JP3140871B2 - Ｉ／ｑ変調器および復調器 - Google Patents
Ｉ／ｑ変調器および復調器Info
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- JP3140871B2 JP3140871B2 JP04331415A JP33141592A JP3140871B2 JP 3140871 B2 JP3140871 B2 JP 3140871B2 JP 04331415 A JP04331415 A JP 04331415A JP 33141592 A JP33141592 A JP 33141592A JP 3140871 B2 JP3140871 B2 JP 3140871B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＩ／Ｑ変復調装置に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】受動
素子で実現される典型的なＩ／Ｑ変調器またはＩ／Ｑ復
調器は、２個のＲＦ変圧器と４個のダイオードとを各々
包含する２組のダブルバランスミキサーを使って実現さ
れている。この様な一般的に使われている復調器の例が
図６に示されている。ここで入力信号、すなわち中間周
波数信号ＩＦ ＩＮは移相シフト回路101 において２個
の枝路に分けられ、その２枝路間に90゜直角位相が作ら
れる。この様にして作られた信号102 および103 の両方
（本明細書では混合信号と称する）がダブルバランスミ
キサー125 、125 ′に加えられる。一方の枝路のミキサ
ー125 は、平衡変圧器(balanced transformer) 126およ
び128 と、４個のダイオードからなるブリッジ127 とか
らなっている。変圧器(transformer)126の後で、混合信
号112 がダイオード・ブリッジ127 の端子ａ、ｂに接続
される。ミキサー125 の他方の端子ｃ、ｄには、パワー
分割器111 を通して信号124 のかたちで局部発振器の信
号ＬＯ ＩＮが加えられる。この混合の結果としてミキ
サー125からＩ信号113 が生じ、この信号はローパス・
フィルターに通されて出力信号Ｉとなる。他方のミキサ
ー回路125 ′の動作も同様であり、それぞれの参照数字
にはアポストロフィー記号（′）が付してある。混合信
号103 はダイオード・ブリッジ125 ′の端子ｆ、ｂに接
続されている。Ｉ信号に対して90゜直角位相のＱ信号が
他方のミキサー125 ′からえられ、これによりＩ＝同
相、Ｑ＝直角位相（90゜直角位相）という信号がえられ
る。
素子で実現される典型的なＩ／Ｑ変調器またはＩ／Ｑ復
調器は、２個のＲＦ変圧器と４個のダイオードとを各々
包含する２組のダブルバランスミキサーを使って実現さ
れている。この様な一般的に使われている復調器の例が
図６に示されている。ここで入力信号、すなわち中間周
波数信号ＩＦ ＩＮは移相シフト回路101 において２個
の枝路に分けられ、その２枝路間に90゜直角位相が作ら
れる。この様にして作られた信号102 および103 の両方
（本明細書では混合信号と称する）がダブルバランスミ
キサー125 、125 ′に加えられる。一方の枝路のミキサ
ー125 は、平衡変圧器(balanced transformer) 126およ
び128 と、４個のダイオードからなるブリッジ127 とか
らなっている。変圧器(transformer)126の後で、混合信
号112 がダイオード・ブリッジ127 の端子ａ、ｂに接続
される。ミキサー125 の他方の端子ｃ、ｄには、パワー
分割器111 を通して信号124 のかたちで局部発振器の信
号ＬＯ ＩＮが加えられる。この混合の結果としてミキ
サー125からＩ信号113 が生じ、この信号はローパス・
フィルターに通されて出力信号Ｉとなる。他方のミキサ
ー回路125 ′の動作も同様であり、それぞれの参照数字
にはアポストロフィー記号（′）が付してある。混合信
号103 はダイオード・ブリッジ125 ′の端子ｆ、ｂに接
続されている。Ｉ信号に対して90゜直角位相のＱ信号が
他方のミキサー125 ′からえられ、これによりＩ＝同
相、Ｑ＝直角位相（90゜直角位相）という信号がえられ
る。
【０００３】従来技術から公知の復調器は、回路の対称
性の故に、同じ結果をうるために幾通りのもの方法で実
