JP3141920B2 - ブリッジ型インバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジ型又はハーフ
ブリッジ型又は多相のインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】直流を
交流に変換するためのブリッジ型インバータのスイッチ
をオン・オフ動作させると、スイッチング損失が生じ
る。この種の問題を解決するために部分共振を使用して
スイッチをＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）又はＺＶＳ
（ゼロ電圧スイッチング）させることによってスイッチ
ング損失、サージ電圧、ノイズの軽減を図ることが提案
されている。しかし、主スイッチのみならず部分共振用
スイッチの損失の低減を確実且つ容易に達成することが
できるインバータ装置が要求されている。また、部分共
振回路の構成を簡単にすることが要求されている。

【０００３】そこで本発明の目的は上記要求に応えるこ
とができるブリッジ型インバータ装置を提供することに
ある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の請求項１に従う発明は、実施例を示す図面の符号を参
照して説明すると、直流電源の一端と他端との間に１個
又は複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回
路によって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２
の方向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハ
ーフブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置にお
いて、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、前記直流
電源１の一端と他端との間に接続された第１及び第２の
主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列回路から成り、前記第
１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点
が負荷に接続されている主変換回路と、前記第１及び第
２のスイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に逆並列接続された第１及
び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１の補助スイッチ
Ｓ1 と第１のリアクトルＬ1 との直列回路であって、前
記第１の補助スイッチＳ1 が前記第１のリアクトルＬ1
よりも前記電源１の一端側に配置され、前記第１の補助
スイッチＳ1 と前記第１のリアクトルＬ1 とが前記電源
１の一端と前記第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ
2 の相互接続中点との間に接続されている第１の補助回
路と、第２の補助スイッチＳ2 と第２のリアクトルＬ2
との直列回路であって、前記第２の補助スイッチＳ2 が
前記第２のリアクトルＬ2 よりも前記電源１の他端側に
配置され、前記第２のリアクトルＬ2 と前記第２の補助
スイッチＳ2 とが前記第１及び第２の主スイッチＴＲ
1、ＴＲ2 の相互接続中点と前記電源１の他端との間に
接続されている第２の補助回路と、その一端が前記第１
及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 の相互接続中点に接続
されたコンデンサＣ1 と、その一端が前記第１及び第２
のリアクトルＬ1 、Ｌ2 の相互接続中点に接続された第
２のコンデンサＣ2 と、前記第１のコンデンサＣ1 の他
端と前記第１のリアクトルＬ1 の前記第１の補助スイッ
チＳ1 側の端子との間に接続された第３のダイオードＤ
3 と、前記第２のリアクトルＬ2 の前記第２の補助スイ
ッチＳ2 側の端子と前記第２のコンデンサＣ2 の他端と
の間に接続された第４のダイオードＤ4 と、前記第１の
コンデンサＣ1 と前記第２のリアクトルＬ2 と前記第２
の補助スイッチＳ2 とが直列に接続されている回路に対
して並列に接続された第５のダイオードＤ5 と、前記第
１の補助スイッチＳ1 と前記第１のリアクトルＬ1 と前
記第２のコンデンサＣ2 とが直列に接続されている回路
に対して並列に接続された第６のダイオードＤ6 と、前
記第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 をオン制御
するための第１及び第２の主制御パルス及び前記第１及
び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）をオン制御するた
めの第１及び第２の補助制御パルスを発生する制御回路
６とから成るることを特徴とするインバータ装置に係わ
るものである。なお、請求項２に示すように、第１及び
第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に並列に第３及び第４
のコンデンサＣa 、Ｃb を接続することができる。ま
た、請求項３に示すように、請求項１における第１及び
第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 の代りに１つのリアクトル
Ｌa を第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互
接続中点と第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相
互接続中点との間に接続することができる。また、請求
項４に示すように、請求項３の回路に第３及び第４のコ
ンデンサＣa 、Ｃb を付加することができる。また、請
求項５に示すように第１及び第２の主制御パルス、第１
及び第２の補助制御パルスを形成することが望ましい。
また、請求項６に示すように、請求項１における第１及
び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の位置に第１及び第２
の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 を接続し、請求項１の第１
及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の位置に第３及び
第４のコンデンサＣa 、Ｃb を接続することができる。
また、請求項７に示すように、請求項３の第１及び第２
の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の位置に第１及び第２の主ス
イッチＴＲ1 、ＴＲ2 を接続し、請求項３の主スイッチ
ＴＲ1 、ＴＲ2 の位置に第３及び第４のコンデンサＣa
、Ｃb を接続することができる。また、請求項８に示
すように、第５及び／又は第６のダイオードＤ5 、Ｄ6
に並列に抵抗、スイッチ等の充電手段を接続することが
できる。

【０００５】

【発明の作用及び効果】請求項１〜５の発明によれば、
第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の働きによって
共振電流を流すことができ、第１及び第２の主スイッチ
ＴＲ1 、ＴＲ2のＺＶＳ効果を確実に得ることができ、
また、補助スイッチＳ1 、Ｓ2 もＺＣＳ又はＺＶＳ動作
させることができる。また、請求項６及び７の発明によ
れば、特別に補助スイッチを使用しない簡単な回路によ
って所定区間のみ共振電流を流し、第１及び第２の主ス
イッチＴＲ1、ＴＲ2 のターンオフはＺＶＳ、ターンオ
ンはＺＣＳ動作させることができる。また、請求項８及
び４の発明によれば、第３及び第４のコンデンサＣa 、
Ｃbによって共振回路にエネルギーを供給し、安定した
共振動作を得ることができる。また、請求項８によって
充電手段を設けると、共振回路に対するエネルギーの供
給を確実に達成し、安定した共振動作を得ることができ
る。また、各請求項の発明によれば、スイッチ回路に中
点電位を与える電源が不要になり、単一電源化が可能で
ある。

【０００６】

【第１の実施例】次に、図１〜図４を参照して本発明の
第１の実施例のブリッジ型インバータ装置を説明する。
このインバータ装置は図１に示すように、直流電源１の
直流電圧をブリッジ型インバータ回路によって交流に変
換して負荷２に供給するように構成されている。直流電
源１は整流回路又は電池から成り、負荷２は負荷接続端
子２ａ、２ｂに接続された例えば出力トランス３とここ
に接続された負荷回路４とから成る。

【０００７】インバータ回路はハーフブリッジ構成の第
１及び第２のスイッチ回路５ａ、５ｂの組み合せから成
る。第１のスイッチ回路５ａはブリッジ回路の第１のア
ームを構成するための第１及び第２の主スイッチＴＲ
１、ＴＲ２と第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２を有
する他に、ＺＶＳ又はＺＣＳを達成するために、第１及
び第２の補助スイッチＳ１、Ｓ２と、第１及び第２のコ
ンデンサＣ１、Ｃ２と、第１及び第２のリアクトルＬ
１、Ｌ２と、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ
３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６と、コンデンサ充電手段としての
第１及び第２の抵抗Ｒ１、Ｒ２とを有する。第２のスイ
ッチ回路５ｂはブリッジ回路の第２のアームを構成する
ために第３及び第４の主スイッチＴＲ３、ＴＲ４と、第
７及び第８のダイオードＤ７、Ｄ８を有する他に、ＺＶ
Ｓ又はＺＣＳを達成するために、第３及び第４の補助ス
イッチＳ３、Ｓ４と、第３及び第４のコンデンサＣ３、
Ｃ４と、第３及び第４のリアクトルＬ３、Ｌ４と、第９
〜第１２のダイオードＤ９〜Ｄ１２とを有する。

【０００８】主変換回路を形成するための第１及び第２
の主スイッチＴＲ１、ＴＲ２の直列回路は電源１の一端
と他端との間に接続され、第１及び第２の主スイッチＴ
Ｒ１、ＴＲ２の相互接続中点は出力端子としての第１の
負荷接続端子２ａに接続されている。第１及び第２のダ
イオードＤ１、Ｄ２は第１及び第２の主スイッチＴＲ
１、ＴＲ２に逆並列接続されている。第３及び第４の主
スイッチＴＲ３、ＴＲ４の直列回路も電源１の一端と他
端との間に接続され、第３及び第４の主スイッチＴＲ
３、ＴＲ４の相互接続中点が第２の負荷接続端子２ｂに
接続されている。第７及び第８のダイオードＤ７、Ｄ８
は第３及び第４の主スイッチＴＲ３、ＴＲ４に逆並列接
続されている。なお、第１〜第４の主スイッチＴＲ１〜
ＴＲ４をソースがサブストレートに接続された構造の絶
縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタとし、こ
こに内蔵されているダイオードを第１、第２、第７及び
第８のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ７、Ｄ８とすることが
できる。

