JP3162067B2 - 位相同期ループ式９０度移相変、復調方法および回路 - Google Patents
位相同期ループ式９０度移相変、復調方法および回路Info
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- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、標準方式のテレビに対して走査線や映像信
号帯域をずっと増やして一段階高い細密度の画像を得る
ための高細密度テレビ受像器等に適用される位相同期ル
ープ式90度移相変、復調方法および回路に係り、更に詳
細には送、受信間の90度移相の変調時に発生された位相
誤差による検波信号の劣化と、チャンネル間のクロスト
ーク（Crosstalk）を除去するために、標準映像信号の
水平ライン中で、オーバースキャンされる区間にパイロ
ット信号を挿入し、このパイロット信号を基準信号とし
て利用して送、受信間の映像搬送波位相を同位相でロッ
キングさせる位相同期ループ方式を用いて変、復調させ
位相同期ループ式90度移相変、復調方法および回路に関
する。
号帯域をずっと増やして一段階高い細密度の画像を得る
ための高細密度テレビ受像器等に適用される位相同期ル
ープ式90度移相変、復調方法および回路に係り、更に詳
細には送、受信間の90度移相の変調時に発生された位相
誤差による検波信号の劣化と、チャンネル間のクロスト
ーク（Crosstalk）を除去するために、標準映像信号の
水平ライン中で、オーバースキャンされる区間にパイロ
ット信号を挿入し、このパイロット信号を基準信号とし
て利用して送、受信間の映像搬送波位相を同位相でロッ
キングさせる位相同期ループ方式を用いて変、復調させ
位相同期ループ式90度移相変、復調方法および回路に関
する。
一般に、より解像度が高い高画質を得るための技術の
開発が盛んに行なわれており、例えば、NTSC方式、SECA
M方式、PAL方式のような一般的なテレビの解像度を改善
するために、テレビの垂直走査線を2:1の比率から1:1に
改善させたID（Inproved Definition）方式や、ゴース
ト像（Ghost Image）の解除技能に垂直および水平走査
線を増加させたED（Extended Definition）方式や、最
近、衛星放送システムを使用して高解像度を実現させて
いるHD（High Definition）方式等が既に開発されてい
る。
開発が盛んに行なわれており、例えば、NTSC方式、SECA
M方式、PAL方式のような一般的なテレビの解像度を改善
するために、テレビの垂直走査線を2:1の比率から1:1に
改善させたID（Inproved Definition）方式や、ゴース
ト像（Ghost Image）の解除技能に垂直および水平走査
線を増加させたED（Extended Definition）方式や、最
近、衛星放送システムを使用して高解像度を実現させて
いるHD（High Definition）方式等が既に開発されてい
る。
前記HD方式には、日本において開発されたMUSE方式、
ヨーロッパにおいて開発されているHD−MAC方式、既存
のNTSC放送方式と互換性を持つATV（Advanced Televisi
on）などがある。高画質を得るための前記ATV方式およ
びEDTV方式においては、NTSC放送方式を伝送する時には
4.628MHzの第１周波数帯域として一般的な複合映像信号
を伝送させ、4.28MHz以上の第２周波数帯域として高細
密度用付加信号を伝送させるようにしている。この時、
第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とを圧縮
して処理した後、同一の周波数帯域内から位相を90度移
相させて伝送するようにしている。
ヨーロッパにおいて開発されているHD−MAC方式、既存
のNTSC放送方式と互換性を持つATV（Advanced Televisi
on）などがある。高画質を得るための前記ATV方式およ
びEDTV方式においては、NTSC放送方式を伝送する時には
4.628MHzの第１周波数帯域として一般的な複合映像信号
を伝送させ、4.28MHz以上の第２周波数帯域として高細
密度用付加信号を伝送させるようにしている。この時、
第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とを圧縮
して処理した後、同一の周波数帯域内から位相を90度移
相させて伝送するようにしている。
その後、受信側ではこのような周波数帯域内から位相
が90度移相された周波数を分離させて主信号と付加信号
を引出す。この時、復調された主信号は一般的なテレビ
のごとく画面上にディスプレイされ、復調された付加信
号は高細密度信号として供給されて画面の解像力を増加
させる。
が90度移相された周波数を分離させて主信号と付加信号
を引出す。この時、復調された主信号は一般的なテレビ
のごとく画面上にディスプレイされ、復調された付加信
号は高細密度信号として供給されて画面の解像力を増加
させる。
このように90度移相された主信号および付加信号を処
理する90度移相変、復調技術は、高細密度TV技術の一種
であり、高細密度TV信号を既存映像信号の帯域に多重化
させる際に帯域圧縮効果を得ることができる。また、一
般的なテレビの縦横の比が4:3であるのに対し、画面の
縦横比を16:9のごとくワイドビジョン化する場合には、
中心部の主信号とサイドパネル部の付加信号とを同一の
信号帯域を通して多重化して伝送することができ、そし
て、受信器側の正確な同期検波によって、原信号を完全
に再生することができる。特に、90度移相変、復調技術
は、伝送チャンネルを既存のTVチャンネルと共用するこ
とができるので、適合性があるEDTVやATV系列のTVシス
テムにおいて、必須的に要求される技術である。
理する90度移相変、復調技術は、高細密度TV技術の一種
であり、高細密度TV信号を既存映像信号の帯域に多重化
させる際に帯域圧縮効果を得ることができる。また、一
般的なテレビの縦横の比が4:3であるのに対し、画面の
縦横比を16:9のごとくワイドビジョン化する場合には、
中心部の主信号とサイドパネル部の付加信号とを同一の
信号帯域を通して多重化して伝送することができ、そし
て、受信器側の正確な同期検波によって、原信号を完全
に再生することができる。特に、90度移相変、復調技術
は、伝送チャンネルを既存のTVチャンネルと共用するこ
とができるので、適合性があるEDTVやATV系列のTVシス
テムにおいて、必須的に要求される技術である。
第７図は従来の90度移相変、復調器の基本的な回路図
であり、この第７図に基づいて90度移相変、復調器の基
本的な動作を説明する。
であり、この第７図に基づいて90度移相変、復調器の基
本的な動作を説明する。
90度移相変、復調器は、送信側の変調回路I aと受信
側の復調回路I bとで構成される。変復調方法は、先ず
同一の周波数で90度の位相差を持つ２つの搬送波信号
に、第７図のようにそれぞれ異なる主信号と付加信号と
をのせて送信した後、受信側において90度同期検波する
ことによって、同一の周波数帯域内に二つのメッセージ
信号を多重化して送受信することができる。
側の復調回路I bとで構成される。変復調方法は、先ず
同一の周波数で90度の位相差を持つ２つの搬送波信号
に、第７図のようにそれぞれ異なる主信号と付加信号と
をのせて送信した後、受信側において90度同期検波する
ことによって、同一の周波数帯域内に二つのメッセージ
信号を多重化して送受信することができる。
すなわち、送信側の主信号m1（ｔ）と付加信号m
2（ｔ）とが同一の周波数帯域を通して同時に伝送させ
るために、主信号および付加信号にcosωｔおよびsinω
ｔをそれぞれ加えて、両信号の位相差を90度とさせて、
伝送させている。
2（ｔ）とが同一の周波数帯域を通して同時に伝送させ
るために、主信号および付加信号にcosωｔおよびsinω
ｔをそれぞれ加えて、両信号の位相差を90度とさせて、
伝送させている。
この時、送信側信号Xc（ｔ）は Xc（ｔ）＝m1（ｔ）cosωｔ＋m2（ｔ）sinωｔ ...（１） となる。
受信側では、２倍のcosωｔを乗算すると主信号m1′
（ｔ）は となる。
（ｔ）は となる。
前記（２）式の主信号m1′（ｔ）を低域通過フィルタ
LPF1に通過させると、搬送波成分は除去され、メッセー
ジ信号だけ残って（３）式のようになる。
LPF1に通過させると、搬送波成分は除去され、メッセー
ジ信号だけ残って（３）式のようになる。
m1′（ｔ）＝m1（ｔ） ...（３） そして、付加信号m2′（ｔ）も前記のような過程を経
て（４）式のようになる。
て（４）式のようになる。
