅が漸増し後半はパルス幅を漸減するため、一次コイル
２ａに流れる電流は巨視的には交流半周期分（１８０〜
３６０°）の正弦波電流となる。なお、一次コイル２ａ
は誘導性の交流抵抗であるため、コイル励磁電流の周波
数が高くなるほどインピーダンスが大となり、それだけ
消費電流も少なくなるが、駆動周波数が高くなるほど差
動トランス２の磁気飽和が問題となるため、駆動パルス
Ｓ１，Ｓ２としては例えば１０ｋＨｚ程度の繰り返しパ
ルスが用いられる。
ングトランジスタＱ１に対し図４（Ａ）に示す駆動パル
スＳ１を印加して導通させ、同時にまたスイッチングト
ランジスタＱ１と駆動対をなすスイッチングトランジス
タＱ４が同図（Ｂ）に示すＰＷＭ駆動パルスＳ４を印加
して断続的に導通駆動する。このＰＷＭ駆動パルスＳ４
は、交流半周期の前半はパルス幅が漸増し後半はパルス
幅を漸減するため、一次コイル２ａに流れる電流は前述
の如く巨視的には交流半周期分（０〜１８０°）の正弦
波電流となる。交流半周期の駆動が終わると、ＣＰＵ４
はスイッチングトランジスタＱ１の駆動を停止し、代わ
って図４（Ｃ）に示す駆動パルスＳ２を印加してスイッ
チングトランジスタＱ２を導通させる。同時にまた、こ
のスイッチングトランジスタＱ２と駆動対をなすスイッ
チングトランジスタＱ３に対し、同図（Ｄ）に示すＰＷ
Ｍ駆動パルスＳ３を印加して断続的に導通駆動する。こ
のＰＷＭ駆動パルスＳ３も、交流半周期の前半はパルス
幅が漸増し後半はパルス幅を漸減するため、一次コイル
２ａに流れる電流は巨視的には交流半周期分（１８０〜
３６０°）の正弦波電流となる。なお、一次コイル２ａ
は誘導性の交流抵抗であるため、コイル励磁電流の周波
数が高くなるほどインピーダンスが大となり、それだけ
消費電流も少なくなるが、駆動周波数が高くなるほど差
動トランス２の磁気飽和が問題となるため、駆動パルス
Ｓ１，Ｓ２としては例えば１０ｋＨｚ程度の繰り返しパ
ルスが用いられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の差動トランス駆
動装置１は、一次コイル２ａに流れる電流の方向を決め
る駆動パルスＳ１，Ｓ２と誘導性負荷である一次コイル
２ａに実際に流れる電流との間には位相差があり、例え
ば駆動パルスＳ１からＳ２に切り替わる過渡期間におい
て、現実には一次コイル２ａを流れる電流が零になる前
に通電方向を切り替える結果、一次コイル２ａに誘起す
る逆起電力により発生する電流が発生し、通電方向が切
り替わる前後において、例えば図４（Ｅ）に示したよう
に、正弦波電流が歪みやすい等の課題を抱えるものであ
った。
動装置１は、一次コイル２ａに流れる電流の方向を決め
る駆動パルスＳ１，Ｓ２と誘導性負荷である一次コイル
２ａに実際に流れる電流との間には位相差があり、例え
ば駆動パルスＳ１からＳ２に切り替わる過渡期間におい
て、現実には一次コイル２ａを流れる電流が零になる前
に通電方向を切り替える結果、一次コイル２ａに誘起す
る逆起電力により発生する電流が発生し、通電方向が切
り替わる前後において、例えば図４（Ｅ）に示したよう
に、正弦波電流が歪みやすい等の課題を抱えるものであ
った。
【０００８】本発明は上記課題を解決したものであり、
通電方向の切り替え過渡期間において、コイルに発生す
る逆起電力に基づいて誘起する電流を消滅させ、誘導性
負荷に対し歪みの少ない正弦波電流を流すことを目的と
するものである。
通電方向の切り替え過渡期間において、コイルに発生す
る逆起電力に基づいて誘起する電流を消滅させ、誘導性
負荷に対し歪みの少ない正弦波電流を流すことを目的と
するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、直流電源とグラウンド間を結ぶ互いに並
列な一対の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直
列接続し、該２個のスイッチング素子のそれぞれの接続
点をコイルを介して互いに接続してなるブリッジ回路
と、電源側スイッチング素子の一方を導通させた状態
で、該一方のスイッチング素子の対角位置にあるグラウ