【０００９】電源１の一端と前記第１及び第２の主スイ
ッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点との間に第１の補助
スイッチＳ1 と第１のリアクトルＬ1 との直列回路から
成る第１の補助回路が接続されている。第１及び第２の
主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点と電源１の他
端との間には第２のリアクトルＬ2 と第２の補助スイッ
チＳ2 との直列回路から成る第２の補助回路が接続され
ている。第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の一端は
第１及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 の相互接続中点に
接続されている。第１のコンデンサＣ1 の他端は第３の
ダイオードＤ3を介して第１のリアクトルＬ1 の第１の
補助スイッチＳ1 側の端子に接続され、第２のコンデン
サＣ2 の他端は第３のダイオードＤ3 とは逆の方向性を
有する第４のダイオードＤ4 を介して第２のリアクトル
Ｌ2 の第２の補助スイッチＳ2 側の端子に接続されてい
る。第５のダイオードＤ5 は第２の補助スイッチＳ2 の
電源１側の端子（エミッタ）と第１のコンデンサＣ1 の
他端（上端）との間に接続されている。即ち、第５のダ
イオードＤ5 は第１のコンデンサＣ1 と第２のリアクト
ルＬ2 と第２の補助スイッチＳ2 との直列接続回路に対
して並列に接続されている。第６のダイオードＤ6 は第
２のコンデンサＣ2 の他端（下端）と第１の補助スイッ
チＳ1 の電源１側の端子（コレクタ）との間に接続され
ている。即ち、第６のダイオードＤ6 は第１の補助スイ
ッチＳ1 と第１のリアクトルＬ1 と第２のコンデンサＣ
2 との直列接続回路に対して並列に接続されている。充
電用抵抗Ｒ1 、Ｒ2 は第５及び第６のダイオードＤ5 、
Ｄ6 に並列に接続されている。

【００１０】第２のスイッチ回路５ｂは第１のスイッチ
回路５ａと実質的に同一の回路であって、第３及び第４
の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 のＺＶＳを達成するために
電源１の一端と前記第３及び第４の主スイッチＴＲ3 、
ＴＲ4 の相互接続中点との間に第３の補助スイッチＳ3
と第３のリアクトルＬ3 との直列回路から成る第３の補
助回路が接続されている。第３及び第４の主スイッチＴ
Ｒ3 、ＴＲ4 の相互接続中点と電源１の他端との間には
第４のリアクトルＬ4 と第４の補助スイッチＳ4 との直
列回路から成る第４の補助回路が接続されている。第３
及び第４のコンデンサＣ3 、Ｃ4 の一端は第３及び第４
のリアクトルＬ3 、Ｌ4 の相互接続中点に接続されてい
る。第３のコンデンサＣ3 の他端は第９のダイオードＤ
9 を介して第３のリアクトルＬ3 の第３の補助スイッチ
Ｓ3 側の端子に接続され、第４のコンデンサＣ4 の他端
は第９のダイオードＤ9 とは逆の方向性を有する第１０
のダイオードＤ10を介して第４のリアクトルＬ4 の第４
の補助スイッチＳ4 側の端子に接続されている。第１１
のダイオードＤ11は第４の補助スイッチＳ4 の下側端子
（エミッタ）と第３のコンデンサＣ3 の他端（上端）と
の間に接続されている。即ち、第１１のダイオードＤ11
は第３のコンデンサＣ3 と第４のリアクトルＬ4 と第４
の補助スイッチＳ4 との直列接続回路に対して並列に接
続されている。第１２のダイオードＤ12は第４のコンデ
ンサＣ4 の他端（下端）と第３の補助スイッチＳ3 の上
側端子（コレクタ）との間に接続されている。即ち、第
１２のダイオードＤ12は第３の補助スイッチＳ3 と第３
のリアクトルＬ3 と第４のコンデンサＣ4 との直列接続
回路に対して並列に接続されている。充電用抵抗Ｒ3 、
Ｒ4 は第１１及び第１２のダイオードＤ11、Ｄ12に並列
に接続されている。

【００１１】図１では相互間の接続ラインの一部が図示
の都合で省略されているが、各スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
、Ｓ1 〜Ｓ4 の制御端子（ベース）は制御回路６に接
続されている。制御回路６は図２に原理的に示すよう
に、第１、第２、第３及び第４の主制御パルス発生回路
７、８、９、１０と、第１〜第４の補助制御パルス発生
回路１１、１２、１３、１４と、発振器１５と、位相制
御回路１６とを有する。第１及び第２の主制御パルス発
生回路７、８は発振器１５に制御されて図３（Ａ）
（Ｂ）に示す第１及び第２の主制御パルスを発生し、第
１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 のベースに供給
する。第３及び第４の主制御パルス発生回路９、１０は
発振器１５と位相制御回路１６に制御されて図３（Ｃ）
（Ｄ）に示す第３及び第４の主制御パルスを発生し、第
３及び第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 のベースに供給
する。第１及び第２の主制御パルスと第３及び第４の主
制御パルスとは相互間に位相差を有している他は同一で
ある。図３（Ａ）（Ｂ）の第１及び第２の主制御パルス
は相互に時間間隙Ｔa を有して交互に発生し、図３
（Ｃ）（Ｄ）の第３及び第４の主制御パルスも時間間隙
Ｔa を有して交互に発生する。この時間間隙Ｔa は各コ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 が充電された状態にお
いて補助スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 がオンにな
り、共振動作でＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 の電荷のほぼ全
部が放出されるまでに要する時間に設定されている。即
ち、ＴａはＣ1 Ｌ2 又はＣ2 Ｌ1 の共振電流の波形の０
度〜９０度区間以上に設定されている。

【００１２】第１の補助制御パルス発生回路１１は第２
の主制御パルス発生回路８に接続され、図３（Ｅ）に示
すように図３（Ｂ）の第２の主制御パルスの後縁時点ｔ
4 に同期して主制御パルスの相互時間間隙（デッド・タ
イム）Ｔa 以上のパルスを発生する。第１の補助スイッ
チＳ1 に供給する第１の補助制御パルスの幅は図３のｔ
4 時点から少なくともｔ5 時点以上までの幅であると共
に第１の主制御パルスの後縁時点ｔ6 よりも前までの幅
であることが望ましい。第２の補助制御パルス発生回路
１２は第１の主制御パルス発生回路７に接続され、図３
（Ｆ）に示すように図３（Ａ）の第１の主制御パルスの
後縁時点ｔ0 に同期して相互時間間隙（デッド・タイ
ム）Ｔa 以上のパルスを発生する。第１及び第２の補助
制御パルスは相互間にデッドタイムを有し且つ少なくと
も第１及び第２の主制御パルスの前縁を含むようにそれ
ぞれ形成することができる。しかし、例えば第２の補助
スイッチＳ2 に供給する第２の補助制御パルスの幅は図
３のｔ0 時点から少なくともｔ1 時点以上までの幅であ
ると共に、第２の主制御パルスの後縁時点ｔ4 よりも前
までの幅であることが望ましい。第３及び第４の補助制
御パルス発生回路１３、１４は図２に示すように第４及
び第３の主制御パルス発生回路１０、９に接続され、第
１及び第２の補助制御パルスと第１及び第２の主制御パ
ルスとの関係と同様な関係が第３及び第４の主制御パル
スとの間に得られるように第３及び第４の補助制御パル
スが形成される。

【００１３】

【動作】図１のインバータ回路の基本的動作は周知のイ
ンバータと同一である。即ち、図１及び図４の主スイッ
チＴＲ1 、ＴＲ4 が同時にオンの期間に電源１と第１の
主スイッチＴＲ1 と負荷２と第４の主スイッチＴＲ4 と
から成る回路で第１の方向の電流が負荷２に流れ、第２
及び第３の主スイッチＴＲ2 、ＴＲ3 が同時にオンの期
間に電源１と第３の主スイッチＴＲ3 と負荷２と第２の
主スイッチＴＲ2とから成る回路で負荷２に第２の方向
の電流が流れる。

【００１４】次に、第１〜第４の主スイッチＴＲ１〜Ｔ
Ｒ４のターンオン及びターンオフ期間における動作を説
明する。但し、図３のｔ０〜ｔ１に示す第１の主スイッ
チＴＲ１のターンオフ及び第２の主スイッチＴＲ２のタ
ーンオンの期間の動作と、ｔ４〜ｔ５に示す第２の主ス
イッチＴＲ２のターンオフ及び第１の主スイッチＴＲ１
のターンオンの期間の動作と、第３の主スイッチＴＲ３
のターンオフ及び第４の主スイッチＴＲ４のターンオフ
の期間の動作と、第４の主スイッチＴＲ４のターンオフ
及び第３の主スイッチＴＲ３のターンオフの期間の動作
とは実質的に同一であるので、図３のｔ０〜ｔ３期間の
動作を図４を参照して詳しく説明し、その他の期間の動
作の説明を省略する。

【００１５】

【コンデンサ充電動作】この実施例では、例えば第１及
び第４のコンデンサＣ1 、Ｃ4 を図１に示す方向に予め
充電することが必要になる。この充電を行うために、第
１、第４の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ4 をオンにする。こ
れにより、第１の主スイッチＴＲ1 と第１のコンデンサ
Ｃ1 と第１の抵抗Ｒ1 の回路で充電電流が流れ、第１の
コンデンサＣ1 が電源電圧Ｖに充電される。また第４の
抵抗Ｒ4 と第４のコンデンサＣ4と第４の主スイッチＴ
Ｒ4 の回路にも電流が流れ、第４のコンデンサＣ4 が充
電される。勿論、これとは逆に、第２及び第３のコンデ
ンサＣ2 、Ｃ3 を予め充電することもできる。第１〜第
４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 によるインバータ動作が
開始した後には、共振における損失分が主スイッチＴＲ
1 〜ＴＲ4 を介して補給される。