施されうる。この事実は、たとえ各々の文脈で別々に言
及しなくても、本発明の説明を考察する際に、留意して
おくべきことである。したがって、たとえば90゜直角位
相を局部発振器124 および124 ′間に作ることができ、
このばあいは、パワー分割器として作用する回路101 に
おいて混合信号102 および103 間に位相差は生じない。
性の故に、同じ結果をうるために幾通りのもの方法で実
施されうる。この事実は、たとえ各々の文脈で別々に言
及しなくても、本発明の説明を考察する際に、留意して
おくべきことである。したがって、たとえば90゜直角位
相を局部発振器124 および124 ′間に作ることができ、
このばあいは、パワー分割器として作用する回路101 に
おいて混合信号102 および103 間に位相差は生じない。
【０００４】前記した対称性にしたがって、復調回路の
動作は変調回路の動作に類似的に変えることができ、こ
の変調回路でも、当該技術分野でよく知られているよう
に、種々の機能を実現する多様な可能性が、前述した対
称性の故に存在する。
動作は変調回路の動作に類似的に変えることができ、こ
の変調回路でも、当該技術分野でよく知られているよう
に、種々の機能を実現する多様な可能性が、前述した対
称性の故に存在する。
【０００５】
【課題を解決するための手段および作用】本発明の第１
の局面により変調回路が提供される。この回路は、同相
（Ｉ）信号と直角位相（Ｑ）信号と局部発振器信号と混
合して第１および第２の混合信号を生じさせるブリッジ
手段と、該ブリッジ手段に接続され前記第１混合信号に
実質的に90゜の位相シフトを生じさせる手段と、位相シ
フト後の第１混合信号を第２混合信号と結合させて出力
信号を生じさせる手段とからなり、前記同相（Ｉ）信号
と直角位相（Ｑ）信号とは同じブリッジ手段の異なる端
子に接続され、前記局部発振器信号は前記ブリッジ手段
の他の端子に接続されてなることを特徴としている。
の局面により変調回路が提供される。この回路は、同相
（Ｉ）信号と直角位相（Ｑ）信号と局部発振器信号と混
合して第１および第２の混合信号を生じさせるブリッジ
手段と、該ブリッジ手段に接続され前記第１混合信号に
実質的に90゜の位相シフトを生じさせる手段と、位相シ
フト後の第１混合信号を第２混合信号と結合させて出力
信号を生じさせる手段とからなり、前記同相（Ｉ）信号
と直角位相（Ｑ）信号とは同じブリッジ手段の異なる端
子に接続され、前記局部発振器信号は前記ブリッジ手段
の他の端子に接続されてなることを特徴としている。
【０００６】本発明の第２の局面により復調回路が提供
される。この回路は、入力信号を相互に実質的に90゜の
位相差を有する第１および第２の信号に分割する分割手
段と、前記第１混合信号および第２信号を局部発振器信
号と混合して同相（Ｉ）信号および直角位相（Ｑ）信号
を生じさせるブリッジ手段とからなり、前記第１混合信
号と第２混合信号とは同じブリッジ手段の異なる端子に
接続され、前記局部発振器信号は前記ブリッジ手段の他
の端子に接続されてなることを特徴としている。
される。この回路は、入力信号を相互に実質的に90゜の
位相差を有する第１および第２の信号に分割する分割手
段と、前記第１混合信号および第２信号を局部発振器信
号と混合して同相（Ｉ）信号および直角位相（Ｑ）信号
を生じさせるブリッジ手段とからなり、前記第１混合信
号と第２混合信号とは同じブリッジ手段の異なる端子に
接続され、前記局部発振器信号は前記ブリッジ手段の他
の端子に接続されてなることを特徴としている。
【０００７】本発明のＩ／Ｑ変復調器の利点は、最初に
述べた種類の変復調器の簡易化にある。
述べた種類の変復調器の簡易化にある。
【０００８】本発明のＩ／Ｑ変復調器は、ミキサーのた
めの変圧器として作用する回路基板上で生成されるスト
リップライン変圧器を用いても実現されうる。この種の
デザインは、別々の変圧器を用いるよりは安価であるけ
れども、より大くの表面積を必要とし、このことが重大
な欠点となることもある。
めの変圧器として作用する回路基板上で生成されるスト
リップライン変圧器を用いても実現されうる。この種の
デザインは、別々の変圧器を用いるよりは安価であるけ
れども、より大くの表面積を必要とし、このことが重大
な欠点となることもある。
【０００９】本発明の変復調器の回路においては、変圧
器に代えて能動的回路を用いることが好ましく、前記回
路は局部発振器信号に180 ゜の位相シフトを生じさせ
