JP3175985U - 電源装置および電子機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】 小型化が可能な電源装置を提供する。
【解決手段】 電源装置は、入力端子側に一端が接続されるインダクタ(L1)と、前記インダクタの他端と基準電位間に接続されたスイッチング素子(Q1)と、前記インダクタの他端に接続されたスイッチング素子(Q2)と、出力端子側となるスイッチング素子Q2と基準電位の間に接続されるコンデンサ(C1)とを有し、前記スイッチング素子Q1、Q2がGaN系トランジスタから構成される。
【選択図】 図2
【解決手段】 電源装置は、入力端子側に一端が接続されるインダクタ(L1)と、前記インダクタの他端と基準電位間に接続されたスイッチング素子(Q1)と、前記インダクタの他端に接続されたスイッチング素子(Q2)と、出力端子側となるスイッチング素子Q2と基準電位の間に接続されるコンデンサ(C1)とを有し、前記スイッチング素子Q1、Q2がGaN系トランジスタから構成される。
【選択図】 図2
Description
本考案は、DC−DCコンバータ(直流電圧変換器)などの電源装置および電源装置を搭載した電子機器に関し、特に、小型化可能な電源装置および電子機器に関する。
携帯電話、ディジタルカメラ、ゲーム機器その他の携帯用電子機器の電源にバッテリーが用いられる。例えば、リチウムイオン、リチウムポリマー等のバッテリーは、コンパクト、長寿命であるため広く利用されている。また、電子機器内の各部を動作させる駆動電圧は多様化しており、このため、バッテリーなどから供給される電圧を昇圧または降圧し、要求される駆動電圧を生成する必要がある。
図1(a)は、一般的な昇圧チョッパ型回路である。バッテリーBに直列にコイル(インダクタ)L、ダイオードDが接続され、トランジスタQ、コンデンサCがそれぞれバッテリーBに並列に接続されている。トランジスタQは、図示しないPWM回路からのPWM信号に応答してオン、オフをし、トランジスタQがオンするときコイルLにエネルギーが蓄積され、トランジスタQをオフするときコイルLからエネルギーが放出され、バッテリーBの電圧Vbに重畳された昇圧電圧Voutが出力される。
図1(b)は、一般的な降圧チョッパ型回路である。バッテリーBに直列にトランジスタQとコイルLが接続され、バッテリーBと並列にダイオードDとコンデンサCが接続されている。トランジスタQは、PWM信号に応答してスイッチングし、トランジスタQがオンするときコイルLとにエネルギーが蓄積され、トランジスタQがオフするときコイルLからエネルギーが放出され、降圧された電圧Voutが出力される。これらの技術は、例えば特許文献1に開示されている。
また特許文献2は、バッテリーの入力電圧よりも高い出力電圧が要求される場合には、入力電圧を昇圧し、その反対に入力電圧よりも低い電圧が要求される場合には、入力電圧を降圧する昇降圧型スイッチングレギュレータを開示している。
しかしながら、従来のチョッパ回路等で構成されるDC−DCコンバータでは、回路部品としてのインダクタやコンデンサのサイズが大きく、電源装置の小型化の障害になっていた。特に、スイッチングトランジスタは、シリコン基板を利用したFETから構成されるため、そのスイッチング周波数が制限されることも一因であった。そのため、そのような電源装置を搭載する必要のある携帯用電話機やその他の電子機器などの小型化、省スペース化を図ることが困難であった。
本考案は、小型化をすることが可能な電源装置およびそのような電源装置を搭載した電子機器を提供するとことを目的とする。
本考案に係る電源装置は、入力端子側に一端が接続されるインダクタと、前記インダクタの他端と基準電位間に接続される第1のスイッチング素子と、前記インダクタの他端に接続される第2のスイッチング素子と、第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、出力端子側となる第2のスイッチング素子と基準電位の間に接続されるコンデンサとを有し、第1および第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタである。
