JP3162700B2 - 無線電話受信機における自動利得制御回路 - Google Patents
無線電話受信機における自動利得制御回路Info
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 32
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/001—Digital control of analog signals
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Chemical Or Physical Treatment Of Fibers (AREA)
- Organic Low-Molecular-Weight Compounds And Preparation Thereof (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、デジタル無線電話受信機における自動利得
制御に関し、受信信号はRF増幅器により増幅され、第１
の混合器の第１中間周波、可能なら第２の混合器の第２
中間周波へ送出され、その後にベースバンド周波Ｉ及び
Ｑ信号を生成する２つの分岐に与えられる。
制御に関し、受信信号はRF増幅器により増幅され、第１
の混合器の第１中間周波、可能なら第２の混合器の第２
中間周波へ送出され、その後にベースバンド周波Ｉ及び
Ｑ信号を生成する２つの分岐に与えられる。
例えば、GSM無線電話のようなデジタル無線電話にお
いて、自動利得制御はAD変換器の前で受信信号レベルを
一定にするため使用される。
いて、自動利得制御はAD変換器の前で受信信号レベルを
一定にするため使用される。
その最も一般的な方法は、AM又はSSB受信機と同様、A
GC機能を実現することである。AGCは、IF増幅器として
アナログ電圧によって制御される電圧制御増幅器を備
え、当該増幅はより大きな、より高い振幅の信号を減衰
させる。技術的に既知の上記態様において、AGC機能の
一部は受信機の初段に置かれる。GSM無線電話受信機のA
M又はSSB受信機本体に適用した例を、図２にGSM無線電
話受信機の典型的なブロック図として示している。アン
テナからの無線周波信号は濾波され、AGC機能の一部で
ある増幅器により増幅され、そして混合器３′で第１の
局部発振器の周波数へミキシングされる。生成されたミ
キシング結果は増幅され、そのあと濾波された信号は第
２の混合器４′に与えられ、そこで第２の局部発振器の
周波数へミキシングされる。そのミキシング結果はフィ
ルタ５′によって濾波され、２つの連続した増幅段に接
続される。その利得は論理部のD/A変換器からの電圧に
よって制御される。従って、AGC機能が搭載されてい
る。前記AGC増幅の後に信号経路は２つに分岐し、混合
器６′と７′でその信号を第３の局部発振器の周波数で
ミキシングすることによって相互に90度位相がシフトし
たＩ信号とＱ信号が生成される。
GC機能を実現することである。AGCは、IF増幅器として
アナログ電圧によって制御される電圧制御増幅器を備
え、当該増幅はより大きな、より高い振幅の信号を減衰
させる。技術的に既知の上記態様において、AGC機能の
一部は受信機の初段に置かれる。GSM無線電話受信機のA
M又はSSB受信機本体に適用した例を、図２にGSM無線電
話受信機の典型的なブロック図として示している。アン
テナからの無線周波信号は濾波され、AGC機能の一部で
ある増幅器により増幅され、そして混合器３′で第１の
局部発振器の周波数へミキシングされる。生成されたミ
キシング結果は増幅され、そのあと濾波された信号は第
２の混合器４′に与えられ、そこで第２の局部発振器の
周波数へミキシングされる。そのミキシング結果はフィ
ルタ５′によって濾波され、２つの連続した増幅段に接
続される。その利得は論理部のD/A変換器からの電圧に
よって制御される。従って、AGC機能が搭載されてい
る。前記AGC増幅の後に信号経路は２つに分岐し、混合
器６′と７′でその信号を第３の局部発振器の周波数で
ミキシングすることによって相互に90度位相がシフトし
たＩ信号とＱ信号が生成される。
上記ブロック図によれば受信機は設計可能であるが、
そこには多くの欠点が存在する。一般的に、中間周波段