る。さらに、本発明の変復調器の回路では、ダイオード
・ブリッジのダイオードを電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）と置換することができ、これにより該変復調器の全
体を集積回路のかたちで実現することができる。
器に代えて能動的回路を用いることが好ましく、前記回
路は局部発振器信号に180 ゜の位相シフトを生じさせ
る。さらに、本発明の変復調器の回路では、ダイオード
・ブリッジのダイオードを電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）と置換することができ、これにより該変復調器の全
体を集積回路のかたちで実現することができる。
【００１０】本発明の変復調器の回路は、とくにＧＳＭ
およびその他の移動電話に用いることのできるものであ
って、その様な移動電話において、この新しい回路は、
現状のものに比べて安価で、軽量で、省スペースで、電
力の消費量が少なく、動作の信頼性が高い。
およびその他の移動電話に用いることのできるものであ
って、その様な移動電話において、この新しい回路は、
現状のものに比べて安価で、軽量で、省スペースで、電
力の消費量が少なく、動作の信頼性が高い。
【００１１】
【実施例】つぎに、添付図面を参照しつつ本発明の実施
例を説明する。
例を説明する。
【００１２】図１はＩ／Ｑ復調器の概略回路図である。
ミキサー25において、整相ブロック（phasing block ）
１に加えて、１個の無線周波数（ＲＦ）変圧器８と４個
のダイオード４、５、６および７だけが用いられてい
る。これは、２個のミキサーの共通部品を組み合わせる
ことにより達成される。入力信号ＩＦ ＩＮは分割回路
１において２個の枝路２および３に分割される。混合信
号２は、ブリッジ手段であるダイオード・ブリッジ27の
端子ａとアースとのあいだに接続されている。混合信号
３はダイオード・ブリッジ27の端子ｂとアースとのあい
だに接続されている。局部発振器信号ＬＯ ＩＮは、変
圧器８を通して導かれて信号24のかたちでダイオード・
ブリッジ27の対向する端子ｃ、ｄに接続されている。こ
の混合の結果として、Ｉ信号13およびＱ信号14がえら
れ、これらは、それぞれローパス・フィルター９および
10を通されて出力信号ＩおよびＱとなる。この変圧器は
平衡変圧器であり、好ましくはストリップライン変圧器
である。バランス・コントロール(balance control) を
前記変圧器に結合させれば、一層好都合である。
ミキサー25において、整相ブロック（phasing block ）
１に加えて、１個の無線周波数（ＲＦ）変圧器８と４個
のダイオード４、５、６および７だけが用いられてい
る。これは、２個のミキサーの共通部品を組み合わせる
ことにより達成される。入力信号ＩＦ ＩＮは分割回路
１において２個の枝路２および３に分割される。混合信
号２は、ブリッジ手段であるダイオード・ブリッジ27の
端子ａとアースとのあいだに接続されている。混合信号
３はダイオード・ブリッジ27の端子ｂとアースとのあい
だに接続されている。局部発振器信号ＬＯ ＩＮは、変
圧器８を通して導かれて信号24のかたちでダイオード・
ブリッジ27の対向する端子ｃ、ｄに接続されている。こ
の混合の結果として、Ｉ信号13およびＱ信号14がえら
れ、これらは、それぞれローパス・フィルター９および
10を通されて出力信号ＩおよびＱとなる。この変圧器は
平衡変圧器であり、好ましくはストリップライン変圧器
である。バランス・コントロール(balance control) を
前記変圧器に結合させれば、一層好都合である。
【００１３】局部発振器信号ＬＯ ＩＮの正の半サイク
ルではダイオード４および５だけが導通状態であるの
で、２個のミキサーを前記のように組み合わせることが
できる。一方、Ｉ枝路およびＱ枝路のあいだのダイオー
ド４および７、ならびに５および６は同時には決して導
通しないので、異なる枝路の信号が互いに混合されたり
足しあわされたり(sum）することはない。信号24の正の
半サイクルでは、混合信号２は端子ａからダイオード４
および５を通って端子ｃおよびｄに行き、そこから変圧
器８の二次側を通って信号アース(signal earth)に行く
ので、ダイオード６および７は不導通状態であり、その
結果として、混合信号２とえられた信号13とは、信号的