好ましくは第1のスイッチング素子のゲートには、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される。好ましくは前記インダクタ、第1および第2のスイッチング素子、前記制御回路およびコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容される。好ましくは前記パッケージは、表面実装用のパッケージである。
本考案に係る電源装置は、入力端子側に一端が接続される第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子の他端と基準電位間に接続され第1のスイッチング素子がオフのときオンする第2のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子の他端に一端が接続されるインダクタと、第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、出力端子側となるインダクタの他端と基準電位間に接続されるコンデンサとを有し、第1および第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタであることを特徴とする。
好ましくは第1のスイッチング素子のゲートには、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される。好ましくは前記インダクタ、第1および第2のスイッチング素子、前記制御回路およびコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容される。好ましくは前記パッケージは、表面実装用のパッケージである。
さらに本考案に係る電源装置は、入力端子側に一端が接続される第1のインダクタと、前記第1のインダクタの他端と基準電位間に接続される第1のスイッチング素子と、前記第1のインダクタの他端にアノードが接続される第1のダイオードと、前記第1のダイオードのカソードと基準電位の間に接続される第1のコンデンサと、前記第1のダイオードのカソード側に一端が接続される第2のスイッチング素子と、前記第2のスイッチング素子の他端と基準電位間に接続され前記第2のスイッチング素子がオフのときオンする第2のダイオードと、前記スイッチング素子の他端に一端が接続される第2のインダクタと、出力端子側となる第2のインダクタの他端と基準電位間に接続される第2のコンデンサとを有し、前記第1及び第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタであることを特徴とする。
好ましくは前記第1および第2のスイッチング素子のゲート子には、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される。好ましくは前記第1および第2のインダクタ、第1および第2のスイッチング素子、第1および第2のダイオードおよび第1および第2のコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容され、該パッケージの第1面および第2面のうち少なくとも一方に放熱面が形成され、前記入力端子、出力端子及び基準電位が外部端子として設けられる。
本考案によれば、従来の電源装置よりスイッチング素子を制御信号の周波数を大きくすることができ、スイッチング素子を高速に駆動できるので、インダクタの巻線を減らしかつフェライトコアを小さくすることで、インダクタンス(インダクタンス=AL値×巻線の2乗)を小さくすることができ、インダクタ自身の小型化を図ることができる。さらに、リップルも小さくなるので、コンデンサの容量を小さくすることができ、コンデンサのモジュール化も可能になる。従って、電源装置を従来の電源装置よりも小型化、軽量化することができ、それを搭載した電子機器も小型化することができる。
上記のようなインダクタおよびコンデンサのサイズの小型化により、これらを含む回路部品のモジュール化が容易になり、モジュール化されたパッケージを回路基板に容易に実装することができる。特に、表面実装用のパッケージにモジュール化することで、パッケージをマウンタによって自動的に回路基板へ実装することができる。また、電源装置のモジュール化により、少なくとも入力端子、出力端子および基準電位端子(グランド)を外部端子として形成すればよいので、パッケージの小型化も可能になる。さらに、放熱板を付加することで放熱を促進することができる。
放熱面に接触させる放熱部材として、基板に取り付けられた放熱部品、電子機器の筐体の凸部や一部、蓋の凸部などを利用することにより、特別な放熱部材が不要となり、電子機器のより一層の小型化も可能となる。