【００１６】

【ターンオフ、ターンオン動作】図４は負荷回路４を無
負荷とし、負荷２をトランスのみの遅れ負荷とした場合
における図３のｔ０〜ｔ３区間及びこの近傍における図
１の各部の状態を示す。第１のコンデンサＣ１がほぼ電
源電圧Ｖに充電されているｔ０時点で第１の主スイッチ
ＴＲ１がオフになり、第２の補助スイッチＳ２がオンに
なると、第１のコンデンサＣ１のエネルギーが第１のコ
ンデンサＣ１と第２のリアクトルＬ２と第２の補助スイ
ッチＳ２と第５のダイオードＤ５とから成る共振回路で
放出され、第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は図４
（Ｄ）に示すように正弦波の９０〜１８０度区間の波形
で低下する。この時第５のダイオードＤ５がオンである
ので、第２の主スイッチＴＲ２の両端には第１のコンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｃ１が印加されることになり、図４
（Ｈ）に示すようにｔ０〜ｔ１で第２の主スイッチＴＲ
２の電圧Ｖｔｒ２がゼロに向って低下する。また、第１
の主スイッチＴＲ１の電圧Ｖｔｒ１は電源電圧Ｖから第
２の主スイッチＴＲ２の電圧Ｖｔｒ２を差し引いた値に
なり、図４（Ｇ）に示すようにゆっくりと立上る。第１
のコンデンサＣ１と第２のリアクトルＬ２と第２の補助
スイッチＳ２と第５のダイオードＤ５とから成る閉回路
の共振電流Ｉ２は図４（Ｅ）に示すようにｔ０〜ｔ１区
間において正弦波の０〜９０度区間の波形を有して流れ
る。ｔ１時点で第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１がゼ
ロになると、第２のダイオードＤ２の逆バイアスが解除
され、第２のリアクトルＬ２の蓄積エネルギーの放出に
よる電流Ｉ２は第２のダイオードＤ２に転流し、第２の
リアクトルＬ２と第２の補助スイッチＳ２と第２のダイ
オードＤ２の閉回路を循環電流として流れる。ｔ１〜ｔ
２の期間では第１のコンデンサＣ１の電圧はゼロボルト
であり、第２の主スイッチＴＲ２の電圧Ｖｔｒ２もゼロ
ボルトである。従って、ｔ１〜ｔ２期間から選ばれた例
えばｔ１で第２の主スイッチＴＲ２をオンにすると、Ｚ
ＶＳが達成される。また、ｔ０では第１の主スイッチＴ
Ｒ１のＺＶＳが達成されている。第２の主スイッチＴＲ
２のオン時点ｔ１以後のｔ２で第２の補助スイッチＳ２
をオフにすると、第２のリアクトルＬ２と第４のダイオ
ードＤ４と第２のコンデンサＣ２との回路で共振が生
じ、正弦波の９０〜１８０度区間の波形の共振電流が図
４（Ｅ）に示すように流れ、第２のコンデンサＣ２の電
圧Ｖｃ２が図４（Ｆ）に示すように正弦波状に高くな
り、ｔ３で電源電圧Ｖになる。第４のダイオードＤ４は
ｔ３でカットオフ状態になり、負の方向の共振電流を阻
止し、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２はＶに保持さ
れる。これにより、第２の補助スイッチＳ２のターンオ
フ時のＺＶＳが達成される。なお、第２の補助スイッチ
Ｓ２のターンオン時にはＺＣＳ動作になっている。従っ
て、主スイッチＴＲ１と補助スイッチＳ２との両方のス
イッチング損失が小さくなる。

【００１７】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１の補助スイッチＳ1 がオンになり、第２のコン
デンサＣ2 と第６のダイオードＤ6 と第１の補助スイッ
チＳ1 と第１のリアクトルＬ1 との共振回路が形成さ
れ、この回路で図４のｔ0 〜ｔ1 区間に相当する電流が
流れ、また、図４のｔ1 〜ｔ2 区間に相当する電流は第
１のリアクトルＬ1 と第１のダイオードＤ1 と第１の補
助スイッチＳ1 とから成る閉回路で流れ、また、図４の
ｔ2 〜ｔ3 間に相当する電流は第１のリアクトルＬ1 と
第１のコンデンサＣ1 と第３のダイオードＤ3 の閉回路
で流れる。従って、第２の主スイッチＴＲ2 のターンオ
フ時に第１の主スイッチＴＲ1 のターンオフ時と同様な
作用効果が得られる。また、第２のスイッチ回路５ｂに
おいても同様の動作が生じ、同様の作用効果が得られ
る。

【００１８】図４では無負荷として説明したが、負荷２
が抵抗とみなせる場合には、負荷２に印加される電圧に
対応した電流が第１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4
を通って流れる。この時、主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の
ストレージ電流が流れたとしても、ターンオフ時点で第
１〜第４の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の電圧が急に立上
らないので、電力損失は小さい。

【００１９】上述から明らかなように、この実施例によ
れば、中点電位を持たない電源１によって部分共振を正
確且つ簡単に達成し、スイッチング損失を低減すること
ができる。また、図４のｔ1 〜ｔ2 に示す循環電流期間
を有するので、ターンオン時点の自由度が高くなる。

【００２０】

【第２の実施例】次に、図５及び図６を参照して本発明
の第２の実施例に係わるブリッジ型インバータ装置を説
明する。但し、図５及び後述する図７、図９、図１１、
図１３、図１５、図１６、図１７及び図１９において図
１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。図５のインバータ回路は図１のインバータ回路
に４つのコンデンサＣa 、Ｃb 、Ｃc 、Ｃd を付加した
ものである。特許請求の範囲では第３及び第４のコンデ
ンサと呼ばれている第１及び第２の付加共振用コンデン
サＣa 、Ｃb は第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ
2 に並列に接続されている。また、コンデンサＣc 、Ｃ
d は第３及び第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 に並列に
接続されている。図５の回路において上記以外の構成は
図１と同一である。

【００２１】図５の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 及び補助
スイッチＳ1 〜Ｓ4 は図１のこれ等と同様に図３に示す
ように駆動される。従って、図５の回路のインバータの
基本動作は図１のそれと同一である。次に、図４のｔ0
〜ｔ3 に対応する区間の動作を図６を参照して説明す
る。

【００２２】第１のコンデンサＣ１及びコンデンサＣｂ
が電源電圧Ｖに充電され、コンデンサＣａがゼロボルト
の状態のｔ０で第１の主スイッチＴＲ１をオフ、第２の
補助スイッチＳ２をオンにすると、第１のコンデンサＣ
１のエネルギーが第１のコンデンサ１と第２のリアクト
ルＬ２と第２の補助スイッチＳ２と第５のダイオードＤ
５とから成る共振回路で放出され、第１のコンデンサＣ
１の電圧Ｖｃ１は図６（Ｄ）に示すように正弦波の９０
〜１８０度区間の波形で低下する。これと同時に第２の
付加共振用コンデンサ（第４のコンデンサ）Ｃｂと第２
のリアクトルＬ２と第２の補助スイッチＳ２とから成る
回路にも共振が生じる。これにより、第２の主スイッチ
ＴＲ２の両端には第２の付加共振用コンデンサＣｂの電
圧又はこれと同一の第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１
が印加されることになり、図６（Ｅ）に示すようにｔ０
〜ｔ１で第２の主スイッチＴＲ２の電圧Ｖｔｒ２がゼロ
に向って低下する。また、第１の主スイッチＴＲ１の電
圧Ｖｔｒ１は電源電圧Ｖから第２の主スイッチＴＲ２の
電圧Ｖｔｒ２を差し引いた値になり、図６（Ｄ）に示す
ようにゆっくりと立上る。第１のコンデンサＣ１と第２
のリアクトルＬ２と第２の補助スイッチＳ２と第５のダ
イオードＤ５とから成る閉回路の電流とコンデンサＣｂ
と第２のリアクトルＬ２と第２の補助スイッチＳ２の閉
回路の電流との合成から成る第２のリアクトルＬ２の電
流Ｉ２は図６（Ｆ）に示すようにｔ０〜ｔ１区間におい
て正弦波の０〜９０度区間の波形を有して流れる。ｔ１
時点で第１のコンデンサＣ１及びＣｂの電圧Ｖｃ１、Ｖ
ｃｂがゼロになると、第２のダイオードＤ２の逆バイア
スが解除され、第２のリアクトルＬ２の蓄積エネルギー
の放出による電流Ｉ２は第２のダイオードＤ２に転流
し、第２のリアクトルＬ２と第２の補助スイッチＳ２と
第２のダイオードＤ２の閉回路を循環電流として流れ
る。ｔ１〜ｔ２の期間ではコンデンサＣ１、Ｃｂの電圧
は実質的にゼロボルトであり、第２の主スイッチＴＲ２
の電圧Ｖ２もゼロボルトである。従って、ｔ１〜ｔ２期
間から選ばれた例えばｔ１で第２の主スイッチＴＲ２を
オンにすると、ＺＶＳが達成される。また、ｔ０では第
１の主スイッチＴＲ１のＺＶＳが達成されている。第２
の主スイッチＴＲ２のオン時点ｔ１以後のｔ２で第２の
補助スイッチＳ２をオフにすると、第２のリアクトルＬ
２と第４のダイオードＤ４と第２のコンデンサＣ２との
回路で共振が生じ、正弦波の９０〜１８０度区間の波形
の共振電流が図６（Ｆ）に示すように流れ、第２のコン
デンサＣ２の電圧Ｖｃ２が図６（Ｈ）に示すように正弦
波状に高くなり、ｔ３で電源電圧Ｖになる。第４のダイ
オードＤ４はｔ３でカットオフ状態になり、負の方向の
共振電流を阻止し、第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２
はＶに保持される。これにより、第２の補助スイッチＳ
２のターンオフ時のＺＶＳが達成される。なお、第２の
補助スイッチＳ２のターンオン時にはＺＣＳ動作になっ
ている。従って、主スイッチＴＲ１と補助スイッチＳ２
との両方のスイッチング損失が小さくなる。