に配置した電圧制御AGC増幅器の特性は、現に使用され
る制御増幅器及びGSMシステムに要求される広い制御範
囲に対して満足できるものではない。AGC増幅器の制御
曲線は非線形であり、その形状は増幅器の増幅度と同様
に温度に依存する。上記特性から、異なる増幅器の間に
は大きな違いが存在する。その結果、増幅器の制御曲線
やその特性の温度依存性を各電話機に対して個々に平準
化したり、複雑なアナログ回路を用いて補償する必要が
ある。AGC増幅器の増幅度は、増幅度を下げたとき信号
対雑音比を劣化させないため最大利得で大きくする必要
がある。一方、前記大きな増幅度にすれば、AGC増幅器
の前に良い特性の濾波を行う必要が生ずる。さもなけれ
ば、近接したチャンネル内の信号が大きく増幅されて妨
害や混変調現象を引き起こすことになるからである。十
分に良い特性のフィルタは一般に高価で大きくなる。よ
く知られた回路でＩとＱ信号を生成する場合、そこで使
われる局部発振器の周波数は中間周波数と等しいため、
一般に局部発振器の信号が中間周波増幅器と結合しない
ようにすることは極めて困難である。そのような結合自
体は問題とはならず、第二中間周波数で中間周波増幅器
の増幅度が変わることがあり、上記の回路ではＩ分岐と
Ｑ分岐で直流電圧レベルに関して大きな問題が生じる。
両分岐における直流電圧レベルは如何なる瞬間のAGC増
幅器の利得にも追従し、そして如何なる利得の変化にお
いても直ちに直流レベルの変化を生じさせ、その影響は
例えばＩ分岐とＱ分岐における交流回路（コンデンサ）
によっても取り除く事はできない。
そこには多くの欠点が存在する。一般的に、中間周波段
に配置した電圧制御AGC増幅器の特性は、現に使用され
る制御増幅器及びGSMシステムに要求される広い制御範
囲に対して満足できるものではない。AGC増幅器の制御
曲線は非線形であり、その形状は増幅器の増幅度と同様
に温度に依存する。上記特性から、異なる増幅器の間に
は大きな違いが存在する。その結果、増幅器の制御曲線
やその特性の温度依存性を各電話機に対して個々に平準
化したり、複雑なアナログ回路を用いて補償する必要が
ある。AGC増幅器の増幅度は、増幅度を下げたとき信号
対雑音比を劣化させないため最大利得で大きくする必要
がある。一方、前記大きな増幅度にすれば、AGC増幅器
の前に良い特性の濾波を行う必要が生ずる。さもなけれ
ば、近接したチャンネル内の信号が大きく増幅されて妨
害や混変調現象を引き起こすことになるからである。十
分に良い特性のフィルタは一般に高価で大きくなる。よ
く知られた回路でＩとＱ信号を生成する場合、そこで使
われる局部発振器の周波数は中間周波数と等しいため、
一般に局部発振器の信号が中間周波増幅器と結合しない
ようにすることは極めて困難である。そのような結合自
体は問題とはならず、第二中間周波数で中間周波増幅器
の増幅度が変わることがあり、上記の回路ではＩ分岐と
Ｑ分岐で直流電圧レベルに関して大きな問題が生じる。
両分岐における直流電圧レベルは如何なる瞬間のAGC増
幅器の利得にも追従し、そして如何なる利得の変化にお
いても直ちに直流レベルの変化を生じさせ、その影響は
例えばＩ分岐とＱ分岐における交流回路（コンデンサ）
によっても取り除く事はできない。
本発明の目的は以上に述べられた先の技術の回路の欠
点を除去しうる、無線電話におけ受信機の自動利得制御
回路を提供することにある。
点を除去しうる、無線電話におけ受信機の自動利得制御
回路を提供することにある。
当該目的は特許請求の範囲第１項記載の特徴部分によ
って達成される。すなわち、信号はRF増幅器で増幅さ
れ、少なくとも１つの中間周波に送出された後にベース
バンド周波ＩとＱを生成する２つの分岐へ与えられるデ
ジタル無線電話受信機における自動利得制御回路におい
て、受信信号に対する全体の利得制御を、RF段における
一部の前置増幅を除いて、ＩとＱ分岐内のベースバンド
周波部で実行し、前記ベースバンド周波部における信号
は、異なる利得を有する複数の増幅器に分配され、各増
幅器で増幅された信号が後段のデジタル制御されたマル
チプレクサで選択されることにより、所定の増幅ステッ
プごとに制御される。そこでは、受信信号全体の利得制
御の大部分がベースバンド部分で行われ、Ｉ分岐とＱ分
岐の信号利得は段階的に制御され、そして全体的な利得
制御の少数部分がRF段において行われる。