本考案の最良の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。ここでは、バッテリーなどの入力電圧を昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路を用いて出力電圧を変換することができるDC−DCコンバータとしての電源装置の例を説明する。
図2及び図3は、本考案の実施例に係るDC−DCコンバータとしての電源装置の構成を示す回路図である。図2(a)、(b)、図3は、それぞれ、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路、昇降圧チョッパ回路で、DC−DCコンバータとしての電源装置を実現する場合の回路図である。
図2(a)に示すように、昇圧チョッパ回路による電源装置10は、入力端子Vinに一端が接続されるインダクタL1、このインダクタL1の他端と基準電位G間に接続されたスイッチング素子Q1、インダクタL1の他端に直列に接続されたスイッチング素子Q2、および出力端子Voutと基準電位Gの間に接続されるコンデンサC1と、スイッチング素子Q1、Q2のスイッチングを制御する制御回路40を含んで構成される。
バッテリまたは前段の電源などの機器から供給される入力電圧Einが、主電流側の入力端子Vinと基準電位端子G(GND)との間に供給され、主電流側の出力端子Voutと基準電位端子G間には、負荷が接続される。なお、入力側にコンデンサを接続することも可能である。
スイッチング素子Q1、Q2は、GaN系化合物で形成されたトランジスタであり、本実施例では、n型の電界効果トランジスタ(FET)の例を示す。このスイッチング素子Q1の一端としてのドレインは、インダクタL1に接続され、スイッチング素子Q1の他端としてのソースは、基準電位Gに接続される。スイッチング素子Q1の制御端子としてのトランジスタのゲートには、後述する制御回路40からの制御信号としてのパルス幅変調信号(PWM信号)が入力され、このPWM信号によりスイッチング素子Q1としてのトランジスタがスイッチング、すなわちオンオフ制御される。同様に、スイッチング素子Q2のドレインは、インダクタL1に接続され、ソースは出力端子Voutに接続され、ゲートは、制御回路40からの制御信号としてのパルス幅変調信号(PWM信号)が入力される。なお、スイッチング素子Q2は、図1に示したダイオードと同様の働きを行うが、FETを用いているためダイオードのときよりも電流損失を小さくすることができる。
図4は、制御回路40の内部構成例を示すブロック図である。制御回路40は、フィードバック制御のために出力電圧などのモニタ電圧を検出するモニタ電圧検出部41、および、モニタ電圧によりスイッチング素子Q1をオンオフ制御するためのPWM信号を発生するPWM信号発生部42を含んで構成される。モニタ電圧検出部41は、出力電圧を分圧する抵抗を含み、分圧結果に対応した電圧をモニタ電圧として出力する。
PWM信号発生部42は、モニタ電圧と基準電圧との誤差を増幅した誤差電圧を出力する誤差増幅器421、設定された周波数の三角波を発生する発信回路422、及び、時間軸の変化に対して傾斜する三角波の傾斜レベルと誤差電圧を比較して誤差に応じたデューティを持つPWM信号を発生するPWM信号発生回路423を含む。
図5には、GaN系化合物で形成されたトランジスタとしてのGaN−FET50の構造例を断面で示す。同図に示すように、GaN−FET50は、例えば、SiCあるいはサファイアの基板51と、その上にエピタキシャル成長されたGaN層またはAlGaNとGaNのヘテロ構造であるGaN系半導体層52と、GaN系半導体層52上に形成されるソース電極53およびドレイン電極54と、GaN系半導体層52を熱酸化して形成された熱酸化膜56と、その上に形成された絶縁膜57と、絶縁膜57上に形成されたゲート電極55と、素子分離領域58とを含んで構成される。なお、図5は、典型的なGaN−FETの一例である。
本実施例では、スイッチング素子Q1およびQ2として、GaN系化合物で形成されたトランジスタを採用することで、前記三角波の周波数、すなわちPWM信号の周波数を高くすることができる。例えば、シリコン基板を利用したトランジスタのスイッチング周波数が数十KHz乃至百KHz程度であるのに対し、GaN系トランジスタのスイッチング周波数は、1MHz以上が可能であり、例えば、数十MHz程度まで高くすることができる。