【００２３】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１の補助スイッチＳ1 がオンになり、第２のコン
デンサＣ2 と第６のダイオードＤ6 と第１の補助スイッ
チＳ1 がオンになり、第２のコンデンサＣa と第６のダ
イオードＤ6 と第１の補助スイッチＳ1 と第１のリアク
トルＬ1 との共振回路及びコンデンサＣa と第１の補助
スイッチＳ1 と第１のリアクトルＬ1 との共振回路が形
成され、この回路で図６のｔ0 〜ｔ1 区間に相当する電
流が流れ、また、図６のｔ1 〜ｔ2 区間に相当する電流
は第１のリアクトルＬ1 と第１のダイオードＤ1 と第１
の補助スイッチＳ1 とから成る閉回路で流れ、また、図
６のｔ2 〜ｔ3 間に相当する電流は第１のリアクトルＬ
1 と第１のコンデンサＣ1 と第３のダイオードＤ3 の閉
回路で流れる。従って、第２の主スイッチＴＲ2 のター
ンオフ時に第１の主スイッチＴＲ1 のターンオフ時と同
様な作用効果が得られる。また、第２のスイッチ回路５
ｂにおいても同様の動作が生じ、同様の作用効果が得ら
れる。

【００２４】上述から明らかなように、この実施例によ
れば、第１の実施例と同様に中点電位を持たない電源１
によって部分共振を正確且つ簡単に達成し、スイッチン
グ損失を低減することができる。また、図６のｔ1 〜ｔ
2 に示す循環電流期間を有するので、ターンオン時点の
自由度が高くなる。また、コンデンサＣa 、Ｃb によっ
てリアクトルＬ1 、Ｌ2 にエネルギーを供給することが
できＣ1,Ｃ2 の共振回路のエネルギー不足を補う。この
ため、インバータ駆動開始後に充電用抵抗Ｒ1〜Ｒ4 を
切り離すことができる。

【００２５】

【第３の実施例】次に、図７及び図８を参照して第３の
実施例のインバータ装置を説明する。図７のインバータ
装置では第１及び第２のスイッチ回路５ａ、５ｂがそれ
ぞれ１つのリアクトルＬa 、Ｌb を有する。リアクトル
Ｌa は第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互
接続中点と第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 の相
互接続中点の間に接続されている。また、第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続中点は第１及び第２
の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相互接続中点に接続され
ている。第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ2 はリア
クトルを介さないで相互に直列に接続されている。第３
及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 は第１及び第２のコン
デンサＣ1 、Ｃ2 の他端と第１及び第２の補助スイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 の相互接続中点との間に接続されている。第
５のダイオードＤ5 は第１のコンデンサＣ1 の上端と第
１の補助スイッチＳ1 の上端（コレクタ）との間に接続
され、第６のダイオードＤ6 は第２の補助スイッチＳ2
の下端（エミッタ）と第２のコンデンサＣ2 の下端との
間に接続されている。充電用抵抗Ｒ1 は第５のダイオー
ドＤ5 に並列に接続されている。図７の右側の第２のス
イッチ回路５ｂにおいても、リアクトルＬb 、コンデン
サＣ3 、Ｃ4 、補助スイッチＳ3 、Ｓ4 、ダイオードＤ
7 、Ｄ8 、抵抗Ｒ2 が第１のスイッチ回路５ａと同一の
要領で接続されている。

【００２６】図７の第１〜第４の主スイッチＴＲ１〜Ｔ
Ｒ４及び第１〜第４の補助スイッチＳ１〜Ｓ４は、図１
のこれ等と同様に図３に従って駆動される。初期充電動
作によって第１の抵抗Ｒ１と第１のコンデンサＣ１と第
２の主スイッチＴＲ２との回路で第１のコンデンサＣ１
の上端が正の電源電圧となるように充電し、その後の第
１〜第４の主スイッチＴＲ１〜ＴＲ４のオン・オフによ
って、第２のコンデンサＣ２の上端が正になるように第
２のコンデンサＣ２が電源電圧で充電され、且つ第１の
主スイッチＴＲ１のオン状態から、図８のｔ０時点以後
に示すように第１の主スイッチＴＲ１をオフに制御し、
第２の補助スイッチＳ２をオンに制御すると、第２のコ
ンデンサＣ２のエネルギーが第２のコンデンサＣ２とリ
アクトルＬａと第２の補助スイッチＳ２と第６のダイオ
ードＤ６とから成る共振回路で放出され、第２のコンデ
ンサＣ２の電圧Ｖｃ２は図８（Ｄ）に示すように正弦波
の９０〜１８０度区間の波形で低下する。この時第６の
ダイオードＤ６がオンであるので、第２の主スイッチＴ
Ｒ２の両端には第２のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が印
加されることになり、図８（Ｈ）に示すようにｔ０〜ｔ
１で第２の主スイッチＴＲ２の電圧Ｖｔｒ２がゼロに向
って低下する。また、第１の主スイッチＴＲ１の電圧Ｖ
ｔｒ１は電源電圧Ｖから第２の主スイッチＴＲ２の電圧
Ｖｔｒ２を差し引いた値になり、図８（Ｇ）に示すよう
にゆっくりと立上る。第２のコンデンサＣ２とリアクト
ルＬａと第２の補助スイッチＳ２と第６のダイオードＤ
６とから成る閉回路の共振電流Ｉ１は図８（Ｅ）に示す
ようにｔ０〜ｔ１区間において正弦波の０〜９０度区間
の波形を有して流れる。ｔ１時点で第２のコンデンサＣ
２の電圧Ｖｃ２がゼロになると、第２のダイオードＤ２
の逆バイアスが解除され、リアクトルＬａの蓄積エネル
ギーの放出による電流Ｉ１は第２のダイオードＤ２に転
流し、リアクトルＬａと第２の補助スイッチＳ２と第２
のダイオードＤ２の閉回路を循環電流として流れる。ｔ
１〜ｔ２の期間では第２のコンデンサＣ２の電圧はゼロ
ボルトであり、第２の主スイッチＴＲ２の電圧Ｖｔｒ２
もゼロボルトである。従って、ｔ１〜ｔ２期間から選ば
れた例えばｔ１で第２の主スイッチＴＲ２をオンにする
と、ＺＶＳが達成される。また、ｔ０では第１の主スイ
ッチＴＲ１のＺＶＳが達成されている。第２の主スイッ
チＴＲ２のオン時点ｔ１以後のｔ２で第２の補助スイッ
チＳ２をオフにすると、リアクトルＬａと第３のダイオ
ードＤ３と第１のコンデンサＣ１との回路で共振が生
じ、正弦波の９０〜１８０度区間の波形の共振電流が図
８（Ｅ）に示すように流れ、第１のコンデンサＣ１の電
圧Ｖｃ１が図８（Ｆ）に示すように正弦波状に高くな
り、ｔ３で電源電圧Ｖになる。第３のダイオードＤ３は
ｔ３でカットオフ状態になり、負の方向の共振電流を阻
止し、第１のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１はＶに保持さ
れる。これにより、第２の補助スイッチＳ２のターンオ
フ時のＺＶＳが達成される。なお、第２の補助スイッチ
Ｓ２のターンオン時にはＺＣＳ動作になっている。従っ
て、主スイッチＴＲ１と補助スイッチＳ２との両方のス
イッチング損失が小さくなる。

【００２７】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１の補助スイッチＳ1 がオンになり、第１のコン
デンサＣ1 と第５のダイオードＤ5 と第１の補助スイッ
チＳ1 とリアクトルＬa との共振回路が形成され、この
回路で図８のｔ0 〜ｔ1 区間に相当する電流が流れ、ま
た、図８のｔ1 〜ｔ2 区間に相当する電流はリアクトル
Ｌa と第１のダイオードＤ1 と第１の補助スイッチＳ1
とから成る閉回路で流れ、また、図８のｔ2 〜ｔ3 間に
相当する電流はリアクトルＬa と第２のコンデンサＣ2
と第４のダイオードＤ4 の閉回路で流れる。従って、第
２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に第１の主スイッ
チＴＲ1 のターンオフ時と同様な作用効果が得られる。
また、第２のスイッチ回路５ｂにおいても同様の動作が
生じ、同様の作用効果が得られる。

【００２８】なお、もし、ｔ3 時点で第１のコンデンサ
Ｃ1 が電源電圧Ｖまで充電されても、リアクトルＬa の
電流がゼロにならない時は、リアクトルＬa のエネルギ
ーがダイオードＤ3 、Ｄ5 を介して電源１に帰還され
る。

【００２９】上述から明らかなように、この実施例によ
れば、中点電位を持たない電源によって部分共振を正確
且つ簡単に達成し、スイッチング損失を低減することが
できる。また、図８のｔ1 〜ｔ2 に示す循環電流期間を
有するので、ターンオン時点の自由度が高くなる。