m2′（ｔ）＝Xr（ｔ）・２・sinωｔ ＝m1（ｔ）sin2ωｔ＋m2（ｔ）−m2（ｔ）sin2ωｔ ...（４） 前記（４）式の付加信号m2′（ｔ）を低域通過フィル
タLPF2に通過させると、搬送波成分が除去されて（５）
式のようになる。
タLPF2に通過させると、搬送波成分が除去されて（５）
式のようになる。
m2′（ｔ）＝m2（ｔ） ...（５） 〔発明が解決しようとする課題〕 しかし、第７図は理想的な状態における同期検波時に
得られる特性を示すもので、実際に伝送チャンネルを経
て同期検波をする場合は、送信側搬送波の位相と受信側
搬送波の位相とが一致しないで、位相エラーθが存在す
る可能性が非常に高くなり、このような場合に位相エラ
ーと位相不平衡（Phase Unbalance）現像とが発生する
こととなる。
得られる特性を示すもので、実際に伝送チャンネルを経
て同期検波をする場合は、送信側搬送波の位相と受信側
搬送波の位相とが一致しないで、位相エラーθが存在す
る可能性が非常に高くなり、このような場合に位相エラ
ーと位相不平衡（Phase Unbalance）現像とが発生する
こととなる。
前記の位相エラーの場合には、信号減衰現像とクロス
トーク現像が発生するが、これに対するベクトル解釈は
第８図（ｂ）のようになる。これを式として表現する
と、第８図（ｂ）のように位相エラーθを持って受信す
る主信号Μ１（ｔ）は（６）式のようになる。
トーク現像が発生するが、これに対するベクトル解釈は
第８図（ｂ）のようになる。これを式として表現する
と、第８図（ｂ）のように位相エラーθを持って受信す
る主信号Μ１（ｔ）は（６）式のようになる。
Μ１（ｔ）＝Xr（ｔ）・２・cos（ωｔ＋θ） ＝m1（ｔ）［cosθ＋cos（２ωｔ＋θ） ＋m2（ｔ）［sin（２ωｔ＋θ）−sinθ］ ...（６） 前記（６）式の主信号Μ１（ｔ）を低域通過フィルタ
LPF1に通過させると（７）式のようになり、 Μ１（ｔ）＝m1（ｔ）cosθ−m2（ｔ）sinθ ...（７） 付加信号Μ２（ｔ）も前記（６）（７）式の過程を経る
と（８）式のようになる。
LPF1に通過させると（７）式のようになり、 Μ１（ｔ）＝m1（ｔ）cosθ−m2（ｔ）sinθ ...（７） 付加信号Μ２（ｔ）も前記（６）（７）式の過程を経る
と（８）式のようになる。
Μ２（ｔ）＝m1（ｔ）sinθ＋m2（ｔ）cosθ ...（８） 従って、第８図（ｂ）のベクトル図に示すように、
（７）（８）式の一番目の項は原主信号m1（ｔ）が位相
誤差θだけ劣化されることを示し、二番目の項は付加信
号m2（ｔ）が位相誤差θだけ主信号m1（ｔ）にクロスト
ークをおよぼすことを示している。
（７）（８）式の一番目の項は原主信号m1（ｔ）が位相
誤差θだけ劣化されることを示し、二番目の項は付加信
号m2（ｔ）が位相誤差θだけ主信号m1（ｔ）にクロスト
ークをおよぼすことを示している。
更に、同期検波の時位相不平衡による映響を見ると、
第９図（ａ）のように、復調回路の受信側の搬送周波数
が主信号である場合には＋θ、付加信号である場合には
−θとなり、この位相不平衡が発生される場合のベクト
ル解釈は第９図（ｂ）のようになる。
第９図（ａ）のように、復調回路の受信側の搬送周波数
が主信号である場合には＋θ、付加信号である場合には
−θとなり、この位相不平衡が発生される場合のベクト
ル解釈は第９図（ｂ）のようになる。
第９図（ａ）において、受信された信号Xr（ｔ）は、
その主信号に対して2cos（ωｔ＋θ）で復調され、次に
低域通過フィルタLPF1によって低域変換されて、 Y1（ｔ）＝m1（ｔ）cosθ−m2（ｔ）sinθ ..（９） とされ、付加信号に対して2sin（ωｔ＋θ）で復調さ
れ、次に低域通過フィルタLPF2によって低域変換され
て、 Y2（ｔ）＝m2（ｔ）cosθ−m1（ｔ）sinθ ...（10） とされる。
その主信号に対して2cos（ωｔ＋θ）で復調され、次に
低域通過フィルタLPF1によって低域変換されて、 Y1（ｔ）＝m1（ｔ）cosθ−m2（ｔ）sinθ ..（９） とされ、付加信号に対して2sin（ωｔ＋θ）で復調さ
れ、次に低域通過フィルタLPF2によって低域変換され
て、 Y2（ｔ）＝m2（ｔ）cosθ−m1（ｔ）sinθ ...（10） とされる。
ここで、前記（９）（10）式のcosθ項は信号の劣化
を示し、sinθ項は隣接チャンネル間の干渉（Crosstal
k）として作用するので、前記式（７）（８）と類似す
るようになって、位相不平衡は位相エラー現像よりもっ
とはなはだしい悪影響を与えるようになる。
を示し、sinθ項は隣接チャンネル間の干渉（Crosstal
k）として作用するので、前記式（７）（８）と類似す
るようになって、位相不平衡は位相エラー現像よりもっ
とはなはだしい悪影響を与えるようになる。
以上のように、位相エラーと位相不平衡とを減少する
ための根本的な対策においては、位相誤差θを減少させ
る方法を研究しなければならない。
ための根本的な対策においては、位相誤差θを減少させ
る方法を研究しなければならない。
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的は位相誤差θを減少するために、送信端に搬送波
位相信号をパイロット信号として水平帰線時間に挿入
し、受信端では前記パイロト信号を検出して位相同期ル
ープを掛けて、送受信間の映像搬送波の位相を同位相で
ロッキングさせる90度移相変、復調方法を提供するとと
もに、ディジタル位相同期ループを構成して、送信側の
映像搬送波のロッキングされた受信側の映像搬送波を再
生することによって、位相誤差および位相不平衡を低減
させて、検波信号の劣化およびチャンネル間の干渉を低
減させることのできる90度移相変、復調方法および回路
を提供することにある。
の目的は位相誤差θを減少するために、送信端に搬送波
位相信号をパイロット信号として水平帰線時間に挿入
し、受信端では前記パイロト信号を検出して位相同期ル
ープを掛けて、送受信間の映像搬送波の位相を同位相で
ロッキングさせる90度移相変、復調方法を提供するとと
もに、ディジタル位相同期ループを構成して、送信側の
映像搬送波のロッキングされた受信側の映像搬送波を再
生することによって、位相誤差および位相不平衡を低減
させて、検波信号の劣化およびチャンネル間の干渉を低
減させることのできる90度移相変、復調方法および回路
を提供することにある。
前記目的を達成するために、本発明の請求項第１項に
記載の位相同期ループ式90度移相変調回路は、映像信号
を送信する送信側において、センタ部の主信号m1（ｔ）
とサイドパネル部の付加信号m2（ｔ）を90度移相に変調
させる回路において、前記主信号m1（ｔ）から水平同期
信号を検出して所定の位置に所定のパルス幅を有するパ
ルスを発生させるパイロット信号位置調整手段と、映像
搬送波を変換させて分周されたパルスを出力させるパイ
ロット信号発生手段と、前記パイロット信号位置調整手
段のパルスおよびパイロット信号発生手段のパルスを乗
算させてパイロット信号を出力させる第１乗算器と、緩
衝器を通過した主信号m1（ｔ）および第１乗算器出力を
前記主信号m1（ｔ）と合成するために波形整形部で適正
レベルに変換された信号を加算させる第１加算器と、第
１加算器の出力に送信側の映像搬送波信号を乗算させる
第２乗算器と、前記付加信号m2（ｔ）が時間補償部を通
って遅延された信号に90度の移相変換部を通した映像搬
送波信号を乗算させる第３乗算器と、前記第２乗算器の
出力および第３乗算器の出力を加算させる第２加算器と
によって構成されていることを特徴とする。
記載の位相同期ループ式90度移相変調回路は、映像信号
を送信する送信側において、センタ部の主信号m1（ｔ）
とサイドパネル部の付加信号m2（ｔ）を90度移相に変調
させる回路において、前記主信号m1（ｔ）から水平同期
信号を検出して所定の位置に所定のパルス幅を有するパ
ルスを発生させるパイロット信号位置調整手段と、映像
搬送波を変換させて分周されたパルスを出力させるパイ
ロット信号発生手段と、前記パイロット信号位置調整手
段のパルスおよびパイロット信号発生手段のパルスを乗
算させてパイロット信号を出力させる第１乗算器と、緩
衝器を通過した主信号m1（ｔ）および第１乗算器出力を
前記主信号m1（ｔ）と合成するために波形整形部で適正
レベルに変換された信号を加算させる第１加算器と、第
１加算器の出力に送信側の映像搬送波信号を乗算させる
第２乗算器と、前記付加信号m2（ｔ）が時間補償部を通
って遅延された信号に90度の移相変換部を通した映像搬
送波信号を乗算させる第３乗算器と、前記第２乗算器の
出力および第３乗算器の出力を加算させる第２加算器と
によって構成されていることを特徴とする。
請求項２に記載の位相同期ループ式90度移相変調回路
においては、請求項１におけるパイロット信号位置調整