このように構成された昇圧チョッパ回路による電源装置10では、出力端子Vout−G間に出力される出力電圧Eoutは、入力端子Vin−G間の入力電圧Ein、PWM信号のデューティDとすると、Eout=Ein/(1−D)である。
次に、図2(b)に示す降圧チョッパ回路による電源装置20について説明する。電源装置20は、入力端子Vin側に一端が接続されるスイッチング素子Q1、スイッチング素子Q1と基準電位G(GND)間に接続されスイッチング素子Q1がオフのときオンするスイッチング素子Q2、スイッチング素子Q1の他端に一端が接続されるインダクタL2、および、出力端子Vout側となるインダクタL2の他端と基準電位G間に接続されるコンデンサC2とを含んで構成される。
電源装置20も電源装置10と同様に、バッテリー又は前段の電源など機器から供給される入力電圧Einが、主電流側の入力端子Vinと基準電位端子G(GND)との間に供給され、主電流側の出力端子Voutと基準電位端子G間には、負荷が接続される。
電源装置20のスイッチング素子Q1も電源装置10の場合と同様に、GaN系化合物で形成されたトランジスタであり、その例として電界効果トランジスタ(FET)である。このため、スイッチング素子Q1の一端は、トランジスタのドレインであり、スイッチング素子Q1の他端はトランジスタのソースである。また、スイッチング素子Q1の制御端子は、トランジスタのゲートであり、このゲートには、制御回路40からの制御信号としてのパルス幅変調信号(PWM信号)が入力され、このPWM信号によりスイッチング素子Q1としてのトランジスタがオンオフ制御される。スイッチング素子Q1としてのトランジスタの周波数も、電源装置10の場合と同様に、1MHz以上で、例えば数十MHz程度まで高く設定することができる。スイッチング素子Q2は、図1に示すダイオードを置換したものであり、スイッチング素子Q2もまたGaNFETから構成することができる。
このように構成された降圧チョッパ回路による電源装置20では、出力端子Vout−G間に出力される出力電圧Eoutは、入力端子Vin−G間の入力電圧Ein、PWM信号のデューティDとすると、Eout=Ein×Dである。
図3に示すように、昇降圧チョッパ回路による電源装置30は、図2(a)で述べた昇圧チョッパ回路による電源装置10と、図2(a)で述べた降圧チョッパ回路による電源装置20とが、それぞれ、第1段(入力側)、第2段(出力側)として、組み合わされたものである。
電源装置30も、電源装置10および電源装置20と同様に、入力端子Vin−G間に入力電圧が供給され、出力端子Vout−G間に負荷が接続される。また、GaN系化合物で形成されたトランジスタであり、その例として電界効果トランジスタ(FET)である。この結果、1MHz以上で、例えば数十MHz程度までの周波数のPWM信号で駆動される。
図2および図3に示すスイッチング素子Q1、Q2は、制御回路40によって駆動されるが、スイッチング素子Q1、Q2のタイミングを調整して駆動制御する必要がある(図示せず)。駆動制御例として、昇降圧チョッパ回路は、検出された出力電圧により、入力電圧との関係で、昇圧モード、降圧モード、および昇降圧モードが決定され、決定された動作モードで駆動制御される。例えば、昇圧モードでは、スイッチング素子Q1のうち、一方のスイッチング素子を常時オンとし、他方のスイッチング素子についてオンオフ制御を行う。降圧モードでは、一方のスイッチング素子を常時オフ状態とし、他方のスイッチング素子についてオンオフ制御を行う。昇降圧モードでは、2つのスイッチング素子を共にオンオフ制御を行う。まあ、スイッチング素子Q2は、図1のダイオードと同様の働きをするようにスイッチング制御される。
このように本実施例における電源装置10、20、30では、1MHz以上の高い周波数のPWM信号で駆動しているので、インダクタの巻線を減らしかつそこに用いるフェライトコアのサイズを小さくすることができるので、インダクタ自体を小さくすることができる。さらに、リップルも小さくなるので、コンデンサも従来に比較してその容量を小さくできる。この結果、これまでの比較的大きな回路部品の小型化を図ることができる。これにより、インダクタ及びコンデンサも内蔵化した1つの半導体装置または1つの半導体モジュールを構成することができる。