意味においてＱ枝路の信号３および14から分離されてい
る。
ルではダイオード４および５だけが導通状態であるの
で、２個のミキサーを前記のように組み合わせることが
できる。一方、Ｉ枝路およびＱ枝路のあいだのダイオー
ド４および７、ならびに５および６は同時には決して導
通しないので、異なる枝路の信号が互いに混合されたり
足しあわされたり(sum）することはない。信号24の正の
半サイクルでは、混合信号２は端子ａからダイオード４
および５を通って端子ｃおよびｄに行き、そこから変圧
器８の二次側を通って信号アース(signal earth)に行く
ので、ダイオード６および７は不導通状態であり、その
結果として、混合信号２とえられた信号13とは、信号的
意味においてＱ枝路の信号３および14から分離されてい
る。
【００１４】混合された信号13は、混合信号２が接続さ
れている同じ端子ａからえられる。信号24の負の半サイ
クルでは、混合信号３は同様にして端子ｂからダイオー
ド６および７を通って端子ｃおよびｄに行き、そこから
変圧器８の二次側を通って信号アースに行くので、ダイ
オード４および５は不導通状態であり、その結果とし
て、混合信号３と、えられた信号14とは、信号的意味に
おいて、Ｉ枝路の信号２および13から分離されている。
Ｑ枝路の混合された信号14はダイオード６および７のあ
いだの端子ｂからえられる。
れている同じ端子ａからえられる。信号24の負の半サイ
クルでは、混合信号３は同様にして端子ｂからダイオー
ド６および７を通って端子ｃおよびｄに行き、そこから
変圧器８の二次側を通って信号アースに行くので、ダイ
オード４および５は不導通状態であり、その結果とし
て、混合信号３と、えられた信号14とは、信号的意味に
おいて、Ｉ枝路の信号２および13から分離されている。
Ｑ枝路の混合された信号14はダイオード６および７のあ
いだの端子ｂからえられる。
【００１５】図１に概略図示されているＩ／Ｑ復調器の
詳細な回路図が図２に示されている。
詳細な回路図が図２に示されている。
【００１６】整相ブロック１の機能は、Ｉ枝路に関して
は抵抗器Ｒ185 とコンデンサＣ186とにより、Ｑ枝路に
関しては抵抗器Ｒ187 とＣ188 とにより実現されてい
る。ローパス・フィルター９および10は、Ｉ枝路に関し
ては抵抗器Ｒ189 とコンデンサＣ189 とを使って実現さ
れ、Ｑ枝路に関しては抵抗器Ｒ190 とコンデンサＣ190
とにより実現されている。図２ではダイオード・ブリッ
ジ27は２対のダイオード（回路Ｕ185 およびＵ186 ）に
よって実現されている。素子Ｔ185 は変圧器８に対応し
ている。出力ＲＸ−ＩとＲＸ−Ｑとは、図１に示されて
いる出力ＩおよびＱに対応している。抵抗器Ｒ186 およ
びＲ188 ならびにコンデンサＣ188 は、回路直流分離お
よびインピーダンス整合に関連するものである。
は抵抗器Ｒ185 とコンデンサＣ186とにより、Ｑ枝路に
関しては抵抗器Ｒ187 とＣ188 とにより実現されてい
る。ローパス・フィルター９および10は、Ｉ枝路に関し
ては抵抗器Ｒ189 とコンデンサＣ189 とを使って実現さ
れ、Ｑ枝路に関しては抵抗器Ｒ190 とコンデンサＣ190
とにより実現されている。図２ではダイオード・ブリッ
ジ27は２対のダイオード（回路Ｕ185 およびＵ186 ）に
よって実現されている。素子Ｔ185 は変圧器８に対応し
ている。出力ＲＸ−ＩとＲＸ−Ｑとは、図１に示されて
いる出力ＩおよびＱに対応している。抵抗器Ｒ186 およ
びＲ188 ならびにコンデンサＣ188 は、回路直流分離お
よびインピーダンス整合に関連するものである。
【００１７】図３は、本発明のＩ／Ｑ変調器の回路図を
示してる。入力信号は、ダイオード４−７により形成さ
れるダイオード・ブリッジ27へ導かれる信号ＩおよびＱ
である。発信器信号ＬＯ ＩＮは、変圧器８を通してダ
イオード・ブリッジへ導かれる。混合信号２および３は
整相回路１へ導かれ、その出力から組合わせ出力信号Ｒ
Ｆ ＯＵＴがえられる。変調器の動作は、論理的対称性
を考慮することにより、復調器に関する上の説明から理
解できる。さらに、本発明の変復調の回路では、ダイオ
ード・ブリッジ27のダイオードを電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）と置換することができ、これにより該変復調
回路の全体を集積回路のかたちで実現することができ
る。