【００３０】

【第４の実施例】次に、図９及び図１０を参照して本発
明の第４の実施例に係わるブリッジ型インバータ装置を
説明する。但し、図９において図１及び図７と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図９
のインバータ回路は図７のインバータ回路に４つのコン
デンサＣa 、Ｃb 、Ｃc 、Ｃd を付加したものである。
特許請求の範囲では第３及び第４のコンデンサと呼ばれ
ている第１及び第２の付加共振用コンデンサＣa 、Ｃb
は第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 に並列に接
続されている。また、コンデンサＣc 、Ｃd は第３及び
第４の主スイッチＴＲ3 、ＴＲ4 に並列に接続されてい
る。図９の回路において上記以外の構成は図７と同一で
ある。

【００３１】図９の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 及び補助
スイッチＳ1 〜Ｓ4 は図１のこれ等と同様に図３に示す
ように駆動される。従って、図９の回路のインバータの
基本動作は図１のそれと同一である。次に、図４のｔ0
〜ｔ3 に対応する区間の動作を図１０を参照して説明す
る。第２の補助スイッチＳ2 をオンにすることによって
第２のコンデンサＣ2 を充電するか、又は図７と同様に
充電抵抗Ｒ1 によって第１のコンデンサＣ1 を充電し、
その後に第２のコンデンサＣ2 をリアクトルＬa のエネ
ルギーで充電する動作等によって、第２のコンデンサＣ
2 が電源電圧Ｖに充電され、第１の主スイッチＴＲ1 が
オン制御されている状態において、第２の主スイッチＴ
Ｒ1 をｔ0 でオフ制御すると、第２のコンデンサＣ2 の
エネルギーが第１のコンデンサＣ1 とリアクトルＬa と
第２の補助スイッチＳ2 と第６のダイオードＤ6 とから
成る共振回路で放出され、第２のコンデンサＣ2 の電圧
Ｖc2は図１０（Ｄ）に示すように正弦波の９０〜１８０
度区間の波形で低下する。また、電源１とコンデンサＣ
a とリアクトルＬa と第２の補助スイッチＳ2 の閉回路
に共振電流が流れる。この時第６のダイオードＤ6 がオ
ンであるので、第２の主スイッチＴＲ2 の両端には第２
のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2が印加されることになり、
図１０（Ｈ）に示すようにｔ0 〜ｔ1 で第２の主スイッ
チＴＲ2 の電圧がＶtr2 がゼロに向って低下する。ま
た、第１の主スイッチＴＲ1 の電圧Ｖtr1 は電源電圧Ｖ
から第２の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖzr2 を差し引いた
値になり、図１０（Ｇ）に示すようにゆっくりと立上
る。第２のコンデンサＣ2 とリアクトルＬa と第２の補
助スイッチＳ2 と第６のダイオードＤ6 とから成る閉回
路の共振電流と電源１とコンデンサＣa とリアクトルＬ
a と第２の補助スイッチＳ2の閉回路の共振電流との和
のリアクトル電流Ｉ1 は図１０（Ｅ）に示すようにｔ0
〜ｔ1 区間において正弦波の０〜９０度区間の波形を有
して流れる。ｔ1 時点で第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖ
c2がゼロになると、第２のダイオードＤ2 の逆バイアス
が解除され、リアクトルＬa の蓄積エネルギーの放出に
よる電流Ｉ1 は第２のダイオードＤ2 に転流し、リアク
トルＬ2 と第２の補助スイッチＳ2 と第２のダイオード
Ｄ2 の閉回路を循環電流として流れる。ｔ1 〜ｔ2 の期
間では第２のコンデンサＣ2 の電圧はゼロボルトであ
り、第２の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖ2 もゼロボルトで
ある。従って、ｔ1 〜ｔ2 期間から選ばれた例えばｔ1
で第２の主スイッチＴＲ2 をオンにすると、ＺＶＳが達
成される。また、ｔ0 では第１の主スイッチＴＲ1 のＺ
ＶＳが達成されている。第２の主スイッチＴＲ2 のオン
時点ｔ1 以後のｔ2 で第２の補助スイッチＳ2 をオフに
すると、第２のリアクトルＬ2 と第４のダイオードＤ4
と第１のコンデンサＣ1 との回路で共振が生じ、正弦波
の９０〜１８０度区間の波形の共振電流が図１０（Ｅ）
に示すように流れ、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が
図１０（Ｆ）に示すように正弦波状に高くなり、ｔ3 で
電源電圧Ｖになる。第４のダイオードＤ4 はｔ3 でカッ
トオフ状態になり、負の方向の共振電流を阻止し、第１
のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1はＶに保持される。これに
より、第２の補助スイッチＳ2 のターンオフ時のＺＶＳ
が達成される。なお、第２の補助スイッチＳ2 のターン
オン時にはＺＣＳ動作になっている。従って、主スイッ
チＴＲ1 と補助スイッチＳ2 との両方のスイッチング損
失が小さくなる。

【００３２】第２の主スイッチＴＲ2 のターンオフ時に
は、第１の補助スイッチＳ1 がオンになり、第１のコン
デンサＣ1 と第５のダイオードＤ5 と第１の補助スイッ
チＳ1 とリアクトルＬa との共振回路とコンデンサＣa
と第１の補助スイッチＳ1 とリアクトルＬa との共振回
路が形成され、これ等の回路で図１０のｔ0 〜ｔ1 区間
に相当する電流が流れ、また、図１０のｔ1 〜ｔ2 区間
に相当する電流はリアクトルＬa と第１のダイオードＤ
1 と第１の補助スイッチＳ1 とから成る閉回路で流れ、
また、図１０のｔ2 〜ｔ3 間の電流は第１のリアクトル
Ｌ1 と第２のコンデンサＣ2 と第４のダイオードＤ4 と
の閉回路で流れる。従って、第２の主スイッチＴＲ2 の
ターンオフ時に第１の主スイッチＴＲ1 のターンオフ時
と同様な作用効果が得られる。また、第２のスイッチ回
路５ｂにおいても同様の動作が生じ、同様の作用効果が
得られる。なお、第２の主スイッチＴＲ2 のターンオン
時のｔ3 時点でリアクトルＬa の電流がゼロにならない
場合には、リアクトルＬaのエネルギーはダイオードＤ5
を介して電源１に帰還される。

【００３３】上述から明らかなように、この実施例によ
れば、中点電位を持たない電源によって部分共振を正確
且つ簡単に達成し、スイッチング損失を低減することが
できる。また、図１０のｔ1 〜ｔ2 に示す循環電流期間
を有するので、ターンオン時点の自由度が高くなる。更
に、コンデンサＣa 、Ｃb によって共振のエネルギーを
補給し、ＺＶＳ又はＺＣＳ効果を確実にすることができ
る。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧
が電源電圧Ｖに充電されない場合でも、コンデンサＣa
、Ｃb でＺＶＳ効果を得ることができる。なお、図９
の回路の場合には抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を省くか又は極めて高
い値にしても共振動作を得ることができる。

【００３４】

【第５の実施例】次に、第１１及び第１２を参照して第
５の実施例のインバータ装置を説明する。図１１の回路
は、図１の回路における第１〜第４の補助スイッチＳ1
〜Ｓ4 を省き、これ等の位置に第１〜第４の主スイッチ
ＴＲ1 〜ＴＲ4 を配置し、また、図１の第１〜第４の主
スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 の位置にコンデンサＣa 〜Ｃd
を配置したものである。即ち、図１１では第１の主スイ
ッチＴＲ1 と第１のリアクトルＬ1 との直列回路から成
る第１の主回路が電源１の一端と一方の負荷接続端子２
ａとの間に接続され、第２のリアクトルＬ2 と第２の主
スイッチＴＲ2 との直列回路から成る第２の主回路が一
方の負荷接続端子２ａと電源１の他端との間に接続さ
れ、第３の主スイッチＴＲ3 と第３のリアクトルＬ3 と
の直列回路から成る第３の主回路が電源１の一端と他方
の負荷接続端子２ｂとの間に接続され、第４のリアクト
ルＬ4 と第４の主スイッチＴＲ4 との直列回路から成る
第４の主回路が他方の負荷接続端子２ｂと電源１の他端
との間に接続されている。また、コンデンサＣa 〜Ｃd
は上記第１〜第４の主回路に対して並列に接続されてい
る。なお、図１１の回路は図１の充電用抵抗Ｒ1 〜Ｒ4
に相当するものを持たない。