ンド側スイッチング素子をパルス幅変調駆動パルスをも
って導通し、前記コイルに対し正の半周期分の正弦波電
流を通電するとともに、電源側スイッチング素子の他方
を導通させた状態で、該他方のスイッチング素子の対角
位置にあるグラウンド側スイッチング素子をパルス幅変
調駆動パルスをもって導通し、前記コイルに対し負の半
周期分の正弦波電流を通電する通電制御手段とを備えた
コイル駆動装置において、前記通電制御手段は、前記正
弦波電流の電流値が零点を横切る直前の一定期間は、前
記電源側スイッチング素子をともに非導通状態とし、パ
ルス幅変調駆動パルスにより導通するグラウンド側スイ
ッチング素子を介して前記コイルを流れる電流を零に強
制する電流波形歪み防止手段を含むことを特徴とするも
のである。
め、本発明は、直流電源とグラウンド間を結ぶ互いに並
列な一対の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直
列接続し、該２個のスイッチング素子のそれぞれの接続
点をコイルを介して互いに接続してなるブリッジ回路
と、電源側スイッチング素子の一方を導通させた状態
で、該一方のスイッチング素子の対角位置にあるグラウ
ンド側スイッチング素子をパルス幅変調駆動パルスをも
って導通し、前記コイルに対し正の半周期分の正弦波電
流を通電するとともに、電源側スイッチング素子の他方
を導通させた状態で、該他方のスイッチング素子の対角
位置にあるグラウンド側スイッチング素子をパルス幅変
調駆動パルスをもって導通し、前記コイルに対し負の半
周期分の正弦波電流を通電する通電制御手段とを備えた
コイル駆動装置において、前記通電制御手段は、前記正
弦波電流の電流値が零点を横切る直前の一定期間は、前
記電源側スイッチング素子をともに非導通状態とし、パ
ルス幅変調駆動パルスにより導通するグラウンド側スイ
ッチング素子を介して前記コイルを流れる電流を零に強
制する電流波形歪み防止手段を含むことを特徴とするも
のである。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図１，
２を参照して説明する。図１は、本発明のコイル駆動装
置を適用した差動トランス駆動装置の一実施形態を示す
回路構成図、図２は、図１に示した回路各部の信号波形
図である。
２を参照して説明する。図１は、本発明のコイル駆動装
置を適用した差動トランス駆動装置の一実施形態を示す
回路構成図、図２は、図１に示した回路各部の信号波形
図である。
【００１１】図１に示す差動トランス駆動装置は、差動
トランス２の一次コイル２ａに対しＨ型ブリッジ回路５
が正弦波電流を通電して交流励磁を行うものである。た
だし、ブリッジ回路５は、従来とは異なる駆動方式を採
用したＣＰＵ１２によって駆動するようにしてある。こ
のＣＰＵ１２による実際の駆動は、一次コイル２ａに流
す正弦波電流の零点近傍において特殊な駆動方法をとる
点を除けば、基本的には概ね従来通りと言える。すなわ
ち、電源側のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２は、
一次コイル２ａに対する通電方向を切り替えるものであ
り、それぞれ交流半周期でもって交互にオンオフを繰り
返す駆動パルスＳ１，Ｓ２により駆動する。また、グラ
ウンド側のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４は、そ
れぞれ対角位置にあるスイッチングトランジスタＱ２，
Ｑ１の導通期間に駆動対象とし、最小パルス幅から最大
パルス幅への漸増に続き最大パルス幅から最小パルス幅
への漸減という推移を示すＰＷＭ駆動パルスＳ３，Ｓ４
をもって駆動する。
トランス２の一次コイル２ａに対しＨ型ブリッジ回路５
が正弦波電流を通電して交流励磁を行うものである。た
だし、ブリッジ回路５は、従来とは異なる駆動方式を採
用したＣＰＵ１２によって駆動するようにしてある。こ
のＣＰＵ１２による実際の駆動は、一次コイル２ａに流
す正弦波電流の零点近傍において特殊な駆動方法をとる