示してる。入力信号は、ダイオード４−７により形成さ
れるダイオード・ブリッジ27へ導かれる信号ＩおよびＱ
である。発信器信号ＬＯ ＩＮは、変圧器８を通してダ
イオード・ブリッジへ導かれる。混合信号２および３は
整相回路１へ導かれ、その出力から組合わせ出力信号Ｒ
Ｆ ＯＵＴがえられる。変調器の動作は、論理的対称性
を考慮することにより、復調器に関する上の説明から理
解できる。さらに、本発明の変復調の回路では、ダイオ
ード・ブリッジ27のダイオードを電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）と置換することができ、これにより該変復調
回路の全体を集積回路のかたちで実現することができ
る。
【００１８】本発明の変復調器（図１〜３）と従来技術
の復調器（図６）とを比べると、本発明ではパワー分割
器や整相回路で局部発振器の信号を２枝路に分割する必
要がないので、より低いレベルの局部発振器信号を使い
うることが分かる。これにより、発振回路のデザインを
幾分簡単にすることができると共に、その電力消費を少
なくすることができる。
の復調器（図６）とを比べると、本発明ではパワー分割
器や整相回路で局部発振器の信号を２枝路に分割する必
要がないので、より低いレベルの局部発振器信号を使い
うることが分かる。これにより、発振回路のデザインを
幾分簡単にすることができると共に、その電力消費を少
なくすることができる。
【００１９】本発明の実施例では、変調器の搬送波リー
クを最小限にするためにバランス・コントロール（図示
せず）を変圧器８に加えることができる。
クを最小限にするためにバランス・コントロール（図示
せず）を変圧器８に加えることができる。
【００２０】現状の技術では４個の変圧器が必要である
のと比べて、今や唯一の変圧器を必要とするに過ぎない
ので、たとえ利用可能なスペースが限られていても、変
圧器の代わりに、ストリップ・ライン変圧器を使うこと
ができる。
のと比べて、今や唯一の変圧器を必要とするに過ぎない
ので、たとえ利用可能なスペースが限られていても、変
圧器の代わりに、ストリップ・ライン変圧器を使うこと
ができる。
【００２１】本発明のＩ／Ｑ変調器およびＩ／Ｑ復調器
は、信号を180 ゜移相させる他の回路または素子が図１
および３に示されている変圧器８の代わりとなるように
さらに発展させることができる。たとえば、高周波数で
は半波長トランスファー・ライン（図示せず）を用いる
ことができる。より低い周波数では、半導体で実現され
た能動的整相回路を使うことができる。図４は、トラン
ジスタで実現された整相回路８のかたちの、そのような
実施例を示す。この例では、出力信号０゜は図１に関し
て説明したように正の半サイクルの制御信号に対応す
る。同じく出力信号180 ゜は図１に関して説明したよう
に負の半サイクルの制御信号と同等である。
は、信号を180 ゜移相させる他の回路または素子が図１
および３に示されている変圧器８の代わりとなるように
さらに発展させることができる。たとえば、高周波数で
は半波長トランスファー・ライン（図示せず）を用いる
ことができる。より低い周波数では、半導体で実現され
た能動的整相回路を使うことができる。図４は、トラン
ジスタで実現された整相回路８のかたちの、そのような
実施例を示す。この例では、出力信号０゜は図１に関し
て説明したように正の半サイクルの制御信号に対応す
る。同じく出力信号180 ゜は図１に関して説明したよう
に負の半サイクルの制御信号と同等である。
【００２２】能動的180 ゜移相素子を分割回路８″（図
５）で実現することもでき、その出力からの所要の出力
信号（０゜および180 ゜）をうることができる。
５）で実現することもでき、その出力からの所要の出力
信号（０゜および180 ゜）をうることができる。
【００２３】変圧器８の代わりに１個以上の能動的素子
が使われている実施例では、変調器または復調器の全体
を、たとえば単一のＩＣ回路など、集積回路技術を使っ
て実現することができる。より低い周波数では、ＣＭＯ
Ｓ技術が適当である。より高い周波数では、たとえばＧ
ａＡＳ技術やバイポーラ技術が集積化のために適当であ
る。
が使われている実施例では、変調器または復調器の全体
を、たとえば単一のＩＣ回路など、集積回路技術を使っ
て実現することができる。より低い周波数では、ＣＭＯ
Ｓ技術が適当である。より高い周波数では、たとえばＧ