【００３５】図１１の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 は図１
のこれ等と同様に図３に示すように駆動される。従っ
て、図１１の回路のインバータの基本動作は図１のそれ
と同一である。次に、無負荷時における図４のｔ0 〜ｔ
3 に対応する区間の動作を図１２を参照して説明する。
第１の主スイッチＴＲ1 のオン時に上側コンデンサＣa
はゼロボルト、下側コンデンサＣb は電源電圧に充電さ
れている。この状態で第１の主スイッチＴＲ1 がｔ0 時
点でオフになると、第１のリアクトルＬ1 のエネルギー
が第１のリアクトルＬ1 と第１のコンデンサＣ1 と第３
のダイオードＤ3とから成る共振回路で放出され、第１
のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は図１２（Ｅ）に示すよう
に正弦波状に上昇する。一方、第１のリアクトルＬ1 に
流れる電流Ｉ1 は図１２（Ｇ）に示すように低下し、こ
の両端電圧も低下する。第１の主スイッチＴＲ1 の両端
の電圧Ｖtr1 は電源１と第１の主スイッチＴＲ1 と第３
のダイオードＤ3 と第１のコンデンサＣ1 と下側コンデ
ンサＣb との回路で決定され、下側コンデンサＣb の電
圧Ｖcbが電源電圧Ｖと等しいので、結局、第１の主スイ
ッチＴＲ1 の電圧Ｖtr1 は第１のコンデンサＣ1 の電圧
Ｖc1と等しくなり、図１２（Ｉ）に示すようにｔ0 時点
から正弦波で立上り、ＺＶＳが達成される。第１のリア
クトルＬ1 の電流Ｉ1 は図１２（Ｇ）に示すようにｔ1
でゼロになり、その後は第３のダイオードＤ3 がオフに
なるため、負方向には流れず、ゼロを維持する。ｔ0 以
後のｔ1 時点で第２の主スイッチＴＲ2 をオンにすると
下側コンデンサＣb の放電によって、下側コンデンサＣ
b と第２のリアクトルＬ2 と第２の主スイッチＴＲ2 と
の回路に共振電流Ｉ2 が図１２（Ｈ）に示すように流れ
る。この時、第１のコンデンサＣ1 と第２のリアクトル
Ｌ2 と第２の主スイッチＴＲ2 と第５のダイオードＤ5
とから成る回路にも共振電流が流れる。第２のリアクト
ルＬ2 の電流Ｉ2 即ち第２の主スイッチＴＲ2 の電流は
ゼロから正弦波で立上るため、ＺＣＳ効果が得られる。
第２のリアクトルＬ2 の電流Ｉ2 がｔ3 でピークまで立
上ると、第２のダイオードＤ2 の下側コンデンサＣb に
よる逆バイアスが解除されて順バイアスとなり、第２の
リアクトルＬ2 と第２の主スイッチＴＲ2 と第２のダイ
オードＤ2 との回路が形成され、ここに循環電流が流れ
る。

【００３６】第２の主スイッチＴＲ2 のオフ時には、ま
ず、第２のリアクトルＬ2 と第４のダイオードＤ4 と第
２のコンデンサＣ2 の共振回路が形成されて第２の主ス
イッチＴＲ2 のＺＶＳが達成される。また、第１の主ス
イッチＴＲ1 をオン時には、上側コンデンサＣa と第１
の主スイッチＴＲ1 と第１のリアクトルＬ1 との共振回
路と第２のコンデンサＣ2 と第６のダイオードＤ6 と第
１の主スイッチＴＲ1と第１のリアクトルＬ1 との共振
回路が形成され、第１の主スイッチＴＲ1 はＺＣＳ動作
する。なお、右側の第２のスイッチ回路５ｂにおいても
上述と同様な動作が生じる。また、負荷時にも同様の作
用効果が得られる。

【００３７】上述のようにこの実施例によれば、補助ス
イッチを使用しない簡単な構成でＺＶＳ及びＺＣＳ効果
を得ることができる。また、ターンオン時点の設定の自
由度が他の実施例と同様に高い。

【００３８】

【第６の実施例】次に、図１３及び図１４を参照して第
６の実施例のインバータ装置を説明する。図１３の回路
は、図７の回路の第１〜第４の補助スイッチＳ1 〜Ｓ4
を省き、これ等の位置に第１〜第４の主スイッチＴＲ1
〜ＴＲ4 を配置し、図７の第１〜第４の主スイッチＴＲ
1 〜ＴＲ4 の位置に第１〜第４の付加共振用コンデンサ
Ｃa 〜Ｃd を配置したものである。即ち、図１３の左側
の第１のスイッチ回路５ａは電源１の一端と他端との間
に、第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の直列回
路と、特許請求の範囲で第３及び第４のコンデンサと呼
ばれている上下のコンデンサＣa 、Ｃb の直列回路とを
接続し、第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の相
互接続中点と上下のコンデンサＣa 、Ｃb の接続中点Ｃ
a 、Ｃb との間にリアクトルＬa を接続し、第１及び第
２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続中点を上下のコン
デンサＣa 、Ｃb の相互接続中点に接続し、第３及び第
４のダイオードＤ3 、Ｄ4 を第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 の他端と第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、
ＴＲ2 の相互接続中点に接続したものである。なお、図
１３の第１、第２、第５、第６のダイオードＤ1 、Ｄ2
、Ｄ5 、Ｄ6 は図７と同一に接続されている。また、
図１３の回路は図７の充電用抵抗Ｒ1 に相当するものを
持たない。図１３の右側の第２のスイッチ回路５ｂも左
側の第１のスイッチ回路５ａと同様に構成されている。

【００３９】図１３の主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 は図１
のこれ等と同様に図３に示すように駆動される。従っ
て、図１３の回路のインバータの基本動作は図１のそれ
と同一である。次に、無負荷時における図４のｔ0 〜ｔ
3 に対応する区間の動作を図１４を参照して説明する。
第１及び第２の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ2 の交互のオン
・オフによって第１の主スイッチＴＲ1 のオン期間に下
側コンデンサＣb に電源電圧Ｖが充電され、上側コンデ
ンサＣa はゼロボルトとなる。この状態において、第１
の主スイッチＴＲ1 をｔ0 時点で図１４（Ａ）に示すよ
うにオフ制御すると、リアクトルＬa に流れていた電流
がリアクトルＬa と第２のコンデンサＣ2と第４のダイ
オードＤ4 との回路に転流し、共振によって第２のコン
デンサＣ2の電圧Ｖc2が図１４（Ｅ）に示すようにｔ0
から正弦波で立上る。第１の主スイッチＴＲ1 には第２
のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2と同一の電圧が印加される
ため、この電圧Ｖtr1 は図１４（Ｈ）に示すようにｔ0
から正弦波で立上り、ＺＶＳ効果が得られる。

【００４０】ｔ1 時点でリアクトルＬa の電流Ｉ1 が図
１４（Ｇ）に示すようにゼロになると、第４のダイオー
ドＤ4 がカットオフになり、このゼロの状態が保持され
る。る。ｔ1 以後のｔ2 時点で第２の主スイッチＴＲ2
をオンに制御すると、第２のコンデンサＣ2 とリアクト
ルＬa と第２の主スイッチＴＲ2 と第６のダイオードＤ
6 との共振回路が形成されると共に、下側コンデンサＣ
b とリアクトルＬa と第２の主スイッチＴＲ2 の共振回
路も形成され、リアクトルＬa の電流Ｉ1 が図１４
（Ｇ）に示すように正弦波に流れ始める。これにより、
第２の主スイッチＴＲ2 のＺＣＳ効果が得られる。ｔ3
時点でリアクトルＬa の電流が正弦波のピーク値に達す
ると、下側コンデンサＣb の電圧Ｖcbが図１４（Ｄ）に
示すようにゼロになり、第２のダイオードＤ2 の逆バイ
アスが解除されて順バイアスとなり、リアクトルＬa と
第２の主スイッチＴＲ2 と第２のダイオードＤ2 との閉
回路に循環電流が流れる。なお、図１３の上側コンデン
サＣa の電圧Ｖcaは図１４（Ｃ）、第１のコンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1は図１４（Ｆ）、第２の主スイッチＴＲ2
の電圧Ｖtr2 は図１４（Ｉ）に示すように変化する。

【００４１】第２の主スイッチＴＲ2 のオフ時には、ま
ず、リアクトルＬa と第３のダイオードＤ3 と第１のコ
ンデンサＣ1 との共振回路が形成されて、第２の主スイ
ッチＴＲ2 のＺＶＳ効果が得られ、第１の主スイッチＴ
Ｒ1 のオン時には、第１のコンデンサＣ1 と第５のダイ
オードＤ5 と第１の主スイッチＴＲ1 とリアクトルＬa
との共振回路と上側コンデンサＣa と第１の主スイッチ
ＴＲ1 とリアクトルＬa の共振回路が形成されて第１の
主スイッチＴＲ1 のＺＣＳ効果が得られる。その後はリ
アクトルＬa と第１のダイオードＤ1 と第１の主スイッ
チＴＲ1 の循環回路が形成される。なお、右側の第２の
スイッチ回路５ｂも第１のスイッチ回路５ａと同様に動
作する。

【００４２】図１３の回路によれば、補助スイッチを使
用しない簡単な構成でＺＶＳ及びＺＣＳ効果を得ること
ができる。また、ターンオン時点の設定の自由度が高く
なる。

【００４３】

【第７の実施例】次に、図１５の第７の実施例のハーフ
ブリッジ型インバータ装置を説明する。図１５のインバ
ータ装置は、図１のインバータ装置の第２のスイッチ回
路５ｂの代りに、第１及び第２の変換用コンデンサＣ1
1、Ｃ12を設けたものである。コンデンサＣ11、Ｃ12の
直列回路は電源１の一端と他端との間に接続され、この
相互接続中点に負荷２が接続されている。このハーフブ
リッジ装置のスイッチ回路５ａは図１と同一であるの
で、図１と同一の作用効果を得ることができる。なお、
図５、図７、図９、図１１、図１３のスイッチ回路５ａ
を使用して図１５と同様のハーフブリッジ回路を構成
し、同様の作用効果を得ることができる。

【００４４】

【第８の実施例】図１６に示す第８の実施例の３相ブリ
ッジ型インバータ装置は、図１の第１のスイッチ回路５
ａと同一の第１のスイッチ回路５ａを設けると共に、こ
れと同一構成の第２及び第３のスイッチ回路５ｂ、５ｃ
を設け、第１のスイッチ回路５ａの主スイッチＴＲ1 、
ＴＲ2 の相互接続中点及び第２及び第３のスイッチ回路
５ｂ、５ｃの２つの主スイッチの相互接続中点を３相負
荷２に接続したものである。この３相ブリッジ型インバ
ータ装置においても図１の回路と同一の作用効果が得ら
れる。