点を除けば、基本的には概ね従来通りと言える。すなわ
ち、電源側のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２は、
一次コイル２ａに対する通電方向を切り替えるものであ
り、それぞれ交流半周期でもって交互にオンオフを繰り
返す駆動パルスＳ１，Ｓ２により駆動する。また、グラ
ウンド側のスイッチングトランジスタＱ３，Ｑ４は、そ
れぞれ対角位置にあるスイッチングトランジスタＱ２，
Ｑ１の導通期間に駆動対象とし、最小パルス幅から最大
パルス幅への漸増に続き最大パルス幅から最小パルス幅
への漸減という推移を示すＰＷＭ駆動パルスＳ３，Ｓ４
をもって駆動する。
【００１２】通電制御手段であるＣＰＵ１２には、正弦
波電流の電流値が零点を横切る直前の幅τの期間におい
て、電源側スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をともに非導通
状態とし、パルス幅変調駆動パルスにより導通するグラ
ウンド側スイッチング素子Ｑ３又はＱ４を介して一次コ
イル２ａを流れる電流を零に強制するよう、電流波形歪
み防止ソフトウェアを搭載してある。この電流波形歪み
防止ソフトウェアによれば、スイッチングトランジスタ
Ｑ３又はＱ４に印加するＰＷＭ駆動パルスＳ３又はＳ４
が最小デューティのＰＷＭ駆動に至る直前の一定期間、
すなわち一次コイルを流れる電流が零点を横切る直前の
一定期間において、電源側スイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２をともに非導通とし、その状態でスイッチング
トランジスタＱ３又はＱ４を最小デューティのＰＷＭ駆
動パルスをもって駆動する。
波電流の電流値が零点を横切る直前の幅τの期間におい
て、電源側スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をともに非導通
状態とし、パルス幅変調駆動パルスにより導通するグラ
ウンド側スイッチング素子Ｑ３又はＱ４を介して一次コ
イル２ａを流れる電流を零に強制するよう、電流波形歪
み防止ソフトウェアを搭載してある。この電流波形歪み
防止ソフトウェアによれば、スイッチングトランジスタ
Ｑ３又はＱ４に印加するＰＷＭ駆動パルスＳ３又はＳ４
が最小デューティのＰＷＭ駆動に至る直前の一定期間、
すなわち一次コイルを流れる電流が零点を横切る直前の
一定期間において、電源側スイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２をともに非導通とし、その状態でスイッチング
トランジスタＱ３又はＱ４を最小デューティのＰＷＭ駆
動パルスをもって駆動する。
【００１３】まず、スイッチングトランジスタＱ１が図
２（Ａ）に示す駆動パルスＳ１により導通すると、対と
なるスイッチングトランジスタＱ４が同図（Ｂ）に示す
ＰＷＭ駆動パルスＳ４により断続的に導通駆動される。
このＰＷＭ駆動パルスＳ４は、交流半周期の前半はパル
ス幅が漸増し後半はパルス幅を漸減するため、一次コイ
ル２ａに流れる電流は交流半周期分（０〜１８０°）の
正弦波電流となる。ただし、正弦波電流が零に至る直前
の期間τに至ったときに、スイッチングトランジスタＱ
１に印加される駆動パルスＳ１は強制的に消滅する。一
方、スイッチングトランジスタＱ４の方は、従前通りＰ
ＷＭ駆動パルスＳ４により駆動されるため、電圧印加を
断たれた時点で一次コイル２ａに逆起電力が誘起して
も、この逆起電力に伴って発生する誘起電流はスイッチ
ングトランジスタＱ４が最小デューティのＰＷＭ駆動パ
ルスにより導通したときにグラウンド側に流れて消滅す
る。従って、従来のように誘起電流が零点近傍の正弦波
電流波形を歪ませるといった事態を未然に防止すること
ができ、図２（Ｅ）に示すような波形歪みの少ない正弦
波電流を一次コイル２ａに流すことができる。
２（Ａ）に示す駆動パルスＳ１により導通すると、対と
なるスイッチングトランジスタＱ４が同図（Ｂ）に示す
ＰＷＭ駆動パルスＳ４により断続的に導通駆動される。
このＰＷＭ駆動パルスＳ４は、交流半周期の前半はパル