図6(a)、(b)に、本実施例の電源装置60を電子機器70へ適用した実装例を示す。携帯電話機またはその他の電子機器70は、マイクロチップとして一体化された電源装置60をボールグリッドアレイ(BGA)などのパッケージを含んで構成され、パッケージの裏面に形成された複数のボールは、半田等を用いて基板61上に実装される。電源装置60の第1面(表面)および第2面(裏面)のうち、少なくとも一方側に、トランジスタなどのスイッチング素子などの発熱部品面が配置されている。同図(a)に示すように、電源装置60の放熱面としての第2面(実装面)側に、基板61上に設けられた放熱部材62が接するように固定されている。放熱部材62は、基板61に取り付けられた放熱部品(例えば、ブラケットやプレート)に接することができる。また、同図(b)に示すように、電源装置60の放熱面としての第1面(表面)側に、電子機器70の金属製の蓋63の一部を放熱面64として接触させるようにしてもよい。放熱部材は、例えば、熱伝伝導率の高いアルミニウムまたは銅などの金属から構成される。なお、電子機器70の筐体の一部が平面的な場合には、電源装置60を凸形状にして接触させ、熱伝導を良好にしてもよい。さらに図6(a)および(b)に示す例は、放熱面がパッケージの片面に形成されているが、パッケージの両面に放熱面を形成してもよい。
このようにモジュール化された電源装置60は、制御回路40等を内蔵化しているので、その外部接続端子は、入力端子Vin、出力端子Voutおよび基準電位端子G(GND)の3端子とすることができ、より小型化が可能となる。
図7は、他の電源装置60の構成例を示している。電源装置60Aは、図7(a)、(b)に示すように、樹脂パッケージ本体70と、本体70の両側からガルウイング状に延在する外部リード72を有する、表面実装用のパッケージにモジュール化される。パッケージは、TSOP、SOP、QFP等の種々の形態であってもよい。好ましくは、パッケージは、表面実装用のマウンタによって回路基板へ自動実装することができる程度の大きさである。また、外部リードの代わりに電極またはランドを有するパッケージであってもよい。図7(b)に示すパッケージ70は、スイッチング素子Q1、Q2、制御回路およびインダクタをモジュール化している。パッケージ70の両側から3本の外部リード72が延在している。その内の3本は、内部接続されていないリード(NC)である。
また、電源装置60Bは、図7(c)に示すように、パッケージ本体74と、パッケージ本体74の下部から突出する3本の外部リード76と、ヒートシンク78とを有するディスクリートタイプのパッケージから構成することも可能である。上記した外部リード76は、パッケージ本体内でボンディングワイヤ等によってDC−DCコンバータに電気的に接続される。
図7に示す例は、3端子の外部リードの例を示したが、電源装置は、4端子または5端子の構成であってもよい。図8(a)に示すように、電源装置60Cは、外部端子76Aを含む4端子で構成される。例えば、外部端子76Aは、制御回路40のオン/オフを切替えるための外部制御信号を制御回路40へ供給することができる。さらに電源装置60Dは、図8(b)に示すように、外部端子76A、76Bを含む5端子から構成される。この場合、外部端子76Bは、出力電圧Voutの電圧調整用として用いることができ、出力電圧Voutを制御回路40へ供給するための外部端子として機能する。この電圧調整機能は、必ずしも5端子の電源装置において実行を要するものではなく、図8(a)に示すように、4端子の電源装置において実行されるようにしてもよい。また、図8(a)、(b)に示す4端子または5端子の外部リードを有するパッケージは、図6または図7に示すような表面実装用のパッケージであってもよい。
図9は、電源装置の種々のモジュール例を示す図である。図9(a)に示す電源装置は、インダクタ、スイッチング素子FETおよび制御回路をモジュール化し、図9(b)に示す電源装置は、さらに出力コンデンサをモジュール化する例である。DC−DCコンバータの入力段に入力コンデンサを含む構成の場合には、電源装置は、図9(c)に示すように、入力コンデンサを含めてモジュール化することができる例を示している。モジュール化されるコンデンサは、容量およびサイズが小さなセラミックコンデンサを用いることができる。