って達成される。すなわち、信号はRF増幅器で増幅さ
れ、少なくとも１つの中間周波に送出された後にベース
バンド周波ＩとＱを生成する２つの分岐へ与えられるデ
ジタル無線電話受信機における自動利得制御回路におい
て、受信信号に対する全体の利得制御を、RF段における
一部の前置増幅を除いて、ＩとＱ分岐内のベースバンド
周波部で実行し、前記ベースバンド周波部における信号
は、異なる利得を有する複数の増幅器に分配され、各増
幅器で増幅された信号が後段のデジタル制御されたマル
チプレクサで選択されることにより、所定の増幅ステッ
プごとに制御される。そこでは、受信信号全体の利得制
御の大部分がベースバンド部分で行われ、Ｉ分岐とＱ分
岐の信号利得は段階的に制御され、そして全体的な利得
制御の少数部分がRF段において行われる。
本発明によれば、全体の増幅度の大部分とAGC機能は
いわゆるベースバンド周波部、すなわちＩ及びＱの分岐
部、に配置される。各瞬間での所望の増幅ステップは、
ＩとＱ信号の経路に対して所定の増幅ステップと減衰段
を与えるアナログマルチプレクサを使って選択される。
前記マルチプレクサを制御することによって、全体で32
の電力ステップの組合せがＩとＱ信号に与えられる。さ
らにRFアンテナ増幅器が、例えば20dBの調整手段によっ
てその利得を減じるように配置されている時には、前記
増幅ステップの数は、上記を含めめ、GSMシステムに十
分なように増加される。ＩとＱ分岐の増幅器とその減衰
器、そしてその２つの段に対して調整可能なRF増幅器が
あるならば、その全体はAGC回路を構成し、前記AGC回路
はフィードバック分岐としてのＩとＱ信号の出力レベル
をモニターする論理回路を有し、それらをアンテナ信号
強度とは実質的に独立して一定に保つ。前記論理回路
は、増幅器の電力ステップを選択するＩとＱ分岐のマル
チプレクサと当該分岐に位置する減衰器の減衰比を選択
するマルチプレクサとをデジタル制御によって制御し、
入力信号とは独立に出力信号を一定に維持する。
いわゆるベースバンド周波部、すなわちＩ及びＱの分岐
部、に配置される。各瞬間での所望の増幅ステップは、
ＩとＱ信号の経路に対して所定の増幅ステップと減衰段
を与えるアナログマルチプレクサを使って選択される。
前記マルチプレクサを制御することによって、全体で32
の電力ステップの組合せがＩとＱ信号に与えられる。さ
らにRFアンテナ増幅器が、例えば20dBの調整手段によっ
てその利得を減じるように配置されている時には、前記
増幅ステップの数は、上記を含めめ、GSMシステムに十
分なように増加される。ＩとＱ分岐の増幅器とその減衰
器、そしてその２つの段に対して調整可能なRF増幅器が
あるならば、その全体はAGC回路を構成し、前記AGC回路
はフィードバック分岐としてのＩとＱ信号の出力レベル
をモニターする論理回路を有し、それらをアンテナ信号
強度とは実質的に独立して一定に保つ。前記論理回路
は、増幅器の電力ステップを選択するＩとＱ分岐のマル
チプレクサと当該分岐に位置する減衰器の減衰比を選択
するマルチプレクサとをデジタル制御によって制御し、
入力信号とは独立に出力信号を一定に維持する。
以下、添付図面を参照して本発明を詳細に述べる。
第１図は、本発明の無線電話受信機のAGC回路を示し
ている。
ている。
第２図は、技術の現状における無線電話受信機のAGC
回路を示している。
回路を示している。
第２図の回路はすでに現状技術の説明と関連して上述
しており、それらについては詳細に説明しない。
しており、それらについては詳細に説明しない。
第１図に示すように、アンテナから送られた受信信号
はフィルタ1aの後のRF増幅器２で増幅され、制御手段Ｆ
によってその利得を例えば20dB減少させることが可能で
ある。フィルタ1bで濾波された信号は混合器３へ与えら
れ、それと局部発振器とのミキシング結果を濾波した中
間周波は中間増幅器５の後にＩ及びＱ信号を生成するた
め２分岐される。当該分岐において、I/Q信号（sin及び
cos型の）混合器6aと6bで生成される。入力局部発振器
周波がお互いに90度位相シフトしている時、入力信号が
混合器内の第２の局部発振器からの周波数でミキシング
される。I/Q信号の生成自体は技術的に知られており、
ここではそれに言及しない。前記ミキシングの結果得ら
れたＩ及びＱ信号は、増幅器7aと7bで増幅され、そして