ス幅が漸増し後半はパルス幅を漸減するため、一次コイ
ル２ａに流れる電流は交流半周期分（０〜１８０°）の
正弦波電流となる。ただし、正弦波電流が零に至る直前
の期間τに至ったときに、スイッチングトランジスタＱ
１に印加される駆動パルスＳ１は強制的に消滅する。一
方、スイッチングトランジスタＱ４の方は、従前通りＰ
ＷＭ駆動パルスＳ４により駆動されるため、電圧印加を
断たれた時点で一次コイル２ａに逆起電力が誘起して
も、この逆起電力に伴って発生する誘起電流はスイッチ
ングトランジスタＱ４が最小デューティのＰＷＭ駆動パ
ルスにより導通したときにグラウンド側に流れて消滅す
る。従って、従来のように誘起電流が零点近傍の正弦波
電流波形を歪ませるといった事態を未然に防止すること
ができ、図２（Ｅ）に示すような波形歪みの少ない正弦
波電流を一次コイル２ａに流すことができる。
【００１４】また、交流半周期の駆動が終わると、スイ
ッチングトランジスタＱ１の駆動は停止し、代わってス
イッチングトランジスタＱ２が図２（Ｃ）に示す駆動パ
ルスＳ２により導通する。また、これと同時に、スイッ
チングトランジスタＱ２と駆動対をなすスイッチングト
ランジスタＱ３が、同図（Ｄ）に示すＰＷＭ駆動パルス
Ｓ３により断続的に導通駆動される。このＰＷＭ駆動パ
ルスＳ３も、交流半周期の前半はパルス幅が漸増し後半
はパルス幅を漸減するため、一次コイル２ａに流れる電
流は交流半周期分（１８０〜３６０°）の正弦波電流と
なる。ただし、正弦波電流が零に至る直前の期間τに至
ったときに、スイッチングトランジスタＱ３に印加され
る駆動パルスＳ３は強制的に消滅する。一方、スイッチ
ングトランジスタＱ２の方は、従前通りＰＷＭ駆動パル
スＳ２による駆動されるため、電圧印加を断たれた時点
で一次コイル２ａに逆起電力が誘起しても、この逆起電
力に伴って発生する誘起電流はスイッチングトランジス
タＱ２が最小デューティのＰＷＭ駆動パルスにより導通
したときにグラウンド側に流れて消滅する。従って、従
来のように誘起電流が零点近傍の正弦波電流波形を歪ま
せるといった事態を未然に防止することができ、図２
（Ｅ）に示すような波形歪みの少ない正弦波電流を一次
コイル２ａに流すことができる。
ッチングトランジスタＱ１の駆動は停止し、代わってス
イッチングトランジスタＱ２が図２（Ｃ）に示す駆動パ
ルスＳ２により導通する。また、これと同時に、スイッ
チングトランジスタＱ２と駆動対をなすスイッチングト
ランジスタＱ３が、同図（Ｄ）に示すＰＷＭ駆動パルス
Ｓ３により断続的に導通駆動される。このＰＷＭ駆動パ
ルスＳ３も、交流半周期の前半はパルス幅が漸増し後半
はパルス幅を漸減するため、一次コイル２ａに流れる電
流は交流半周期分（１８０〜３６０°）の正弦波電流と
なる。ただし、正弦波電流が零に至る直前の期間τに至
ったときに、スイッチングトランジスタＱ３に印加され
る駆動パルスＳ３は強制的に消滅する。一方、スイッチ
ングトランジスタＱ２の方は、従前通りＰＷＭ駆動パル
スＳ２による駆動されるため、電圧印加を断たれた時点
で一次コイル２ａに逆起電力が誘起しても、この逆起電
力に伴って発生する誘起電流はスイッチングトランジス
タＱ２が最小デューティのＰＷＭ駆動パルスにより導通
したときにグラウンド側に流れて消滅する。従って、従
来のように誘起電流が零点近傍の正弦波電流波形を歪ま
せるといった事態を未然に防止することができ、図２
（Ｅ）に示すような波形歪みの少ない正弦波電流を一次
コイル２ａに流すことができる。
【００１５】このように、上記差動トランス駆動装置１
１によれば、正弦波電流の電流値が零点を横切る直前の
幅τなる期間は、電源側スイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２をともに非導通状態とし、パルス幅変調駆動パ
ルスにより導通するグラウンド側スイッチングトランジ
スタＱ３，Ｑ４を介して一次コイル２ａを流れる電流を
零に強制する構成としたから、電源側スイッチングトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２を切り替えたときに誘導性負荷であ
