JP3122110B2 - ハイブリッドモードｒｆ位相シフタ - Google Patents

ハイブリッドモードｒｆ位相シフタ

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JP3122110B2
JP3122110B2 JP02049147A JP4914790A JP3122110B2 JP 3122110 B2 JP3122110 B2 JP 3122110B2 JP 02049147 A JP02049147 A JP 02049147A JP 4914790 A JP4914790 A JP 4914790A JP 3122110 B2 JP3122110 B2 JP 3122110B2
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イーエムエス・テクノロジーズ・インコーポレーテッド
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/19—Phase-shifters using a ferromagnetic device
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling

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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は制御可能なRF位相シフタに関する。特に非
常に高性能であり、配列された放射器素子間の有効な空
間がきわめて限定されており基本的に“平坦な”マイク
ロストリップ回路が最も効率的に用いられるより高いRF
周波数における位相RF放射器アレイで特に有効な、非常
に小型の位相シフタに関する。本発明は小型のフエー
ザ、スイッチ、偏波ネットワーク及び電磁波産業の同様
の装置を実現するために特に有用である。
（関連出願） この出願は、以下の係属中の本出願人に譲渡された米
国特許出願（これら出願の内容はここで参考文献として
用いられている）に関連する。
ウオリス等 “制御フラックスフェライト位相シフタ
のための簡単な駆動器” （代理人番号:68−15） ロバート、 “RF受信機をRF放射器に結合するための
往復ハイブリッドモードRF回路” （代理人番号:68−28） リッグ、 “分配プラナーアレイビーム操作制御” （代理人番号:68−16） ［従来技術］ 理想的で制御可能なRF位相シフタは、最小の大きさ
で、挿入損失、重量、コスト及び複雑性が最小であり、
周囲の悪い環境要因のすべて（物理的な及び電気的な要
因を含む）から実質的に影響を受けないようになってお
り、要求されれば速やかにまた正確に任意の望ましい位
相シフトを生成する能力を保持していなければならな
い。当該分野の当業者による何年もの努力にも関わら
ず、真に理想的な位相シフタはいまだに実現されていな
い。
位相シフタの構成を比較するのに共通して用いられる
フィキュア・オブ・メリットの１つは、挿入損失１デシ
ベル当り生成される差動位相シフト（φ/dB）である。
ミンダーライン及びスロットラインの“平坦な”構成の
従来のフエライト位相シフタ（例えばマイクロストリッ
プ回路の一部分として）には、Ｘ帯域周波数領域の動作
のための約125のフィキュア・オブ・メリットがあっ
た。ダイオード位相シフタは時にはプラナー基板位相シ
フタの形態（例えば入力／出力付加マイクロストリップ
伝送ラインを切り替えあるいは伝送ラインのリアクタン
スを変えるために）で用いられる。しかしこのようなダ
イオード位相シフタのフィキュア・オブ・メリットはＸ
帯域で約180に過ぎなかった。
［発明の解決すべき課題］ 導波管モードツインスラブフエライト位相シフタ（例
えば米国特許第44450098号明細書に記載された型の）
は、現在知られている内で最も正確な位相シフタの１つ
である。しかし従来技術の中でこのような導波管モード
位相シフタは大きくて費用もかかるものであった。切り
替えのない可逆性が望ましいならば、サーキュレータと
協働して用いられる導波管ユニットは２次元位相アレイ
（波長約0.6のインター放射器が関係する）には大きす
ぎる。しかし本発明の１対のハイブリッドモード装置
は、前記のロバートによる関連技術で記載されたように
必要な空間の小ささに適合する切り替えのない可逆的位
相シフタを実現するのに用いることができる。
従来は少なくとも２つの型の“プラナー”フエライト
位相シフタが用いられてきた。ミンダーライン及びスロ
ットラインの位相シフタはいずれも低コストでありまた