手段が、主信号中に含まれた水平同期信号を検出する水
平同期検出部と、前記水平同期検出部の出力を受けて一
定時間が経過した後パルスを発生させるウィンドー発生
部と、前記ウィンドー発生部に連結されて水平同期信号
を一定時間ほど遅延させ、前記水平同期信号のパルス幅
を所定大きさほど縮めたパルスを発生させる位置調整部
とによって構成されていることを特徴とする。
においては、請求項１におけるパイロット信号位置調整
手段が、主信号中に含まれた水平同期信号を検出する水
平同期検出部と、前記水平同期検出部の出力を受けて一
定時間が経過した後パルスを発生させるウィンドー発生
部と、前記ウィンドー発生部に連結されて水平同期信号
を一定時間ほど遅延させ、前記水平同期信号のパルス幅
を所定大きさほど縮めたパルスを発生させる位置調整部
とによって構成されていることを特徴とする。
請求項第３項に記載の位相同期ループ式90度移相変調
回路においては、請求項２におけるパイロット信号位置
調整手段が、変調させるための搬送波を出力させる映像
搬送波発生部と、前記映像搬送波発生部の後端に連結さ
れて前記映像搬送波発生部の出力を、前記位置調整部で
発生されたパルス幅区間の間一つのパルス波形のみを伝
送するための周波数で分周させる分周器とによって構成
されていることを特徴とする。
回路においては、請求項２におけるパイロット信号位置
調整手段が、変調させるための搬送波を出力させる映像
搬送波発生部と、前記映像搬送波発生部の後端に連結さ
れて前記映像搬送波発生部の出力を、前記位置調整部で
発生されたパルス幅区間の間一つのパルス波形のみを伝
送するための周波数で分周させる分周器とによって構成
されていることを特徴とする。
請求項第４項記載の位相同期ループ式90度移相復調回
路においては、映像信号を送信する送信側で90度移相に
変調されたセンタ部の主信号とサイドパネル部の付加信
号を受信され90度移相に復調させる回路において、変調
された受信信号Xr（ｔ）をレベル変換された信号と乗算
する第４乗算器と、前記第４乗算器に入力される前記レ
ベル変換された信号と90度位相差をあるようにする90度
移相器と、前記90度移相器の出力と前記変調された受信
信号Xr（ｔ）を乗算する第５乗算器と、前記第４乗算器
および第５乗算器の出力信号を低域フィルタリングする
第１低域通過フィルタおよび第２低域通過フィルタと、
前記第１低域通過フィルタおよび第２低域通過フィルタ
の出力信号を緩衝させそれぞれ主信号および付加信号を
発生する第１緩衝器および第２緩衝器と、前記第１低域
通過フィルタの出力から水平同期信号を検出するととも
にパイロット信号を検出するパイロット信号位置検出手
段と、入力電圧によって周波数を変化させて所定の周波
数の受信側の映像搬送波を発生させる発振周波数制御手
段と、前記発振周波数制御手段から発生された映像搬送
波のレベルを変換して前記第４乗算器に出力するレベル
変換器と、前記パイロット信号位置検出手段および発振
周波数制御手段間に連結されてそれぞれの回路の出力信
号を比較して出力を発振周波数制御手段に印加させる位
相検出部とによって構成されていることを特徴とする。
路においては、映像信号を送信する送信側で90度移相に
変調されたセンタ部の主信号とサイドパネル部の付加信
号を受信され90度移相に復調させる回路において、変調
された受信信号Xr（ｔ）をレベル変換された信号と乗算
する第４乗算器と、前記第４乗算器に入力される前記レ
ベル変換された信号と90度位相差をあるようにする90度
移相器と、前記90度移相器の出力と前記変調された受信
信号Xr（ｔ）を乗算する第５乗算器と、前記第４乗算器
および第５乗算器の出力信号を低域フィルタリングする
第１低域通過フィルタおよび第２低域通過フィルタと、
前記第１低域通過フィルタおよび第２低域通過フィルタ
の出力信号を緩衝させそれぞれ主信号および付加信号を
発生する第１緩衝器および第２緩衝器と、前記第１低域
通過フィルタの出力から水平同期信号を検出するととも
にパイロット信号を検出するパイロット信号位置検出手
段と、入力電圧によって周波数を変化させて所定の周波
数の受信側の映像搬送波を発生させる発振周波数制御手
段と、前記発振周波数制御手段から発生された映像搬送
波のレベルを変換して前記第４乗算器に出力するレベル
変換器と、前記パイロット信号位置検出手段および発振
周波数制御手段間に連結されてそれぞれの回路の出力信
号を比較して出力を発振周波数制御手段に印加させる位
相検出部とによって構成されていることを特徴とする。
請求項５に記載の位相同期ループ式90度移相復調回路
は、請求項第４項におけるパイロット信号位置検出手段
が、復調された主信号に含まれた水平同期信号を検出す
る水平同期検出部と、前記位相同期検出部の後端に連結
されて一定時間が経過した後ウィンドーパルスを発生さ
れるウィンドー発生部と、前記ウィンドー発生部の後端
に連結されて所定の位置を設置させるためのパルス中に
挿入して出力させる位置調整部と、前記位置調整部の後
端に連結されて主信号に含まれたパイロット信号を検出
するパイロット信号検出部と、前記パイロット信号検出
部に連結されてパイロット信号のデューティサイクルを
増加させるための波形整形部とによって構成されている
ことを特徴とする。
は、請求項第４項におけるパイロット信号位置検出手段
が、復調された主信号に含まれた水平同期信号を検出す
る水平同期検出部と、前記位相同期検出部の後端に連結
されて一定時間が経過した後ウィンドーパルスを発生さ
れるウィンドー発生部と、前記ウィンドー発生部の後端
に連結されて所定の位置を設置させるためのパルス中に
挿入して出力させる位置調整部と、前記位置調整部の後
端に連結されて主信号に含まれたパイロット信号を検出
するパイロット信号検出部と、前記パイロット信号検出
部に連結されてパイロット信号のデューティサイクルを
増加させるための波形整形部とによって構成されている
ことを特徴とする。
請求項６に記載の位相同期ループ式90度移相復調回路
は、請求項第４項における発振周波数制御手段が、前記
位相検出部の出力をフィルタリングする低域通過フィル
タと、低域通過フィルタを通した直流レベルによって発
振周波数が制御される電圧制御発振器と、前記電圧制御
発振器の出力を分周させるための分周器とによって構成
していることを特徴とする。
は、請求項第４項における発振周波数制御手段が、前記
位相検出部の出力をフィルタリングする低域通過フィル
タと、低域通過フィルタを通した直流レベルによって発
振周波数が制御される電圧制御発振器と、前記電圧制御
発振器の出力を分周させるための分周器とによって構成
していることを特徴とする。
請求項第７項記載の変調方法においては、映像信号を
送信する送信側において、得以上信号のセンタ部の主信
号と映像信号のサイドパネル部の付加信号を、送信側の
映像搬送波信号および前記映像搬送波信号を90度移相に
変調させた信号にそれぞれ変調する映像信号の変調方法
において、前記主信号に前記送信側の映像搬送波信号の
位相情報を有するパイロット信号を挿入する過程と、前
記パイロット信号が挿入された主信号を前記送信側の映
像搬送波信号に変調する過程を含むことを特徴とする。
送信する送信側において、得以上信号のセンタ部の主信
号と映像信号のサイドパネル部の付加信号を、送信側の
映像搬送波信号および前記映像搬送波信号を90度移相に
変調させた信号にそれぞれ変調する映像信号の変調方法
において、前記主信号に前記送信側の映像搬送波信号の
位相情報を有するパイロット信号を挿入する過程と、前
記パイロット信号が挿入された主信号を前記送信側の映
像搬送波信号に変調する過程を含むことを特徴とする。
請求項８に記載の変調方法は、請求項第７項における
前記パイロット信号が、前記送信側の映像信号の少なく
とも１サイクルに応ずることを特徴とする。
前記パイロット信号が、前記送信側の映像信号の少なく
とも１サイクルに応ずることを特徴とする。
請求項９に記載の変調方法は、請求項第８項における
前記パイロット信号が、前記主信号の帰線期間に挿入さ
れることを特徴とする。
前記パイロット信号が、前記主信号の帰線期間に挿入さ
れることを特徴とする。
請求項10に記載の変調方法は、請求項第９項における
前記帰線期間は、水平帰線期間であることを特徴とす
る。
前記帰線期間は、水平帰線期間であることを特徴とす
る。
請求項11に記載の変調方法は、請求項第10項における
前記パイロット信号が、水平同期信号のカラーバスト信
号区間の終了時点から有効水平走査期間の開始時点まで
の区間に挿入されることを特徴とする。
前記パイロット信号が、水平同期信号のカラーバスト信
号区間の終了時点から有効水平走査期間の開始時点まで
の区間に挿入されることを特徴とする。
請求項12に記載の変調方法は、請求項第11項における
前記パイロット信号が、水平同期信号の先頭位置から7.