従来の電源装置において、シリコン基板を用いたFETのスイッチング周波数を高くすることで小型化を図ることも可能であるが、周波数が高くなると、スイッチングによる電力損失が大きく、実用的ではなかった。これに対して、本実施例のようなGaN系FETでは、シリコンFETに比較して、オン抵抗が小さいばかりでなく、ゲートの入力容量(Ciss)およびソースドレイン間の出力容量(Coss)が著しく小さくなるため、シリコンFETよりも電力損失が小さくなり、スイッチング周波数をMHzまで高くすることが可能となる。さらに、GaN系FETのスイッチング周波数を10MHz程度にまで高くすることができれば、スイッチングによる電力損失は、ほぼ無視できる程度にまで小さくすることが可能となる。また、インダクタの巻線を減らしかつフェライトコアを小さくすることができるので、インダクタンス(インダクタンス=AL値×巻線の2乗)が小さくなり、インダクタ自身の小型化を図ることができ、その結果、モジュール化した表面実装用の電源装置を得ることができる。この場合、リップルも小さくなるので、コンデンサの容量も小さくすることができ、コンデンサ、制御回路およびインダクタをモジュール化した電源装置を得ることも可能になる。表面実装用のパッケージに電源装置をモジュール化することで、マウンタにより電源装置を回路基板へ自動実装することが可能となる。このため、電源装置を含む電子装置の生産性が向上し、かつ電子装置の小型化、軽量化を図ることができる。
上記実施例では、スイッチングトランジスタをGaN系FETで構成する例を示したが、これ以外にも、SiC(シリコンカーバイド、炭化珪素)製のMOSFETから構成することも可能である。SiCは、Siに比べて、バンドギャップが広く、絶縁破壊電圧が高く、熱伝導度が優れている。このため、SiC製のパワーMOSFETは、シリコンMOSFETに比べて変換効率が高く、損失を約半減することができる。図11に示すように、SiC製MOSFET100は、例えば、n型のSiC基板102上に、エピタキシャル成長によりn型のSiCドリフト層104を形成し、ドリフト層104内に一対のp型のベース領域106を形成し、ベース領域106内にn型のソース領域108を形成し、SiC基板表面にSiO2等のゲート酸化膜110を形成し、次いで、ゲート電極112およびソース電極114を形成する。
また、スイッチングトランジスタは、シリコン基板上にMoO3(酸化モリブデン)を形成したMOSトランジスタを用いることも可能である。
以上、本考案の好ましい実施の形態について詳述したが、本考案は、特定の実施形態に限定されるものではなく、請求項の範囲に記載された本考案の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
10、20、30、60、60A、60B、60C、60D:電源装置
40:制御回路
41:モニタ電圧検出部
42:PWM信号発生部
50:GaN−FET
51:基板
52:GaN系半導体層
53:ソース電極
54:ドレイン電極
55:ゲート電極
56:熱酸化膜
57:絶縁膜
58:素子分離領域
61:基板
62、64:放熱部材
63:蓋
70:電子機器
L1、L2:インダクタ
Q1、Q2:スイッチング素子
D1、D2:ダイオード
C1、C2:コンデンサ
Vin:入力端子
Vout:出力端子
G(GND):基準電位端子
40:制御回路
41:モニタ電圧検出部
42:PWM信号発生部
50:GaN−FET
51:基板
52:GaN系半導体層
53:ソース電極
54:ドレイン電極
55:ゲート電極
56:熱酸化膜
57:絶縁膜
58:素子分離領域
61:基板
62、64:放熱部材
63:蓋
70:電子機器
L1、L2:インダクタ
Q1、Q2:スイッチング素子
D1、D2:ダイオード
C1、C2:コンデンサ
Vin:入力端子
Vout:出力端子
G(GND):基準電位端子
Claims (13)
- 入力端子側に一端が接続されるインダクタと、
前記インダクタの他端と基準電位間に接続される第1のスイッチング素子と、
前記インダクタの他端に接続される第2のスイッチング素子と、
第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、
出力端子側となる第2のスイッチング素子と基準電位の間に接続されるコンデンサとを有し、