高調波はフィルタ8aと8bで濾波される。
はフィルタ1aの後のRF増幅器２で増幅され、制御手段Ｆ
によってその利得を例えば20dB減少させることが可能で
ある。フィルタ1bで濾波された信号は混合器３へ与えら
れ、それと局部発振器とのミキシング結果を濾波した中
間周波は中間増幅器５の後にＩ及びＱ信号を生成するた
め２分岐される。当該分岐において、I/Q信号（sin及び
cos型の）混合器6aと6bで生成される。入力局部発振器
周波がお互いに90度位相シフトしている時、入力信号が
混合器内の第２の局部発振器からの周波数でミキシング
される。I/Q信号の生成自体は技術的に知られており、
ここではそれに言及しない。前記ミキシングの結果得ら
れたＩ及びＱ信号は、増幅器7aと7bで増幅され、そして
高調波はフィルタ8aと8bで濾波される。
上記説明は当該技術分野の人にとって明白である。こ
れ以降の回路が本発明の核心的な部分を含む。両分岐の
信号経路はさらに複数の分岐へと分割され、それらは増
幅器9a、10a、11a、12a;9b、10b、11b、12bへそれぞれ
与えられる。マルチプレクサ13a、13bでは、両分岐にお
いて１つの増幅器が同時に信号経路に接続される。例え
ば、所定のマルチプレクサ制御によって、信号は増幅器
10bを通して１分岐へわたされ、増幅器10aを通してＱ分
岐へわたされる。当該増幅器は等しい利得をもつ。同様
にマルチプレクサ13a、ｂの異なる制御によって、信号
は他の増幅器を通してわたされ、当該増幅器はいつも組
で等しい利得をもつ。しかしながら、Ｑ分岐の増幅器9a
−12aは異なる利得をもち、同様にＩ分岐の増幅器9a−1
2bも異なる利得をもつ。増幅器10aと10bの利得は例えば
50dB、増幅器11aと11bの利得は例えば18dB、そして増幅
器12aと12bの利得は例えば2dBである。前記値は実際の
当該増幅器の利得である。マルチプレクサによって増幅
器の分岐の信号を選択した時、それによって所定の増幅
ステップが選択される。それは利得の相対変化を意味す
る。例えば、50dB増幅器から選ばれた信号は最大利得で
ある0dB利得ステップに対応し、そして例えば2dB増幅器
からの信号は−48dB利得ステップに対応する。34dBと18
dB増幅器を選択することは、それぞれ利得ステップ−16
dBと−32dBに等しい。もちろん異なる利得を使用しても
よい。マルチプレクサはデジタル制御信号ＡとＢを用い
て制御され、それによってマルチプレクサは四つの異な
る位置を指し示す。制御信号は、AD変換器の前の信号レ
ベルをモニターする電話機の論理回路から得られる。
れ以降の回路が本発明の核心的な部分を含む。両分岐の
信号経路はさらに複数の分岐へと分割され、それらは増
幅器9a、10a、11a、12a;9b、10b、11b、12bへそれぞれ
与えられる。マルチプレクサ13a、13bでは、両分岐にお
いて１つの増幅器が同時に信号経路に接続される。例え
ば、所定のマルチプレクサ制御によって、信号は増幅器
10bを通して１分岐へわたされ、増幅器10aを通してＱ分
岐へわたされる。当該増幅器は等しい利得をもつ。同様
にマルチプレクサ13a、ｂの異なる制御によって、信号
は他の増幅器を通してわたされ、当該増幅器はいつも組
で等しい利得をもつ。しかしながら、Ｑ分岐の増幅器9a
−12aは異なる利得をもち、同様にＩ分岐の増幅器9a−1
2bも異なる利得をもつ。増幅器10aと10bの利得は例えば
50dB、増幅器11aと11bの利得は例えば18dB、そして増幅
器12aと12bの利得は例えば2dBである。前記値は実際の
当該増幅器の利得である。マルチプレクサによって増幅
器の分岐の信号を選択した時、それによって所定の増幅
ステップが選択される。それは利得の相対変化を意味す
る。例えば、50dB増幅器から選ばれた信号は最大利得で
ある0dB利得ステップに対応し、そして例えば2dB増幅器
からの信号は−48dB利得ステップに対応する。34dBと18
dB増幅器を選択することは、それぞれ利得ステップ−16
dBと−32dBに等しい。もちろん異なる利得を使用しても
よい。マルチプレクサはデジタル制御信号ＡとＢを用い
て制御され、それによってマルチプレクサは四つの異な
る位置を指し示す。制御信号は、AD変換器の前の信号レ
ベルをモニターする電話機の論理回路から得られる。