8μＳ遅延した時点から２μＳまでの区間に挿入される
ことを特徴とする。
前記パイロット信号が、水平同期信号の先頭位置から7.
8μＳ遅延した時点から２μＳまでの区間に挿入される
ことを特徴とする。
請求項13に記載の変調方法は、請求項第８項における
前記パイロット信号が、水平同期信号のカラーバスト信
号区間の終了時点と有効水平走査期間の開始時点を示す
ウィンドウパルスを発生する過程と、前記送信側の映像
搬送波信号を分周して分周された信号の周期が水平同期
信号のカラーバスト信号区間の終了時点から有効水平走
査期間の開始時点までの区間に同一な信号を発生する過
程と、前記ウィンドウパルスにより分周された信号と、
前記水平同期信号のカラーバスト信号区間の終了時点か
ら有効水平走査期間の開始時点までの区間に当たる信号
との共通区間に含まれる所定幅のパルスを発生させるこ
とを特徴とする。
前記パイロット信号が、水平同期信号のカラーバスト信
号区間の終了時点と有効水平走査期間の開始時点を示す
ウィンドウパルスを発生する過程と、前記送信側の映像
搬送波信号を分周して分周された信号の周期が水平同期
信号のカラーバスト信号区間の終了時点から有効水平走
査期間の開始時点までの区間に同一な信号を発生する過
程と、前記ウィンドウパルスにより分周された信号と、
前記水平同期信号のカラーバスト信号区間の終了時点か
ら有効水平走査期間の開始時点までの区間に当たる信号
との共通区間に含まれる所定幅のパルスを発生させるこ
とを特徴とする。
請求項14に記載の変調方法は、映像信号を送信する送
信側で90度移相に変調されたセンタ部の主信号とサイド
パネル部の付加信号を受信され、送信側の映像搬送波信
号の周波数と同一な周波数を有する受信側の映像搬送波
信号および前記受信側の映像搬送波信号を90度位相シフ
トさせた信号にそれぞれ復調する映像信号の復調方法に
おいて、前記主信号を前記受信側の映像搬送波信号に応
じて復調する過程と、前記主信号に挿入されたパイロッ
ト信号を抽出する過程と、前記パイロット信号が有する
位相情報により前記受信側の映像搬送波信号の位相を調
整する過程を含むことを特徴とする。
信側で90度移相に変調されたセンタ部の主信号とサイド
パネル部の付加信号を受信され、送信側の映像搬送波信
号の周波数と同一な周波数を有する受信側の映像搬送波
信号および前記受信側の映像搬送波信号を90度位相シフ
トさせた信号にそれぞれ復調する映像信号の復調方法に
おいて、前記主信号を前記受信側の映像搬送波信号に応
じて復調する過程と、前記主信号に挿入されたパイロッ
ト信号を抽出する過程と、前記パイロット信号が有する
位相情報により前記受信側の映像搬送波信号の位相を調
整する過程を含むことを特徴とする。
請求項15に記載の復調方法は、請求項第14項における
前記位相調整過程が、前記抽出されたパイロット信号を
トリガパルスとして所定のデューティ比および水平同期
信号の周期と同一な周期を有するパルス信号を発生する
過程と、前記復調過程で復調された信号を分周して所定
のデューティ比並びに実際に水平周期信号の周期と同等
な周期を有する分周信号を発生する過程と、前記パルス
信号と前記分周信号の位相差に応ずる位相誤差信号を発
生する過程と、前記位相誤差信号に応じて前記受信側の
映像搬送波信号の位相を調整する過程を含むことを特徴
とする。
前記位相調整過程が、前記抽出されたパイロット信号を
トリガパルスとして所定のデューティ比および水平同期
信号の周期と同一な周期を有するパルス信号を発生する
過程と、前記復調過程で復調された信号を分周して所定
のデューティ比並びに実際に水平周期信号の周期と同等
な周期を有する分周信号を発生する過程と、前記パルス
信号と前記分周信号の位相差に応ずる位相誤差信号を発
生する過程と、前記位相誤差信号に応じて前記受信側の
映像搬送波信号の位相を調整する過程を含むことを特徴
とする。
本発明においては、請求項第１項ないし第３項の90度
移相変調回路と請求項第４項ないし第６項の90度移相復
調回路とを、請求項第７項ないし第15項の90度移相変、
復調方法に従って動作させることにより、位相誤差θを
減少するために、送信端に搬送波位相信号をパイロット
信号として水平帰線時間に挿入し、受信端では前記パイ
ロト信号を検出して位相同期ループを掛けて、送受信間
の映像搬送波の位相を同位相でロッキングさせることが
できるとともに、ディジタル位相同期ループを構成し
て、送信側の映像搬送波のロッキングされた受信側の映
像搬送波を再生することによって、位相誤差および位相
不平衡を低減させて、検波信号の劣化およびチャンネル
間の干渉を低減させることができる。
移相変調回路と請求項第４項ないし第６項の90度移相復
調回路とを、請求項第７項ないし第15項の90度移相変、
復調方法に従って動作させることにより、位相誤差θを
減少するために、送信端に搬送波位相信号をパイロット
信号として水平帰線時間に挿入し、受信端では前記パイ
ロト信号を検出して位相同期ループを掛けて、送受信間
の映像搬送波の位相を同位相でロッキングさせることが
できるとともに、ディジタル位相同期ループを構成し
て、送信側の映像搬送波のロッキングされた受信側の映
像搬送波を再生することによって、位相誤差および位相
不平衡を低減させて、検波信号の劣化およびチャンネル
間の干渉を低減させることができる。
以下、本発明の実施例を添付された第１図から第６図
によって詳細に説明する。
によって詳細に説明する。
第１図は本発明の90度移相変調回路の一実施例を示
し、主信号m1（ｔ）が入力される主信号入力端子I1には
緩衝器１とパイロット信号位置調整回路50とが並列に接
続されており、一方の緩衝器１には第１加算器２が接続
されている。そして、前記パイロット信号位置調整回路
50の出力とパイロット信号発生回路60の出力とが第１乗
算器８にて乗算されるようにされている。第１乗算器８
にて乗算された出力はパルス波形整形部３を通って第１
加算器２において加算されるようにされており、第１加
算器２の出力とパイロット信号発生回路60の映像搬送波
発生部４の出力とが第２乗算器５に乗算されるように連
結されている。付加信号入力端子I2から供給される付加
信号m2（ｔ）は時間補償部13を通って第３乗算器15へ印
加されるようになっている。この第３乗算器15において
基準信号発生回路にて90度位相変換部14を通過した映像
搬送波が付加信号m2（ｔ）と乗算されるように形成され
ている。そして、第２乗算器５および第３乗算器15の出
力は、第２加算器12において加算されて変調された出力
Xc（ｔ）として出力されるようになっている。前記のパ
イロット信号位置調整回路50は、アナログ素子であるト
ランジスタと抵抗とからなる水平同期検出部９と、単安
定マルチバイブレータからなるウィンドー発生部10と、
単安定マルチバイブレータからなる位置調整部11とによ
って構成されている。前記パイロット信号発生回路60
は、水晶発振器からなる映像搬送波発生部４と、ECLレ
ベルをTTLレベルに論理レベルで変換させるレベル変換
部６と、カウンタからなる分周器７とによって構成され
ている。前記第１および第２乗算器8,5と第１および第
２加算器2,12とは一般的なゲート回路によって形成され
ており、前記時間補償部13は遅延素子によって形成され
ている。
し、主信号m1（ｔ）が入力される主信号入力端子I1には
緩衝器１とパイロット信号位置調整回路50とが並列に接
続されており、一方の緩衝器１には第１加算器２が接続
されている。そして、前記パイロット信号位置調整回路
50の出力とパイロット信号発生回路60の出力とが第１乗
算器８にて乗算されるようにされている。第１乗算器８
にて乗算された出力はパルス波形整形部３を通って第１
加算器２において加算されるようにされており、第１加
算器２の出力とパイロット信号発生回路60の映像搬送波
発生部４の出力とが第２乗算器５に乗算されるように連
結されている。付加信号入力端子I2から供給される付加
信号m2（ｔ）は時間補償部13を通って第３乗算器15へ印
加されるようになっている。この第３乗算器15において
基準信号発生回路にて90度位相変換部14を通過した映像
搬送波が付加信号m2（ｔ）と乗算されるように形成され
ている。そして、第２乗算器５および第３乗算器15の出
力は、第２加算器12において加算されて変調された出力
Xc（ｔ）として出力されるようになっている。前記のパ
イロット信号位置調整回路50は、アナログ素子であるト
ランジスタと抵抗とからなる水平同期検出部９と、単安
定マルチバイブレータからなるウィンドー発生部10と、
単安定マルチバイブレータからなる位置調整部11とによ
って構成されている。前記パイロット信号発生回路60
は、水晶発振器からなる映像搬送波発生部４と、ECLレ