ａＡＳ技術やバイポーラ技術が集積化のために適当であ
る。
【００２４】以上の説明から、本発明の範囲から逸脱せ
ずに変更を行ないうることは当業者には明白であろう。
ずに変更を行ないうることは当業者には明白であろう。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したとおり、本発明のＩ／Ｑ変
復調器によれば、低コスト化、軽量化、省スペース化お
よび省エネルギー化を図るとともに動作の信頼性を高め
ることができる。
復調器によれば、低コスト化、軽量化、省スペース化お
よび省エネルギー化を図るとともに動作の信頼性を高め
ることができる。
【図１】本発明のＩ／Ｑ復調器の概略回路図である。
【図２】図１に示されている復調器の、より詳細な回路
図である。
図である。
【図３】本発明のＩ／Ｑ変調器の概略回路図である。
【図４】変圧器の代わりとして能動回路を使用した本発
明の第２実施例による回路図である。
明の第２実施例による回路図である。
【図５】変圧器の代わりに用いられた分割回路の第２の
例を示す図である。
例を示す図である。
【図６】従来の復調器の回路図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−49303（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−209207（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−60320（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4367560（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/20 H03D 7/14 H04L 27/22
Claims (10)
- 【請求項１】 同相（Ｉ）信号と直角位相（Ｑ）信号と
をそれぞれ局部発振器信号と混合して第１および第２混
合信号を生じさせるブリッジ手段と、前記第１混合信号
に実質的に90゜の位相シフトを生じさせる手段と、位相
シフト後の前記第１混合信号を前記第２混合信号と組み
合わせて出力信号を生じさせる手段とからなる変調回路
であって、 前記同相（Ｉ）信号と前記直角位相（Ｑ）信号とは前記
ブリッジ手段の対向する端子（ａ，ｂ）に加えられ、前
記局部発振器信号は前記ブリッジ手段の他の対向する端
子（ｃ，ｄ）に加えられることを特徴とする変調回路。 - 【請求項２】 入力信号を、実質的に90゜の位相差を有
する第１混合信号と第２混合信号とに分割する分割手段
と、前記第１混合信号と第２混合信号とを局部発振器信
号と混合して同相（Ｉ）信号と直角位相（Ｑ）信号のか
たちの出力信号を生じさせるブリッジ手段とからなる復
調回路であって、 前記第１混合信号と第２混合信号とは前記ブリッジ手段
の対向する端子（ａ，ｂ）に加えられ、前記局部発振器
信号は前記ブリッジ手段の他の対向する端子（ｃ，ｄ）
に加えられることを特徴とする復調回路。 - 【請求項３】 前記ブリッジ手段が４個のダイオードか
らなる請求項１または２記載の回路。 - 【請求項４】 前記ブリッジ手段が４個の電界効果トラ
ンジスタからなる請求項１または２記載の回路。 - 【請求項５】 前記第１混合信号と同相（Ｉ）信号とが
端子（ａ）を介して前記ブリッジ手段に加えられ、前記
第２混合信号と直角位相（Ｑ）信号とが端子（ｂ）を介
して前記ブリッジ手段に加えられる請求項１、２、３ま
たは４記載の回路。 - 【請求項６】 前記局部発振信号は、当該信号に180 ゜
位相シフトを与える能動的回路を通して前記ブリッジ手
段に加えられる請求項１、２、３、４または５記載の回
路。 - 【請求項７】 前記回路が１個または２個以上の集積回
路のかたちで実現されてなる請求項１、２、３、４、５
または６記載の回路。 - 【請求項８】 前記局部発振器信号が半波長のトランス
ファー・ラインを通して前記ブリッジ手段に接続されて
なる請求項１、２、３、４または５記載の回路。 - 【請求項９】 前記局部発振器信号は平衡変圧器を通し
て前記ブリッジ手段に接続されてなる請求項１、２、
３、４または５記載の回路。 - 【請求項１０】 前記変圧器がストリップライン変圧器
である請求項９記載の回路。
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