上述の態様において、大きな利得ステップが生成され
る。本発明により小さな利得ステップも生成される。前
記増幅器の後に信号経路は両分岐の減衰器に与えられ
る。抵抗減衰器は、好適には抵抗回路網14aと14bのよう
に構成される。その間ではマルチプレクサ15aと15bを使
って所望の大きさの信号が選択される。当該マルチプレ
クサも電話機の制御論理によって制御される。３つの制
御信号Ｃ、ＤそしてＥにより、８つの相対利得ステップ
の内からその１つが選択される。当該ステップは、例え
ば0dB、−2dB、−4dB、−8dB、−10dB、−12dB、そして
−14dBとされる。所定の制御信号の組合せＣ、Ｄそして
Ｅは、減衰器14aと14bに等しい大きさの増幅ステップを
生成させる。減衰器14aと14bの後、信号は増幅器16aと1
6bを通って回路の出力へ渡される。増幅器16aと16bの利
得は例えば15dBである。
る。本発明により小さな利得ステップも生成される。前
記増幅器の後に信号経路は両分岐の減衰器に与えられ
る。抵抗減衰器は、好適には抵抗回路網14aと14bのよう
に構成される。その間ではマルチプレクサ15aと15bを使
って所望の大きさの信号が選択される。当該マルチプレ
クサも電話機の制御論理によって制御される。３つの制
御信号Ｃ、ＤそしてＥにより、８つの相対利得ステップ
の内からその１つが選択される。当該ステップは、例え
ば0dB、−2dB、−4dB、−8dB、−10dB、−12dB、そして
−14dBとされる。所定の制御信号の組合せＣ、Ｄそして
Ｅは、減衰器14aと14bに等しい大きさの増幅ステップを
生成させる。減衰器14aと14bの後、信号は増幅器16aと1
6bを通って回路の出力へ渡される。増幅器16aと16bの利
得は例えば15dBである。
マルチプレクサ13a、13b、そして15a、15bを制御する
ことによって、、全部で32の増幅ステップの組合せが得
られる。その範囲は、RF増幅器２の論理御Ｆの調整によ
って拡張され、例えば20dBまで減少可能である。その結
果、例えば84dBの電力範囲を制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、
Ｅ、Ｆによって2dB間隔でカバー可能である。GSMシステ
ムでこの値は、全く十分なものである。
ことによって、、全部で32の増幅ステップの組合せが得
られる。その範囲は、RF増幅器２の論理御Ｆの調整によ
って拡張され、例えば20dBまで減少可能である。その結
果、例えば84dBの電力範囲を制御信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、
Ｅ、Ｆによって2dB間隔でカバー可能である。GSMシステ
ムでこの値は、全く十分なものである。
上記ではベースバンド周波部に配置されたAGC増幅回
路を説明した。ベースバンド周波部に位置するAGC増幅
回路は、本来論理制御増幅／減衰段とつながるベースバ
ンド周波部に置くことによって非常に簡単に組み込むこ
とができる。その増幅又は減衰ステップは、２、４、
８、16、32dB（RF部分では20dBの減衰）である。しかし
ながら、そのことは実際に可能なことの証明とはならな
い。マルチプレクサやアナログスイッチは、わずかでは
あるが確実に信号経路内に100mVピークスイッチング電
圧を発生し、それが増幅器の連結によって増幅されて例
えば60dBで飽和し、そして直流レベルのシフトを生じさ
せる。もう一つの問題は、選択された利得と一致するオ
ペアンプのオフセット電圧によって生じる直流レベルの
変動に関するものである。これはオペアンプで例えば帰
還利得の選択を行う利得制御システムにアナログスイッ
チを用いた場合に生じる。本発明による回路において
は、回路ピークの影響は信号を最初に４つの分岐に分割
し、そして所望の増幅ステップに対応した各分岐レベル
に増幅することで除去される。マルチプレクサ13aと13b
で選択された信号レベルは回路ピークのレベルと同じ大
きさであり、従って、回路ピークはなんの害も生じさせ
ない。オフセット電圧の影響はマルチプレクサの前に交
流回路（コンデンサ）を用いることで除去される。その
後、最小の増幅ステップが、抵抗減衰器15aと15bからマ
ルチプレクサ15aと15bで使用する所望レベルの信号を選
択することによって生成される。