ベルをTTLレベルに論理レベルで変換させるレベル変換
部６と、カウンタからなる分周器７とによって構成され
ている。前記第１および第２乗算器8,5と第１および第
２加算器2,12とは一般的なゲート回路によって形成され
ており、前記時間補償部13は遅延素子によって形成され
ている。
第２図は本発明の90度移相復調回路の一実施例を示し
ており、受信側において受信された変調信号Xr（ｔ）
は、それぞれ第４乗算器16および第５乗算器28へ印加さ
れるようにされている。前記各乗算器16,28の出力側に
はそれぞれ低域通過フィルタ17,30と、緩衝器31.32とを
通して復調された主信号および付加信号が出力されるよ
うになっている。前記低域通過フィルタ17と緩衝器31と
の間にはパイロット信号位置検出回路70が連結されてお
り、発振周波数制御回路80の出力と前記パイロット信号
位置検出回路70の出力とが位相検出部23へ印加されるよ
うに連結されている。ここで位相検出部23はMC4044チッ
プを使用する。前記パイロット信号位置検出回路70は、
アナログ素子であるトランジスタと抵抗とからなる水平
同期検出部18と、それぞれ単安定マルチバイブレータか
らなるウィンドー発生部19および位置調整部20と、それ
ぞれアナログ素子などからなるパイロット信号検出部21
および波形整形部22とから構成されている。そして、前
記発振周波数制御回路80は位相検出部23の出力をフィル
タリングさせる低域通過フィルタ24と、前記低域通過フ
ィルタ24を通過したDCレベルによって発振する電圧制御
発振器25と、前記電圧制御発振器25の出力を分周させて
位相検出部23へ印加させる分周器26とによって構成され
ている。また、前記電圧制御発振器25の出力は、レベル
変換部27を通って受信側変調信号と同一なレベルの発振
周波数として、一方は第４乗算器16へ印加されるように
連結されており、他方は90度位相変換部29を通って第５
乗算器28へ印加されるように構成されている。
ており、受信側において受信された変調信号Xr（ｔ）
は、それぞれ第４乗算器16および第５乗算器28へ印加さ
れるようにされている。前記各乗算器16,28の出力側に
はそれぞれ低域通過フィルタ17,30と、緩衝器31.32とを
通して復調された主信号および付加信号が出力されるよ
うになっている。前記低域通過フィルタ17と緩衝器31と
の間にはパイロット信号位置検出回路70が連結されてお
り、発振周波数制御回路80の出力と前記パイロット信号
位置検出回路70の出力とが位相検出部23へ印加されるよ
うに連結されている。ここで位相検出部23はMC4044チッ
プを使用する。前記パイロット信号位置検出回路70は、
アナログ素子であるトランジスタと抵抗とからなる水平
同期検出部18と、それぞれ単安定マルチバイブレータか
らなるウィンドー発生部19および位置調整部20と、それ
ぞれアナログ素子などからなるパイロット信号検出部21
および波形整形部22とから構成されている。そして、前
記発振周波数制御回路80は位相検出部23の出力をフィル
タリングさせる低域通過フィルタ24と、前記低域通過フ
ィルタ24を通過したDCレベルによって発振する電圧制御
発振器25と、前記電圧制御発振器25の出力を分周させて
位相検出部23へ印加させる分周器26とによって構成され
ている。また、前記電圧制御発振器25の出力は、レベル
変換部27を通って受信側変調信号と同一なレベルの発振
周波数として、一方は第４乗算器16へ印加されるように
連結されており、他方は90度位相変換部29を通って第５
乗算器28へ印加されるように構成されている。
第３図はCCIRとICCとから勧告されたTV信号で標準映
像レベルを示す波形図であり、第４図は位相検出用パイ
ロット信号を水平ライン信号のホーバスキャンされる区
間に挿入される信号波形図である。
像レベルを示す波形図であり、第４図は位相検出用パイ
ロット信号を水平ライン信号のホーバスキャンされる区
間に挿入される信号波形図である。
第５図は本発明による第１図の動作波形図であって、
5aは標準TV信号としての主信号波形を示し、5bは前記Ａ
波形の水平同期信号を検出した波形を示し、5cは前記5b
の水平同期信号から7.8μｓだけ位置を調整した後、パ
ルス幅をτだけ減らした波形であって、パイロットパル
ス波形だけを検出するための制御用信号を示す。5dは搬
送波発振器の出力が680KHzから2MHz間の周波数になるよ
うに分周して、τ区間中に１つのパルス波形だけを伝送
することのできる第１図の分周器７の出力波形を示す。
5eは前記5dのパルス波形を前記5cの制御信号として抽出
した第１図の第１乗算器８の出力波形を示し、5fは前記
5eの出力信号をレベル変換して前記5aの主信号に合成さ
れた最終変調出力信号の波形を示している。
5aは標準TV信号としての主信号波形を示し、5bは前記Ａ
波形の水平同期信号を検出した波形を示し、5cは前記5b
の水平同期信号から7.8μｓだけ位置を調整した後、パ
ルス幅をτだけ減らした波形であって、パイロットパル
ス波形だけを検出するための制御用信号を示す。5dは搬
送波発振器の出力が680KHzから2MHz間の周波数になるよ
うに分周して、τ区間中に１つのパルス波形だけを伝送
することのできる第１図の分周器７の出力波形を示す。
5eは前記5dのパルス波形を前記5cの制御信号として抽出
した第１図の第１乗算器８の出力波形を示し、5fは前記
5eの出力信号をレベル変換して前記5aの主信号に合成さ
れた最終変調出力信号の波形を示している。
第６図は本発明による第２図の動作波形図であって、
6aは伝送経路を通って同期検波した第５図の5f信号波形
を示し、6b,6cは水平同期検出およびウィンドー発生／
位置調整信号であり、6a,6cを通って、すなわち6aに6c
を乗じてパイロット信号を検出する。6dは第５図の5eの
ようなパルス波形を示す。6eは前記6dの波形を所定時間
遅延させて第２図の位相検出器23の基準信号として利用
するために波形を整形させたものであり、6fは第５図の
5dとロッキングされた第２図の電圧制御発振器25の出力
波形を示している。従って、第５図の5dと第６図の6fと
は、遠隔で位相同期ループされた同一位相の信号波形に
なる。
6aは伝送経路を通って同期検波した第５図の5f信号波形
を示し、6b,6cは水平同期検出およびウィンドー発生／
位置調整信号であり、6a,6cを通って、すなわち6aに6c
を乗じてパイロット信号を検出する。6dは第５図の5eの
ようなパルス波形を示す。6eは前記6dの波形を所定時間
遅延させて第２図の位相検出器23の基準信号として利用
するために波形を整形させたものであり、6fは第５図の
5dとロッキングされた第２図の電圧制御発振器25の出力
波形を示している。従って、第５図の5dと第６図の6fと
は、遠隔で位相同期ループされた同一位相の信号波形に
なる。
次に、本実施例の動作を第１図ないし第６図を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第５図の5a波形のような第１図の主信号m1（ｔ）は、
第１図の水平同期検出器９によって5bのような水平同期
信号を検出し、第１図のウィンドー発生器10と位置調整
器11とによって5cのような波形を発生する。これはパイ
ロット信号を挿入するための制御信号として動作する。
一方、緩衝器１を通過した主信号m1（ｔ）は、パルス波
形整形器３を通って入るパイロット信号と第１加算器２
において、5fのように波形が合成されて第２乗算器５へ
印加されるとともに、映像搬送波発生器４の出力と信号
とによって変調されて第２加算器12へ印加される。映像
搬送波発生器４の搬送波は分周器素子によるレベル変換
器６によって適正レベルで変換される。この時映像搬送
波に対する分周器７の分周回数は、パルス波形の周期が
0.5μｓ〜1.5μｓの範囲内の任意の周波数で映像搬送波
周波数の1/n倍（ｎは定数）になるように設定する。そ
の理由はパイロット挿入区間の２μｓ内に一つのパルス
波形だけが挿入され、その周波数特性は第２図の低域通
過フィルタ17の通過領域に含まれなければならないから
である。従って、前述した位置調整器11の出力である5c
のパイロット挿入区間と5dの波形を持つ分周器７の出力
が第１乗算器８を通過するようになるので、5eのような
パイロットパルス波形になり、この信号を5fのように主
信号と合成するためにパルス波形整形器３から適正レベ
ルに変換させる。一方、付加信号m2（ｔ）主信号m
1（ｔ）の信号処理時間を補償するための時間補償器13
を通して第３乗算器15へ印加されるとともに、映像搬送
波発生器４の位相と90度の位相差を持つようにするため
に、図示しない抵抗ＲとコンデンサＣとの微分回路で構