【００４５】なお、図５、図７、図９、図１１、図１３
のスイッチ回路５ａを使用して図１６と同様の３相イン
バータ装置を構成することもできる。

【００４６】

【第９の実施例】次に、第９の実施例を図１７を参照し
て説明する。この第９の実施例のインバータ装置は図１
と同一の回路構成を有するが、制御方法において第１の
実施例と僅かに相違している。第９の実施例を示す図１
７は図３と同一箇所の波形を示す。この図１７と図３の
比較から明らかなように図１７（Ｅ）、（Ｆ）、
（Ｇ）、（Ｈ）に示す第１〜第４の補助スイッチＳ1 〜
Ｓ4の制御パルスの前縁時点のみが図３と相違し、第１
〜第４の補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 の前縁時点が図１７
（Ｂ）、（Ａ）、（Ｄ）、（Ｃ）に示す第２、第１、第
４及び第３の主スイッチＴＲ1 、ＴＲ1 、ＴＲ4 、ＴＲ
3 の制御パルスの後縁よりも少し前の時点ｔa から発生
している。なお、第１及び第２の補助スイッチＳ1 、Ｓ
2 の制御パルスは相互間にデットタイム（停止期間）が
生じるように発生させる。同様に第３及び第４の補助ス
イッチＳ3 、Ｓ4 の制御パルスも相互間にデットタイム
が生じるように発生させる。

【００４７】図１８は図１７のｔ0 時点近傍の状態を図
６と同様に示すものである。図１において第２の補助ス
イッチＳ2 が第１の主スイッチＴＲ1 のオン期間中のｔ
a 時点でオンになると、電源１、第１の主スイッチＴＲ
1 、第２のリアクトルＬ2 、及び第２の補助スイッチＳ
2 から成る回路が形成され、第２のリアクトルＬ2 の電
流Ｉ2 が図１８（Ｆ）に示すようにｔa 時点から流れ始
める。この時リアクトルＬ2 の電流Ｉ2 即ち第２の補助
スイッチＳ2 の電流は正弦波状に徐々に立上るので、第
２の補助スイッチＳ2 はＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）さ
れてスイッチング損失が小さい。図１８においてｔa よ
りも後のｔ0 時点で第１の主スイッチＴＲ1 がオフにな
ると、第１の実施例と同様な共振動作が生じる。従っ
て、図１７及び図１８に示す制御方法であっても第１の
実施例と同様な作用効果が得られる。なお、図１７の制
御方法を補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 又はＳ1 〜Ｓ2 を有す
る図５、図７、図９、図１５及び図１６の回路にも適用
し、同様な作用効果を得ることができる。

【００４８】

【第１０の実施例】次に、図１９及び図２０を参照して
第１０の実施例を説明する。図１９は図５と同一の回路
構成のインバータ装置の各スイッチのオン・オフ動作を
図３と同様に示す。図１９と図３との比較から明らかな
ように、図１９（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｇ）、（Ｈ）に示す
第１〜第４の補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 の制御パルスの前
縁は図３の場合よりも少し遅れている。即ち、第１〜第
４の補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 の制御パルスの前縁は図１
９（Ｂ）、（Ａ）、（Ｄ）、（Ｃ）に示す第２、第１、
第４及び第３の主スイッチＴＲ2 、ＴＲ1 、ＴＲ4 、Ｔ
Ｒ3 の制御パルスの後縁よりも少し後の時点ｔb になっ
ている。

【００４９】今、図５の回路が遅れ負荷を有し、図１９
に示す方法で制御されたとすれば、図５の各部は図２０
に示すように変化する。即ち、図５の回路において図２
０のｔ0 時点で第１の主スイッチＴＲ1 をオフにする
と、図２０（Ｄ）に示すようにこの電流Ｉtr1 はゼロに
なり、負荷電流Ｉ0 はコンデンサＣ1 、Ｃa 、Ｃb に転
流する。これにより、コンデンサＣ1 、Ｃb は直線的に
放電し、コンデンサＣaは直線的に充電される。コンデ
ンサＣa の電圧Ｖcaは第１のスイッチＴＲ1 の電圧Ｖtr
1 と同一であるので、第１のスイッチＴＲ1 の電圧Ｖtr
1 は図２０（Ｅ）に示すようにｔ0 から徐々に上昇して
ＺＶＳが達成される。コンデンサＣb の電圧Ｖcbは第２
の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 と同一であるので、第
２の主スイッチＴＲ2 の電圧Ｖtr2 は図２０（Ｆ）に示
すように徐々に低下し、ｔs 時点でゼロになる。従っ
て、ｔs 時点よりも後のｔ1 時点で第２の主スイッチＴ
Ｒ2 をオンにすればＺＶＳが達成される。ｔs 時点でコ
ンデンサＣb の電圧Ｖcbがゼロになると、ダイオードＤ
2 の逆バイアスが解除され、負荷電流Ｉ0 はダイオード
Ｄ2 に転流し、ここに図２０（Ｇ）に示す電流Ｉd2が流
れる。補助スイッチＳ2はｔ0 よりも遅れたｔb でオン
に制御されるが、ここには電流が流れない。なお、コン
デンサＣ1 、Ｃa 、Ｃb の充放電がｔ0 〜ｔb 期間完了
しない時にはｔb時点で補助スイッチＳ2 に電流が流れ
るが、これは小さいので損失は小さい。

【００５０】図５の回路を進み負荷として図１９に示す
制御方法を適用した場合には、例えば第１の主スイッチ
ＴＲ1 のターンオフ時においてｔ0 〜ｔb 期間は状態が
変化しないでｔb 時点から図６とｔ1 時点からと同様に
部分共振動作が生じる。以上の説明から明らかなよう
に、図１９の制御方法を採用しても第１の実施例と同様
な作用効果を得ることができる。なお、図１９の制御方
法を補助スイッチＳ1 〜Ｓ4 又はＳ1 〜Ｓ2 を有する図
１、図７、図９、図１５及び図１６の回路にも適用する
ことができる。

【００５１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 主スイッチＴＲ1 〜ＴＲ4 、補助スイッチＳ1
〜Ｓ4 を電界効果トランジスタ等の半導体スイッチにす
ることができる。 （２） 図１、図５、図７、図９、図１５、図１６の回
路から充電抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 を省くことができる。また、
図１１、図１３に充電抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 に相当するものを
付加することができる。また、充電抵抗Ｒ1 〜Ｒ7 をス
イッチに置き換えて選択的に充電電流を流すことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のインバータ装置を示す回路図で
ある。

【図２】図１の制御回路を示すブロック図である。

【図３】図２の各部の波形図である。

【図４】図１の各部の波形図である。

【図５】第２の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図６】図５の各部の波形図である。

【図７】第３の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図８】図７の各部の波形図である。

【図９】第４の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図１０】図９の各部の波形図である。

【図１１】第５の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図１２】図１１の各部の波形図である。

【図１３】第６の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図１４】図１３の各部の波形図である。

【図１５】第７の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図１６】第８の実施例のインバータ装置の回路図であ
る。