る一次コイル２ａを流れる電流は直ちに零とはならず、
逆起電力に伴って誘起する誘起電流が正弦波電流の電流
波形を歪ませる危険があるが、正弦波電流の電流値が零
点を横切る直前に、直流電源からの通電を断った状態で
グラウンド側スイッチングトランジスタＱ３又はＱ４を
断続的に導通させることで、一次コイル２ａを流れよう
とする不要電流をグラウンド側に強制流出させることが
できる。従って、次の交流半周期の駆動期間において他
方の電源側スイッチングトランジスタＱ２又はＱ１に駆
動パルスを印加したときに、誘導性負荷である一次コイ
ル２ａに対し歪みの少ない正弦波電流を流すことができ
る。
１によれば、正弦波電流の電流値が零点を横切る直前の
幅τなる期間は、電源側スイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２をともに非導通状態とし、パルス幅変調駆動パ
ルスにより導通するグラウンド側スイッチングトランジ
スタＱ３，Ｑ４を介して一次コイル２ａを流れる電流を
零に強制する構成としたから、電源側スイッチングトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２を切り替えたときに誘導性負荷であ
る一次コイル２ａを流れる電流は直ちに零とはならず、
逆起電力に伴って誘起する誘起電流が正弦波電流の電流
波形を歪ませる危険があるが、正弦波電流の電流値が零
点を横切る直前に、直流電源からの通電を断った状態で
グラウンド側スイッチングトランジスタＱ３又はＱ４を
断続的に導通させることで、一次コイル２ａを流れよう
とする不要電流をグラウンド側に強制流出させることが
できる。従って、次の交流半周期の駆動期間において他
方の電源側スイッチングトランジスタＱ２又はＱ１に駆
動パルスを印加したときに、誘導性負荷である一次コイ
ル２ａに対し歪みの少ない正弦波電流を流すことができ
る。
【００１６】なお、上記実施形態では駆動対象となるコ
イルを差動トランス２の一次コイル２ａとした場合を例
に説明したが、駆動対象コイルはこの種の一次コイル２
ａだけに限定されず、広く一般のコイルとすることがで
きる。
イルを差動トランス２の一次コイル２ａとした場合を例
に説明したが、駆動対象コイルはこの種の一次コイル２
ａだけに限定されず、広く一般のコイルとすることがで
きる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
正弦波電流の電流値が零点を横切る直前の一定期間は、
電源側スイッチング素子をともに非導通状態とし、パル
ス幅変調駆動パルスにより導通するグラウンド側スイッ
チング素子を介してコイルを流れる電流を零に強制する
構成としたから、電源側スイッチング素子を切り替えた
ときに誘導性負荷であるコイルを流れる電流は直ちに零
とはならず、逆起電力に伴って誘起する誘起電流が正弦
波電流の電流波形を歪ませる危険があるが、正弦波電流
の電流値が零点を横切る直前に、直流電源からの通電を
断った状態でグラウンド側スイッチング素子を断続的に
導通させることで、コイルを流れようとする不要電流を
グラウンド側に強制流出させることができ、従って次の
交流半周期の駆動期間において他方の電源側スイッチン
グ素子に駆動パルスを印加したときに、誘導性負荷であ
るコイルに対し歪みの少ない正弦波電流を流すことがで
きる等の優れた効果を奏する。
正弦波電流の電流値が零点を横切る直前の一定期間は、
電源側スイッチング素子をともに非導通状態とし、パル
ス幅変調駆動パルスにより導通するグラウンド側スイッ
チング素子を介してコイルを流れる電流を零に強制する
構成としたから、電源側スイッチング素子を切り替えた
ときに誘導性負荷であるコイルを流れる電流は直ちに零
とはならず、逆起電力に伴って誘起する誘起電流が正弦
波電流の電流波形を歪ませる危険があるが、正弦波電流
の電流値が零点を横切る直前に、直流電源からの通電を
断った状態でグラウンド側スイッチング素子を断続的に
導通させることで、コイルを流れようとする不要電流を