成された第１−90度移送器14の出力によって変調された
後、第２加算器12にて主信号m1（ｔ）の変調信号と合成
される。
第１図の水平同期検出器９によって5bのような水平同期
信号を検出し、第１図のウィンドー発生器10と位置調整
器11とによって5cのような波形を発生する。これはパイ
ロット信号を挿入するための制御信号として動作する。
一方、緩衝器１を通過した主信号m1（ｔ）は、パルス波
形整形器３を通って入るパイロット信号と第１加算器２
において、5fのように波形が合成されて第２乗算器５へ
印加されるとともに、映像搬送波発生器４の出力と信号
とによって変調されて第２加算器12へ印加される。映像
搬送波発生器４の搬送波は分周器素子によるレベル変換
器６によって適正レベルで変換される。この時映像搬送
波に対する分周器７の分周回数は、パルス波形の周期が
0.5μｓ〜1.5μｓの範囲内の任意の周波数で映像搬送波
周波数の1/n倍（ｎは定数）になるように設定する。そ
の理由はパイロット挿入区間の２μｓ内に一つのパルス
波形だけが挿入され、その周波数特性は第２図の低域通
過フィルタ17の通過領域に含まれなければならないから
である。従って、前述した位置調整器11の出力である5c
のパイロット挿入区間と5dの波形を持つ分周器７の出力
が第１乗算器８を通過するようになるので、5eのような
パイロットパルス波形になり、この信号を5fのように主
信号と合成するためにパルス波形整形器３から適正レベ
ルに変換させる。一方、付加信号m2（ｔ）主信号m
1（ｔ）の信号処理時間を補償するための時間補償器13
を通して第３乗算器15へ印加されるとともに、映像搬送
波発生器４の位相と90度の位相差を持つようにするため
に、図示しない抵抗ＲとコンデンサＣとの微分回路で構
成された第１−90度移送器14の出力によって変調された
後、第２加算器12にて主信号m1（ｔ）の変調信号と合成
される。
この時、位相角θはθ＝tan-1（1/ωCR）の式を満足
し、ここで、θが90度になり、コンデンサＣの値は10PF
から50PF間の値を持つように設定するのがよいし、抵抗
Ｒの値はこれによって自動的に算出される。主信号m
1（ｔ）の変調信号と付加信号m2（ｔ）の変調信号とは9
0度位相差を持つから、同一の信号帯域からチャンネル
間の干渉を伴わないでこの信号を多重化することができ
る。
し、ここで、θが90度になり、コンデンサＣの値は10PF
から50PF間の値を持つように設定するのがよいし、抵抗
Ｒの値はこれによって自動的に算出される。主信号m
1（ｔ）の変調信号と付加信号m2（ｔ）の変調信号とは9
0度位相差を持つから、同一の信号帯域からチャンネル
間の干渉を伴わないでこの信号を多重化することができ
る。
第１図の変調出力は伝送チャンネルを経て、第２図は
受信信号Xr（ｔ）として入力される。第２図にて6aのよ
うに受信された受信信号Xr（ｔ）は、PLLロッキングさ
れない状態にて先ず電圧制御発振器25（送信側の映像搬
送波と同一な周波数の受信側の映像搬送波）の出力とし
て第４乗算器16へ印加され、その後低域通過フィルタ17
を通過させることによって主信号m1（ｔ）を検波し、ま
た第２−90度位相器29を通って第５乗算器28へ印加さ
れ、低域通過フィルタ20にて通過されると付加信号m2′
（ｔ）を復調するようになり、緩衝器31,32を通って出
力される。レベル変換器27は送信側搬送波出力cosω
ｔ、sinωｔの振幅を２倍にするためのもので、そのよ
うにしない場合には受信レベルが送信側レベルの半分に
減衰されるためである。
受信信号Xr（ｔ）として入力される。第２図にて6aのよ
うに受信された受信信号Xr（ｔ）は、PLLロッキングさ
れない状態にて先ず電圧制御発振器25（送信側の映像搬
送波と同一な周波数の受信側の映像搬送波）の出力とし
て第４乗算器16へ印加され、その後低域通過フィルタ17
を通過させることによって主信号m1（ｔ）を検波し、ま
た第２−90度位相器29を通って第５乗算器28へ印加さ
れ、低域通過フィルタ20にて通過されると付加信号m2′
（ｔ）を復調するようになり、緩衝器31,32を通って出
力される。レベル変換器27は送信側搬送波出力cosω
ｔ、sinωｔの振幅を２倍にするためのもので、そのよ
うにしない場合には受信レベルが送信側レベルの半分に
減衰されるためである。
前述のごとくこの発明は位相誤差θを減らすための手
段として、低域通過フィルタ17を通過した主信号m1′
（ｔ）を水平同期検出器18にて6bの波形のように水平同
期信号を検出する。そして、ウィンドー発生器19の位置
調整器20とによって送信側の第５図の5cのような波形を
発生させ、パイロット信号検出器21によって6dのような
パイロット信号を検出する。位相検出器23の基準信号で
位相同期レープ（PLL）を正確に動作させるために、6d
の信号を6eのように波形成形器22を通してデューティー
サイクルを増加させる。初期に分周器26にて分周された
後位相検出器23へ印加すると、波形整形器22の出力の基
準信号との位相差を位相検出器23にて検出し、これを地
域通過フィルタによってDCで平滑して電圧制御発振器25
に内装されたバラクタダイオード（Varactor Diode）に
印加すると、位相差が漸次減少するようになって同一位
相としてロックキングされる。
段として、低域通過フィルタ17を通過した主信号m1′
（ｔ）を水平同期検出器18にて6bの波形のように水平同
期信号を検出する。そして、ウィンドー発生器19の位置
調整器20とによって送信側の第５図の5cのような波形を
発生させ、パイロット信号検出器21によって6dのような
パイロット信号を検出する。位相検出器23の基準信号で
位相同期レープ（PLL）を正確に動作させるために、6d
の信号を6eのように波形成形器22を通してデューティー
サイクルを増加させる。初期に分周器26にて分周された
後位相検出器23へ印加すると、波形整形器22の出力の基
準信号との位相差を位相検出器23にて検出し、これを地
域通過フィルタによってDCで平滑して電圧制御発振器25
に内装されたバラクタダイオード（Varactor Diode）に
印加すると、位相差が漸次減少するようになって同一位
相としてロックキングされる。
結局、送信側映像搬送波信号の位相と受信側映像搬送
波信号の位相とが遠隔PLLによってロッキングされ、従
って前述した位相エラーと位相不平衡とによる信号劣化
とクロストークとを除去することができる。
波信号の位相とが遠隔PLLによってロッキングされ、従
って前述した位相エラーと位相不平衡とによる信号劣化
とクロストークとを除去することができる。
なお、本発明は前記実施例に限定されるものではな
く、必要に応じて変更することができるものである。
く、必要に応じて変更することができるものである。
以上のようにこの発明は、標準映像信号の水平ライン
中でオーバスキャンされる区間にパイロット信号を挿入
し、これを遠隔PLLの基準信号として利用して送受信間
の映像搬送波の位相が同一位相でロッキングされて、送
受信間に90度移相の変復調による位相誤差を除去するこ
とによって、検波信号の劣化とチャンネル間のクロスト
ークとを除去することができる。また、この発明は高解
像度の画像を再現するためのTVシステムにおいて、主信
号がNTSC放送方式の複合映像信号として印加される場合
と、付加信号が高細密度画像情報信号として印加される
場合とに限って記述されているが、テレテキスト放送方
式および文字多重放送方式の場合には、主信号として画
像に対する映像信号が印加されるようにし、付加信号と
して文字に関するテキスト（Text）信号が印加されるよ
うにすることができる。
中でオーバスキャンされる区間にパイロット信号を挿入
し、これを遠隔PLLの基準信号として利用して送受信間
の映像搬送波の位相が同一位相でロッキングされて、送
受信間に90度移相の変復調による位相誤差を除去するこ
とによって、検波信号の劣化とチャンネル間のクロスト
ークとを除去することができる。また、この発明は高解
像度の画像を再現するためのTVシステムにおいて、主信
号がNTSC放送方式の複合映像信号として印加される場合
と、付加信号が高細密度画像情報信号として印加される
場合とに限って記述されているが、テレテキスト放送方
式および文字多重放送方式の場合には、主信号として画
像に対する映像信号が印加されるようにし、付加信号と
して文字に関するテキスト（Text）信号が印加されるよ
うにすることができる。
第１図は本発明の90度移相変調器の一実施例を示す回路
図、第２図は本発明の90度移相復調器の一実施例を示す
回路図、第３図は本発明による主信号の標準映像レベル
波形図、第４図は本発明による位相検出用パイロット信
号の波形図、第５図（ａ）から（ｆ）はそれぞれ第１図