第1および第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタであることを特徴とする電源装置。 - 第1のスイッチング素子のゲートには、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される、請求項1記載の電源装置。
- 前記インダクタ、第1および第2のスイッチング素子、前記制御回路およびコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容される、請求項1または2に記載の電源装置。
- 前記パッケージは、表面実装用のパッケージである、請求項3に記載の電源装置。
- 入力端子側に一端が接続される第1のスイッチング素子と、
第1のスイッチング素子の他端と基準電位間に接続され第1のスイッチング素子がオフのときオンする第2のスイッチング素子と、
第1のスイッチング素子の他端に一端が接続されるインダクタと、
第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、
出力端子側となるインダクタの他端と基準電位間に接続されるコンデンサとを有し、
第1および第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタであることを特徴とする電源装置。 - 第1のスイッチング素子のゲートには、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される、請求項5記載の電源装置。
- 前記インダクタ、第1および第2のスイッチング素子、前記制御回路およびコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容される、請求項5または6に記載の電源装置。
- 前記パッケージは、表面実装用のパッケージである、請求項7に記載の電源装置。
- 入力端子側に一端が接続される第1のインダクタと、
前記第1のインダクタの他端と基準電位間に接続される第1のスイッチング素子と、
前記第1のインダクタの他端にアノードが接続される第1のダイオードと、
前記第1のダイオードのカソードと基準電位の間に接続される第1のコンデンサと、
前記第1のダイオードのカソード側に一端が接続される第2のスイッチング素子と、
前記第2のスイッチング素子の他端と基準電位間に接続され前記第2のスイッチング素子がオフのときオンする第2のダイオードと、
前記スイッチング素子の他端に一端が接続される第2のインダクタと、
出力端子側となる第2のインダクタの他端と基準電位間に接続される第2のコンデンサとを有し、
前記第1及び第2のスイッチング素子がGaN系化合物で形成されたFETトランジスタであることを特徴とする電源装置。 - 前記第1および第2のスイッチング素子のゲート子には、1MHz以上の周波数で駆動する制御信号が入力される、請求項9記載の電源装置。
- 前記第1および第2のインダクタ、第1および第2のスイッチング素子、第1および第2のダイオードおよび第1および第2のコンデンサがモジュール化されて1つのパッケージ内に収容され、該パッケージの第1面および第2面のうち少なくとも一方に放熱面が形成され、前記入力端子、出力端子及び基準電位が外部端子として設けられる、請求項9記載の電源装置。
- 入力端子側に一端が接続されるインダクタと、
前記インダクタの他端と基準電位間に接続される第1のスイッチング素子と、
前記インダクタの他端に接続される第2のスイッチング素子と、
第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、
出力端子側となる第2のスイッチング素子と基準電位の間に接続されるコンデンサとを有し、
第1および第2のスイッチング素子がSiC製MOSFETトランジスタであることを特徴とする電源装置。 - 入力端子側に一端が接続される第1のスイッチング素子と、
第1のスイッチング素子の他端と基準電位間に接続され第1のスイッチング素子がオフのときオンする第2のスイッチング素子と、
第1のスイッチング素子の他端に一端が接続されるインダクタと、
第1および第2のスイッチング素子の駆動を制御する制御回路と、
出力端子側となるインダクタの他端と基準電位間に接続されるコンデンサとを有し、
第1および第2のスイッチング素子がSiC製MOSFETトランジスタであることを特徴とする電源装置。
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