グラウンド側に強制流出させることができ、従って次の
交流半周期の駆動期間において他方の電源側スイッチン
グ素子に駆動パルスを印加したときに、誘導性負荷であ
るコイルに対し歪みの少ない正弦波電流を流すことがで
きる等の優れた効果を奏する。
【図１】本発明のコイル駆動装置を適用した差動トラン
ス駆動装置の一実施形態を示す回路構成図である。
ス駆動装置の一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１に示した回路各部の信号波形図である。
【図３】従来の差動トランス駆動装置の一例を示す回路
構成図である。
構成図である。
【図４】図３に示した回路各部の信号波形図である。
２ 差動トランス ２ａ 一次コイル ２ｂ 二次コイル ２ｃ 鉄芯 ３ 差動電圧発生器 ５ Ｈ型ブリッジ回路 １１ 差動トランス駆動装置 １２ ＣＰＵ（通電制御手段） Ｑ１〜Ｑ４ スイッチングトランジスタ Ｄ１〜Ｄ４ 回生ダイオード
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源とグラウンド間を結ぶ互いに並
列な一対の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直
列接続し、該２個のスイッチング素子のそれぞれの接続
点をコイルを介して互いに接続してなるブリッジ回路
と、電源側スイッチング素子の一方を導通させた状態
で、該一方のスイッチング素子の対角位置にあるグラウ
ンド側スイッチング素子をパルス幅変調駆動パルスをも
って導通し、前記コイルに対し正の半周期分の正弦波電
流を通電するとともに、電源側スイッチング素子の他方
を導通させた状態で、該他方のスイッチング素子の対角
位置にあるグラウンド側スイッチング素子をパルス幅変
調駆動パルスをもって導通し、前記コイルに対し負の半
周期分の正弦波電流を通電する通電制御手段とを備えた
コイル駆動装置において、前記通電制御手段は、前記正
弦波電流の電流値が零点を横切る直前の一定期間は、前
記電源側スイッチング素子をともに非導通状態とし、パ
ルス幅変調駆動パルスにより導通するグラウンド側スイ
ッチング素子を介して前記コイルを流れる電流を零に強
制する電流波形歪み防止手段を含むことを特徴とするコ
イル駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25768198A JP3196737B2 (ja) | 1998-09-11 | 1998-09-11 | コイル駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25768198A JP3196737B2 (ja) | 1998-09-11 | 1998-09-11 | コイル駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092850A JP2000092850A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3196737B2 true JP3196737B2 (ja) | 2001-08-06 |
Family
ID=17309637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25768198A Expired - Fee Related JP3196737B2 (ja) | 1998-09-11 | 1998-09-11 | コイル駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3196737B2 (ja) |
-
1998
- 1998-09-11 JP JP25768198A patent/JP3196737B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000092850A (ja) | 2000-03-31 |
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