の動作波形図、第６図（ａ）から（ｆ）はそれぞれ第２
図の動作波形図、第７図は従来の90度移相変、復調器の
基本的な回路図、第８図（ａ）（ｂ）は第７図における
位相誤差がある場合の90度移相復調器およびベクトル特
性図、第９図（ａ）（ｂ）は第７図における位相不平衡
時の90度移相復調器およびベクトル特性図である。 1,31,32……緩衝器、2,12……加算器、5,8,15,16,28…
…乗算器、４……搬送波発生部、６……レベル変換部、
7,26……分周器、9,18……水平同期検出部、10,19……
ウィンドー発生部、11,20……位置調整部、13……時間
補償部、25……電圧制御発振部、50……パイロット信号
位置調第回路、60……パイロット信号発生回路、70……
パイロット信号位置検出回路、80……発振周波数制御回
路。
図、第２図は本発明の90度移相復調器の一実施例を示す
回路図、第３図は本発明による主信号の標準映像レベル
波形図、第４図は本発明による位相検出用パイロット信
号の波形図、第５図（ａ）から（ｆ）はそれぞれ第１図
の動作波形図、第６図（ａ）から（ｆ）はそれぞれ第２
図の動作波形図、第７図は従来の90度移相変、復調器の
基本的な回路図、第８図（ａ）（ｂ）は第７図における
位相誤差がある場合の90度移相復調器およびベクトル特
性図、第９図（ａ）（ｂ）は第７図における位相不平衡
時の90度移相復調器およびベクトル特性図である。 1,31,32……緩衝器、2,12……加算器、5,8,15,16,28…
…乗算器、４……搬送波発生部、６……レベル変換部、
7,26……分周器、9,18……水平同期検出部、10,19……
ウィンドー発生部、11,20……位置調整部、13……時間
補償部、25……電圧制御発振部、50……パイロット信号
位置調第回路、60……パイロット信号発生回路、70……
パイロット信号位置検出回路、80……発振周波数制御回
路。
Claims (15)
- 【請求項１】映像信号を送信する送信側において、セン
タ部の主信号m1（ｔ）とサイドパネル部の付加信号m2
（ｔ）を90度移相に変調させる回路において、 前記主信号m1（ｔ）から水平同期信号を検出して所定の
位置に所定のパルス幅を有するパルスを発生させるパイ
ロット信号位置調整手段と、映像搬送波を変換させて分
周されたパルスを出力させるパイロット信号発生手段
と、前記パイロット信号位置調整手段のパルスおよびパ
イロット信号発生手段のパルスを乗算させてパイロット
信号を出力させる第１乗算器と、 緩衝器を通過した主信号m1（ｔ）および第１乗算器出力
を前記主信号m1（ｔ）と合成するために波形整形部で適
正レベルに変換された信号を加算させる第１加算器と、
第１加算器の出力に送信側の映像搬送波信号を乗算させ
る第２乗算器と、前記付加信号m2（ｔ）が時間補償部を
通って遅延された信号に90度の移相変換部を通した映像
搬送波信号を乗算させる第３乗算器と、 前記第２乗算器の出力および第３乗算器の出力を加算さ
せる第２加算器と によって構成されていることを特徴とする位相同期ルー
プ式90度移相変調回路。 - 【請求項２】パイロット信号位置調整手段は、主信号中
に含まれた水平同期信号を検出する水平同期検出部と、
前記水平同期検出部の出力を受けて一定時間が経過した
後パルスを発生させるウィンドー発生部と、前記ウィン
ドー発生部に連結されて水平同期信号を一定時間ほど遅
延させ、前記水平同期信号のパルス幅を所定大きさほど
縮めたパルスを発生させる位置調整部とによって構成さ
れていることを特徴とする請求項第１項記載の位相同期
ループ式90度移相変調回路。 - 【請求項３】パイロット信号発生手段は、変調させるた
めの搬送波を出力させる映像搬送波発生部と、前記映像
搬送波発生部の後端に連結されて前記映像搬送波発生部
の出力を、前記位置調整部で発生されたパルス幅区間の
間一つのパルス波形のみを伝送するための周波数で分周
させる分周器とによって構成されていることを特徴とす
る請求項第１項記載の位相同期ループ式90度移相変調回
路。 - 【請求項４】映像信号を送信する送信側で90度移相に変
調されたセンタ部の主信号とサイドパネル部の付加信号
を受信され90度移相に復調させる回路において、 変調された受信信号Xr（ｔ）をレベル変換された信号と
乗算する第４乗算器と、 前記第４乗算器に入力される前記レベル変換された信号
と90度位相差をあるようにする90度移相器と、 前記90度移相器の出力と前記変調された受信信号Xr
（ｔ）を乗算する第５乗算器と、 前記第４乗算器および第５乗算器の出力信号を低域フィ
ルタリングする第１低域通過フィルタおよび第２低域通
過フィルタと、 前記第１低域通過フィルタおよび第２低域通過フィルタ
の出力信号を緩衝させそれぞれ主信号および付加信号を
発生する第１緩衝器および第２緩衝器と、 前記第１低域通過フィルタの出力から水平同期信号を検
出するとともにパイロット信号を検出するパイロット信
号位置検出手段と、入力電圧によって周波数を変化させ
て所定の周波数の受信側の映像搬送波を発生させる発振
周波数制御手段と、前記発振周波数制御手段から発生さ
れた映像搬送波のレベルを変換して前記第４乗算器に出
力するレベル変換器と、前記パイロット信号位置検出手
段および発振周波数制御手段間に連結されてそれぞれの
回路の出力信号を比較した出力を発振周波数制御手段に
印加させる位相検出部とによって構成されていることを
特徴とする位相同期ループ式90度移相復調回路。 - 【請求項５】パイロット信号位置検出手段は、復調され
た主信号に含まれた水平周期信号を検出する水平同期検
出部と、前記位相同期検出部の後端に連結されて一定時
間が経過した後ウィンドーパルスを発生されるウィンド
ー発生部と、前記ウィンドー発生部の後端に連結されて
所定の位置を設置させるためのパルス中に挿入して出力
させる位置調整部と、前記位置調整部の後端に連結され
て主信号に含まれたパイロット信号を検出するパイロッ
ト信号検出部と、前記パイロット信号検出部に連結され
てパイロット信号のデューティサイクルを増加させるた
めの波形整形部とによって構成されていることを特徴と
する請求項第４項記載の位相同期ループ式90度移相復調
回路。 - 【請求項６】発振周波数制御手段は、前記位相検出部の
出力をフィルタリングする低域通過フィルタと、低域通
過フィルタを通した直流レベルによって発振周波数が制
御される電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力
を分周させるための分周器とによって構成していること
を特徴とする請求項第４項記載の位相同期ループ式90度
移相復調回路。 - 【請求項７】映像信号を送信する送信側において、映像
信号のセンタ部の主信号と映像信号のサイドパネル部の
付加信号を、送信側の映像搬送波信号および前記映像搬
送波信号を90度移相に変調させた信号にそれぞれ変調す
る映像信号の変調方法において、 前記主信号に前記送信側の映像搬送波信号の位相情報を
有するパイロット信号を挿入する過程と、 前記パイロット信号が挿入された主信号を前記送信側の
映像搬送波信号に変調する過程を含むことを特徴とする
映像信号の変調方法。 - 【請求項８】前記パイロット信号は、前記送信側の映像
信号の少なくとも１サイクルに応ずることを特徴とする
請求項７に記載の映像信号の変調方法。 - 【請求項９】前記パイロット信号は、前記主信号の帰線
期間に挿入されることを特徴とする請求項８に記載の映
像信号の変調方法。 - 【請求項１０】前記帰線期間は、水平帰線期間であるこ
とを特徴とする請求項９に記載の映像信号の変調方法。 - 【請求項１１】前記パイロット信号は、水平同期信号の
カラーバスト信号区間の終了時点から有効水平走査期間
の開始時点までの区間に挿入されることを特徴とする請
求項10に記載の映像信号の変調方法。 - 【請求項１２】前記パイロット信号は、水平同期信号の
先頭位置から7.8μＳ遅延した時点から２μＳまでの区
間に挿入されることを特徴とする請求項11に記載の映像
信号の変調方法。 - 【請求項１３】前記パイロット信号は、水平同期信号の
カラーバスト信号区間の終了時点と有効水平走査期間の
開始時点を示すウィンドウパルスを発生する過程と、 前記送信側の映像搬送波信号を分周して分周された信号
の周期が水平同期信号のカラーバスト信号区間の終了時
点から有効水平走査期間の開始時点までの区間に同一な
信号を発生する過程と、 前記ウィンドウパルスにより分周された信号と、前記水
平同期信号のカラーバスト信号区間の終了時点から有効
水平走査期間の開始時点までの区間に当たる信号との共
通区間に含まれる所定幅のパルスを発生させることを特
徴とする請求項８に記載の映像信号の変調方法。 - 【請求項１４】映像信号を送信する送信側で90度移相に