路を説明した。ベースバンド周波部に位置するAGC増幅
回路は、本来論理制御増幅／減衰段とつながるベースバ
ンド周波部に置くことによって非常に簡単に組み込むこ
とができる。その増幅又は減衰ステップは、２、４、
８、16、32dB（RF部分では20dBの減衰）である。しかし
ながら、そのことは実際に可能なことの証明とはならな
い。マルチプレクサやアナログスイッチは、わずかでは
あるが確実に信号経路内に100mVピークスイッチング電
圧を発生し、それが増幅器の連結によって増幅されて例
えば60dBで飽和し、そして直流レベルのシフトを生じさ
せる。もう一つの問題は、選択された利得と一致するオ
ペアンプのオフセット電圧によって生じる直流レベルの
変動に関するものである。これはオペアンプで例えば帰
還利得の選択を行う利得制御システムにアナログスイッ
チを用いた場合に生じる。本発明による回路において
は、回路ピークの影響は信号を最初に４つの分岐に分割
し、そして所望の増幅ステップに対応した各分岐レベル
に増幅することで除去される。マルチプレクサ13aと13b
で選択された信号レベルは回路ピークのレベルと同じ大
きさであり、従って、回路ピークはなんの害も生じさせ
ない。オフセット電圧の影響はマルチプレクサの前に交
流回路（コンデンサ）を用いることで除去される。その
後、最小の増幅ステップが、抵抗減衰器15aと15bからマ
ルチプレクサ15aと15bで使用する所望レベルの信号を選
択することによって生成される。
本発明の回路を用いることで、GSM電話に要求される
全ての増幅ステップが回路ピークや直流レベルの変動に
よって生じる欠点も無く、そして中間周波段に置かれる
AGC機能が発生する欠点も無くデジタル無線電話受信機
のAGCシステムを構築することができる。増幅ステップ
は正確であり、そしてそれらは温度に影響されない。ほ
とんどの利得とAGC機能の部分はベースバンド部に配置
されるため、RF段と中間周波段の利得はきわめて小さく
（例えば20dB程度）設定でき、その結果非常に簡易で廉
価なフィルタが使用可能となる。受信機全体は、利得と
AGC機能の大半がベースバンド周波部に置かれるため、
シリコン上で完全に集積化でき非常に小さな場所しか占
有しない。中間周波部はAGCに関して如何なる利得制御
も行わない。従って、局部発振器からの信号を中間周波
段に接続することわなんら問題とならない。言い換えれ
ば、ＩとＱ分岐の直流電圧レベルは中間周波段に接続さ
れる局部発振器の信号によっては変化しない。
全ての増幅ステップが回路ピークや直流レベルの変動に
よって生じる欠点も無く、そして中間周波段に置かれる
AGC機能が発生する欠点も無くデジタル無線電話受信機
のAGCシステムを構築することができる。増幅ステップ
は正確であり、そしてそれらは温度に影響されない。ほ
とんどの利得とAGC機能の部分はベースバンド部に配置
されるため、RF段と中間周波段の利得はきわめて小さく
（例えば20dB程度）設定でき、その結果非常に簡易で廉
価なフィルタが使用可能となる。受信機全体は、利得と
AGC機能の大半がベースバンド周波部に置かれるため、
シリコン上で完全に集積化でき非常に小さな場所しか占
有しない。中間周波部はAGCに関して如何なる利得制御
も行わない。従って、局部発振器からの信号を中間周波
段に接続することわなんら問題とならない。言い換えれ
ば、ＩとＱ分岐の直流電圧レベルは中間周波段に接続さ
れる局部発振器の信号によっては変化しない。
実際の回路は、特許請求の範囲の保護範囲内で様々な
態様で実現し得る。例えば、４つの増幅器以上が使用さ
れ，そして減衰器は抵抗回路網以外のものであってもよ
い。
態様で実現し得る。例えば、４つの増幅器以上が使用さ
れ，そして減衰器は抵抗回路網以外のものであってもよ
い。
第１図は、本発明の無線電話受信機のAGC回路を表して
いる。 第２図は、技術の現状における無線電話受信機のAGC回
路を表している。 1a、1b、４、8a、8b……フィルタ ２、５、7a、7b、16a、16b……増幅器 ３……第１混合器 6a、6b……第２混合器 9a−12a、9b−12b……選択増幅器 14a、14b……抵抗減衰器 13a、13b、15a、15b……マルチプレクサ
いる。 第２図は、技術の現状における無線電話受信機のAGC回