【図１７】第９の実施例のインバータ装置の各スイッチ
の制御パルスを示す波形図である。

【図１８】図１７の一部の区間における図１の各部の状
態を図６と同様に示す波形図である。

【図１９】第１０の実施例のインバータ装置の各スイッ
チの制御パルスを示す波形図である。

【図２０】図１９の一部の区間における図５の各部の状
態を示す波形図である。

【符号の説明】

ＴＲ1 〜ＴＲ4 主スイッチ Ｓ1 〜Ｓ4 補助スイッチ

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一端と他端との間に１個又は
   複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
   よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
   向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
   ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
   て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
   １及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の直列回路
   から成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、Ｔ
   Ｒ2 ）の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回
   路と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に逆
   並列接続された第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2
   ）と、 第１の補助スイッチ（Ｓ1 ）と第１のリアクトル（Ｌ1
   ）との直列回路であって、前記第１の補助スイッチ
   （Ｓ1 ）が前記第１のリアクトル（Ｌ1 ）よりも前記電
   源（１）の一端側に配置され、前記第１の補助スイッチ
   （Ｓ1 ）と前記第１のリアクトル（Ｌ1 ）とが前記電源
   （１）の一端と前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1
   、ＴＲ2 ）の相互接続中点との間に接続されている第
   １の補助回路と、 第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）と第２のリアクトル（Ｌ2
   ）との直列回路であって、前記第２の補助スイッチ
   （Ｓ2 ）が前記第２のリアクトル（Ｌ2 ）よりも前記電
   源（１）の他端側に配置され、前記第２のリアクトル
   （Ｌ2 ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）とが前記第
   １及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相互接続
   中点と前記電源（１）の他端との間に接続されている第
   ２の補助回路と、 その一端が前記第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2
   ）の相互接続中点に接続された第１のコンデンサ（Ｃ1
   ）と、 その一端が前記第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2
   ）の相互接続中点に接続された第２のコンデンサ（Ｃ2
   ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）の他端と前記第１のリア
   クトル（Ｌ1 ）の前記第１の補助スイッチ（Ｓ1 ）側の
   端子との間に接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 前記第２のリアクトル（Ｌ2 ）の前記第２の補助スイッ
   チ（Ｓ2 ）側の端子と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）の
   他端との間に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記第２のリアクトル
   （Ｌ2 ）と前記第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）とが直列に
   接続されている回路に対して並列に接続された第５のダ
   イオード（Ｄ5 ）と、 前記第１の補助スイッチ（Ｓ1 ）と前記第１のリアクト
   ル（Ｌ1 ）と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）とが直列に
   接続されている回路に対して並列に接続された第６のダ
   イオード（Ｄ6 ）と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）をオ
   ン制御するための第１及び第２の主制御パルス及び前記
   第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）をオン制御
   するための第１及び第２の補助制御パルスを発生する制
   御回路（６）とから成ることを特徴とするインバータ装
   置。
2. 【請求項２】 更に、前記第１及び第２の主スイッチ
   （ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に並列に第３及び第４のコンデンサ
   （Ｃa 、Ｃb ）が接続されていることを特徴とする請求
   項１に従うインバータ装置。
3. 【請求項３】 直流電源の一端と他端との間に１個又は
   複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
   よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
   向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
   ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
   て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
   １及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の直列回路
   から成り、前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、Ｔ
   Ｒ2 ）の相互接続中点が負荷に接続されている主変換回
   路と、 前記第１及び第２のスイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に逆並
   列接続された第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）
   と、 前記電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及
   び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の直列回路と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
   互接続中点と前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、
   Ｓ2 ）の相互接続中点との間に接続されたリアクトル
   （Ｌa ）と、 その一端が前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、Ｔ
   Ｒ2 ）の相互接続中点に接続された第１のコンデンサ
   （Ｃ1 ）と、 その一端が前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、Ｔ
   Ｒ2 ）の相互接続中点に接続された第２のコンデンサ
   （Ｃ2 ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）の他端と前記第１及び第
   ２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互接続中点との間
   に接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 前記第１及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）の相互
   接続中点と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）の他端との間
   に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記リアクトル（Ｌa
   ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓ1 ）とが直列に接続
   されている回路に対して並列に接続された第５のダイオ
   ード（Ｄ5 ）と、 前記第２の補助スイッチ（Ｓ2 ）と前記リアクトル（Ｌ
   a ）と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）とが直列に接続さ
   れている回路に対して並列に接続された第６のダイオー
   ド（Ｄ6 ）と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）をオ
   ン制御するための第１及び第２の主制御パルスを及び第
   １及び第２の補助スイッチ（Ｓ1 、Ｓ2)をオン制御する
   ための第１及び第２の補助制御パルスを発生する制御回
   路（６）とから成ることを特徴とするインバータ装置。
4. 【請求項４】 更に、前記第１及び第２の主スイッチ
   （ＴＲ1 、ＴＲ2 ）に並列に第３及び第４のコンデンサ
   （Ｃa 、Ｃb ）が接続されていることを特徴とする請求
   項３記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 前記制御回路（６）は、前記第１及び第
   ２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）をオン制御するため
   の第１及び第２の主制御パルスを相互間に所定時間間隙
   （Ｔa ）を有して交互に発生し、前記所定時間間隙（Ｔ
   a ）が前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記第２のリア
   クトル（Ｌ2 ）に基づく正弦波共振電流波形及び前記第
   ２のコンデンサ（Ｃ2 ）と前記第１のリアクトル（Ｌ1
   ）に基づく正弦波状共振電流波形の０度から９０度以
   上までに相当する時間幅を有するように前記第１及び第
   ２の主制御パルスを形成し、前記第１及び第２の補助ス
   イッチ（Ｓ1 、Ｓ2 ）を交互にオン制御するための第１
   及び第２の補助制御パルスを発生し、少なくとも前記第
   １の主制御パルスの前縁時点を含むように前記第１の補
   助制御パルスを形成し、少なくとも前記第２の主制御パ
   ルスの前縁時点を含むように前記第２の補助制御パルス
   を形成するものである請求項１又は２又は３又は４記載
   のインバータ装置。
6. 【請求項６】 直流電源の一端と他端との間に１個又は
   複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
   よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
   向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
   ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
   て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、 前記直流電源（１）の一端と負荷接続端子（２ａ）との
   間に接続された第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）と第１のリ
   アクトル（Ｌ1 ）との直列回路であって、前記第１のリ
   アクトル（Ｌ1 ）が前記第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）よ
   りも前記負荷接続端子（２ａ）側に配置された第１の主
   回路と、 前記負荷接続端子（２ａ）と前記直流電源（１）の他端
   との間に接続された第２のリアクトル（Ｌ2 ）と第２の
   主スイッチ（ＴＲ2 ）との直列回路であって、前記第２
   のリアクトル（Ｌ2 ）が前記第２の主スイッチ（ＴＲ2
   ）よりも前記負荷接続端子（２ａ）側に配置された第
   ２の主回路と、 前記第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）に対して逆の方向性を
   有して前記第１の主回路に並列に接続された第１のダイ
   オード（Ｄ1 ）と、 前記第２の主スイッチ（ＴＲ2 ）に対して逆の方向性を
   有して前記第２の主回路に並列に接続された第２のダイ
   オード（Ｄ2 ）と、 その一端が前記第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2
   ）の相互接続中点に接続された第１のコンデンサ（Ｃ1
   ）と、 その一端が前記第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2
   ）の相互接続中点に接続された第２のコンデンサ（Ｃ2
   ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）の他端と前記第１のリア
   クトル（Ｌ1 ）の前記第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）側の
   端子との間に接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 前記第２のリアクトル（Ｌ2 ）の前記第２の主スイッチ
   （ＴＲ2 ）側の端子と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）の
   他端との間に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記第２のリアクトル
   （Ｌ2 ）と前記第２の主スイッチ（ＴＲ2 ）とが直列に
   接続されている回路に対して並列に接続された第５のダ
   イオード（Ｄ5 ）と、 前記第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）と前記第１のリアクト
   ル（Ｌ1 ）と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）とが直列に
   接続されている回路に対して並列に接続された第６のダ
   イオード（Ｄ6 ）と、 前記第１の主回路に対して並列に接続された第３のコン
   デンサ（Ｃa ）と、 前記第２の主回路に対して並列に接続された第４のコン
   デンサ（Ｃb ）とから成り、且つ前記第１及び第２の主
   スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）をオン制御するための第１
   及び第２の主制御パルスを相互間に所定時間間隙（Ｔa
   ）を有して交互に発生し、前記所定時間間隙（Ｔa ）
   が前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記第１のリアクト
   ル（Ｌ1 ）に基づく正弦波状共振電流波形及び前記第２
   のコンデンサ（Ｃ2 ）と前記第２のリアクトル（Ｌ2 ）
   に基づく正弦波状共振電流波形の０度から９０度以上ま
   でに相当する時間幅に設定されている制御回路が設けら
   れていることを特徴とするインバータ装置。
7. 【請求項７】 直流電源の一端と他端との間に１個又は
   複数個のスイッチ回路が接続され、前記スイッチ回路に
   よって負荷に第１の方向の電流とこれと反対の第２の方
   向の電流を流すように構成されたブリッジ型又はハーフ
   ブリッジ型又は多相ブリッジ型インバータ装置におい
   て、少なくとも１個の前記スイッチ回路が、 前記電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及
   び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の直列回路と、 前記電源（１）の電圧の方向に対して逆方向性を有して
   前記電源（１）の一端と他端との間に接続された第１及
   び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）の直列回路であっ
   て、前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）の相
   互接続中点が負荷接続端子（２ａ）に接続されているダ
   イオード直列回路と、 その一端が前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2
   ）の相互接続中点に接続された第１のコンデンサ（Ｃ1
   ）と、 その一端が前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2
   ）の相互接続中点に接続された第２のコンデンサ（Ｃ2
   ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）の他端と前記第１及び第
   ２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相互接続中点との
   間に接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
   互接続中点と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）の他端との
   間に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）と、 前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）に並列に
   接続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃa 、Ｃb ）
   と、 前記第１及び第２の主スイッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）の相
   互接続中点と前記第１及び第２のダイオード（Ｄ1 、Ｄ
   2 ）の相互接続中点との間に接続されたリアクトル（Ｌ
   a ）と、 前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記リアクトル（Ｌa
   ）と前記第１の主スイッチ（ＴＲ1 ）とが直列に接続
   されている回路に対して並列に接続された第５のダイオ
   ード（Ｄ5 ）と、 前記第２の主スイッチ（ＴＲ2 ）と前記リアクトル（Ｌ
   a ）と前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）とが直列に接続さ
   れている回路に対して並列に接続された第６のダイオー
   ド（Ｄ6 ）と、から成り、且つ前記第１及び第２の主ス
   イッチ（ＴＲ1 、ＴＲ2 ）をオン制御するための第１及
   び第２の主制御パルスを相互間に所定時間間隙（Ｔa ）
   を有して交互に発生し、前記所定時間間隙（Ｔa ）が前
   記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）と前記リアクトル（Ｌa ）
   に基づく正弦波状共振電流波形及び前記第２のコンデン
   サ（Ｃ2 ）と前記リアクトル（Ｌa ）に基づく正弦波状
   共振電流波形の０度から９０度以上までに相当する時間
   幅に設定されている制御回路が設けられていることを特
   徴とするインバータ装置。
8. 【請求項８】 更に、前記第５のダイオード（Ｄ5 ）及
   び／又は前記第６のダイオード（Ｄ6 ）に並列にコンデ
   ンサ充電手段（Ｒ1 、Ｒ2 ）が設けられていることを特
   徴とする請求項１又は２又は３又は４又は５又は６又は
   ７記載のインバータ装置。