変調されたセンタ部の主信号とサイドパネル部の付加信
号を受信され、送信側の映像搬送波信号の周波数と同一
な周波数を有する受信側の映像搬送波信号および前記受
信側の映像搬送波信号を90度位相シフトさせた信号にそ
れぞれ復調する映像信号の復調方法において、 前記主信号を前記受信側の映像搬送波信号に応じて復調
する過程と、 前記主信号に挿入されたパイロット信号を抽出する過程
と、 前記パイロット信号が有する位相情報により前記受信側
の映像搬送波信号の位相を調整する過程を含むことを特
徴とする映像信号の復調方法。 - 【請求項１５】前記位相調整過程は、 前記抽出されたパイロット信号をトリガパルスとして所
定のデューティ比および水平同期信号の周期と同一な周
期を有するパルス信号を発生する過程と、 前記復調過程で復調された信号を分周して所定のデュー
ティ比並びに実際に水平同期信号の周期と同等な周期を
有する分周信号を発生する過程と、 前記パルス信号と前記分周信号の位相差に応ずる位相誤
差信号を発生する過程と、 前記位相誤差信号に応じて前記受信側の映像搬送波信号
の位相を調整する過程を含むことを特徴とする請求項14
に記載の映像信号の復調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR9747 | 1989-07-08 | ||
| KR1019890009747A KR920002273B1 (ko) | 1989-07-08 | 1989-07-08 | 원격 pll을 이용한 직각 변복조 방식 및 회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0352390A JPH0352390A (ja) | 1991-03-06 |
| JP3162067B2 true JP3162067B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=19287936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18036390A Expired - Fee Related JP3162067B2 (ja) | 1989-07-08 | 1990-07-07 | 位相同期ループ式９０度移相変、復調方法および回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093723A (ja) |
| JP (1) | JP3162067B2 (ja) |
| KR (1) | KR920002273B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR0141110B1 (ko) * | 1993-02-26 | 1998-06-15 | 김광호 | 색신호 복조기 |
| US5565930A (en) * | 1993-10-26 | 1996-10-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiver with oversampling analog-to-digital conversion for digital signals accompanied by analog TV signals |
| US5563664A (en) * | 1994-01-05 | 1996-10-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Pre-frame-comb as well as pre-line-comb partial-response filtering of BPSK buried in a TV signal |
| US6816328B2 (en) * | 2000-06-20 | 2004-11-09 | Infineon Technologies North America Corp. | Pseudo-synchronous interpolated timing recovery for a sampled amplitude read channel |
| AU2003203119A1 (en) * | 2003-02-17 | 2004-09-06 | Pp-Technologies Ag | Methods and apparatus for measuring pressure profiles |
| JP4712827B2 (ja) * | 2008-05-22 | 2011-06-29 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 可変容量ベーンポンプ |
| US10123221B2 (en) * | 2016-09-23 | 2018-11-06 | Intel IP Corporation | Power estimation system and method |
| JP2022505108A (ja) | 2018-10-17 | 2022-01-14 | バヤール イメージング リミテッド | 伝送線路に基づく信号分配および信号集約 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3609223A (en) * | 1966-11-12 | 1971-09-28 | Tokyo Shibaura Electric Co | Video tape recorder device utilizing single magnetic head |
| JPS583387A (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-10 | Sony Corp | 時間軸補正装置 |
| US4626928A (en) * | 1982-08-09 | 1986-12-02 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Orthogonal phase modulation and demodulation methods |
| JPS60153692A (ja) * | 1984-01-24 | 1985-08-13 | Fuji Photo Film Co Ltd | カラ−映像信号の記録再生方式 |
| US4947241A (en) * | 1986-04-25 | 1990-08-07 | North American Philips Corporation | Training signal for maintaining the correct phase and gain relationship between signals in a two-signal high definition television system |
| MY102145A (en) * | 1986-08-26 | 1992-04-30 | Nippon Denki Home Electronics | Digital color demodulator. |
| JPH01168191A (ja) * | 1987-12-23 | 1989-07-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジョン信号処理方法 |
-
1989
- 1989-07-08 KR KR1019890009747A patent/KR920002273B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1990
- 1990-07-06 US US07/549,431 patent/US5093723A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-07 JP JP18036390A patent/JP3162067B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 「ＮＨＫテレビ技術教科書（上）」日本放送協会編、日本放送出版協会 平成１．４．１０，Ｐ．３１−４９ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920002273B1 (ko) | 1992-03-20 |
| JPH0352390A (ja) | 1991-03-06 |
| US5093723A (en) | 1992-03-03 |
| KR910004015A (ko) | 1991-02-28 |
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