路を表している。 1a、1b、４、8a、8b……フィルタ ２、５、7a、7b、16a、16b……増幅器 ３……第１混合器 6a、6b……第２混合器 9a−12a、9b−12b……選択増幅器 14a、14b……抵抗減衰器 13a、13b、15a、15b……マルチプレクサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/16 - 1/26 H04B 7/26 H04L 27/22
Claims (6)
- 【請求項１】信号はRF増幅器で増幅され、少なくとも１
つの中間周波に送出された後にベースバンド周波ＩとＱ
を生成する２つの分岐へ与えられるデジタル無線電話受
信機における自動利得制御回路において、 受信信号に対する全体の利得制御を、RF段における一部
の前置増幅を除いて、ＩとＱ分岐内のベースバンド周波
部で実行し、前記ベースバンド周波部における信号は、
異なる利得を有する複数の増幅器に分配され、各増幅器
で増幅された信号が後段のデジタル制御されたマルチプ
レクサで選択されることにより、所定の増幅ステップご
とに制御されることを特徴とするデジタル無線電話受信
機における自動利得制御回路。 - 【請求項２】前記Ｉ分岐及びＱ分岐は複数の分岐に分割
され、前記各分岐は増幅器（9a、10a、11a、12a;9b、10
b、11b、12b）を含み、前記増幅器は所定の利得を有
し、そしてデジタル制御手段（Ａ、Ｂ）で制御されるマ
ルチプレクサ（13a、13b）によって所望の増幅器を有す
るＩ分岐及びＱ分岐内の分岐を選択することにより、前
記ベースバンド周波部で高い増幅ステップを形成する請
求項１記載の回路。 - 【請求項３】信号を減衰若しくは通過させる減衰器（14
a、14b）が、前記Ｉ分岐とＱ分岐内に、低い増幅ステッ
プを形成するため前記増幅器を含む分岐の後及び前記マ
ルチプレクサ（13a、13b）の後の信号伝播方向に与えら
れ、前記減衰器を介して所望の信号レベルがデジタル制
御手段（Ｃ、Ｄ、Ｅ）で制御されるマルチプレクサ（15
a、15b）によって選択される請求項２記載の回路。 - 【請求項４】前記減衰器（14a、14b）は、抵抗回路網で
ある請求項３記載の回路。 - 【請求項５】前記RF増幅器（２）は、２つの増幅レベル
を有し、所望のレベルがデジタル制御手段（Ｆ）によっ
て選択される請求項２又は３記載の回路。 - 【請求項６】マルチプレクサ（13a、13b;15a、15b）の
デジタル制御手段（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ）及び前記RF増
幅器（２）のデジタル制御手段（Ｆ）の異なる組合せに
より、受信機に要求される全利得制御範囲を所定の増幅
ステップごとにカバー可能な前記Ｉ分岐及びＱ分岐の信
号経路内の所定の増幅器及び所定の減衰器との接続を可
能とした請求項５記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI894966 | 1989-10-18 | ||
| FI894966A FI88563C (fi) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Automatisk foerstaerkningregleringskoppling i radiotelefonens mottagare |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03208433A JPH03208433A (ja) | 1991-09-11 |
| JP3162700B2 true JP3162700B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=8529188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27660190A Expired - Lifetime JP3162700B2 (ja) | 1989-10-18 | 1990-10-17 | 無線電話受信機における自動利得制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0424009B1 (ja) |
| JP (1) | JP3162700B2 (ja) |
| AT (1) | ATE135146T1 (ja) |
| DE (1) | DE69025697T2 (ja) |
| ES (1) | ES2084664T3 (ja) |
| FI (1) | FI88563C (ja) |
Families Citing this family (5)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2582828Y2 (ja) * | 1992-11-04 | 1998-10-15 | 富士通テン株式会社 | レベルコントロールダイレクト受信機 |
| WO2000051253A1 (fr) | 1999-02-25 | 2000-08-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Unite de poste de radio |
| FR2795259B1 (fr) * | 1999-06-15 | 2007-05-11 | Sagem | Telephone mobile ayant une chaine de numerisation a gain variable rapidement et procede de numerisation par un tel telephone |
| EP2073383B1 (en) | 2007-12-19 | 2011-08-10 | Sequans Communications | Amplifier arrangement |
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|---|---|---|---|---|
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| US4792991A (en) * | 1986-04-03 | 1988-12-20 | Motorola, Inc. | FM receiver having improved audio quality in response to Rayleigh faded received signals |
-
1989
- 1989-10-18 FI FI894966A patent/FI88563C/fi active IP Right Grant
-
1990
- 1990-10-09 DE DE69025697T patent/DE69025697T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-09 EP EP90311062A patent/EP0424009B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-09 AT AT90311062T patent/ATE135146T1/de not_active IP Right Cessation
- 1990-10-09 ES ES90311062T patent/ES2084664T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1990-10-17 JP JP27660190A patent/JP3162700B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI894966A0 (fi) | 1989-10-18 |
| DE69025697T2 (de) | 1996-08-08 |
| EP0424009A2 (en) | 1991-04-24 |
| JPH03208433A (ja) | 1991-09-11 |
| EP0424009A3 (en) | 1992-05-06 |
| FI88563B (fi) | 1993-02-15 |
| ATE135146T1 (de) | 1996-03-15 |
| DE69025697D1 (de) | 1996-04-11 |
| FI88563C (fi) | 1993-05-25 |
| ES2084664T3 (es) | 1996-05-16 |
| EP0424009B1 (en) | 1996-03-06 |
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