軽量なプラナーフエライト位相シフタである。しかしい
ずれの型のシフタも挿入損失が高くまたパワー処理能力
が低いために一般的な用途には不向きであった。すでに
述べたように、ミンダーラインあるいはスロットライン
の位相シフタのフィキュア・オブ・メリットの大きさは
わずか約125である。これらの装置のピーク時のパワー
処理能力（フィキュア・オブ・メリットが125である場
合の）は通常約10W乃至20Wである（これは本発明のハイ
ブリッドモード位相シフタより小さい大きさである）。
最も典型的な型のミンダーライン位相シフタには基板
に磁化電流を搬送するラッチングワイヤのための孔があ
る。実際の非可逆的位相シフタでは、RF磁界が円形偏波
する面がある。位相シフト誘導磁化はスピニングRF磁界
の軸上に負荷されなければならない。この磁化の大きさ
及び方向によって透過性テンソルが変わり、位相の変化
が生じる。ミンダーライン位相シフタの断面は基本的に
は結合RFH界が相互に直交するフエライト基板と同一面
にある。ミンダーライン部は４分の１波長の長さであ
り、これはミンダーの軸上でＨ磁界が直交し、１つの信
号は他の信号に関して90度遅延するということである。
従って円形偏波するＨ磁界が存在する。このために、円
形偏波の面はミンダー部の中心下方に存在する。ある信
号がミンダー軸から逸脱すると、偏波は楕円形となり端
部は線状となる。従って活性位相シフト領域はミンダー
の軸下方にのみある。このために結合構造による必要な
高いRF電流が原因でこの装置のフィキュア・オブ・メリ
ットは低い。
スロットライン位相シフタは波構成自体からその名が
由来している。スロットライン位相シフタはフエライト
基板上の導体内のスロットから成る伝送ラインである。
このような型の伝送ラインの優勢モードは方形導波管の
TE10と同様である。FR磁界はフェライト基板の円形偏波
面を保持する。この平面は縦方向Ｈ磁界に横断方向Ｈ磁
界が等しい。この位相シフタは、スロットから離れて延
在する部分で歪められているRF界により、あまり効率的
ではない。最も活性的な領域はスロットの直下である。
伝送ラインから延在する領域によってもフィキュア・オ
ブ・メリットは小さくなり、それによって有効性が低下
する。
本発明に関連すると現在考えられているいくつかの先
行特許は以下のようである： 米国特許第3539950号−フライベルク （1970） 米国特許第3585536号−ブラジンスキーら （1971） 米国特許第3599121号−バックら （1971） 米国特許第3656179号−デロアッヒ （1972） 米国特許第3986149号−ハリスら （1976） 米国特許第4349790号−ランドリー （1982） これらの参考文献の中でフライベルクの発明が“平坦
な”マイクロストリップ位相シフタに最も関連性が高い
と考えることもできる。しかしこの発明ではマイクロス
トリップ伝送ラインが元のままに残され、このラインを
適切なフエライトの磁界等で簡単に囲っている。このフ
ライベルクの装置ではフィキュア・オブ・メリットが非
常に低く（100より小さい）、それ故多くの用途にあま
り有効でない。ブラジンスキーら、バックら、ドロアッ
ヒ及びハリス等の装置はマイクロストリップあるいはス
トリップライン位相シフタに似ているが、位相シフト領
域を通して妨害されない状態にある伝送ラインが残され
ると思われる（これは“導波管”位相シフタとその位相
シフタが呼ばれるハリスらの発明にもあてはまる）。
ランドリーの発明では導波管移行と直接に同軸の伝送
を行う導波管位相シフタが開示されている。この出願で
は、非負荷的な導波管のために伝統的な同軸対導波管Ｅ
平面移行が、短絡回路導波管終端部から４分の１波長の
位置にある導波管の広い側面の１つに垂直な導波管内に
延び出た同軸中心導体のプローブに関係する。
次にランドリーが説明しているのは、このようなアプ
ローチがフエライト及び非均一性の高誘電体構造で負荷
されている位相シフタ導波管にはなぜ非実用的であり、
従って導波管位相シフタに結合する従来の同軸は通常特
別の導波管変換段階を含む（米国特許第3758866号、発
明者ランドリー等）ということである。
ランドリーはこのような従来の余分の導波管部分を含
む空間効率の欠如を述べ、誘電体体内の中心から横方向
に外れてその横表面内に延びるスロットに位置するＥ平
面導波管プローブを含む直接の同軸対導波管位相シフタ
移行を開示している。ここからわかるように、超小型の
導波管位相シフタでこのような結合を実行することは面
倒なものである。
シャロンらの発明の他に、二重トロイドの、非可逆的
な、ラッチングが可能な変形例を含む色々な種類の導波
管フエライト位相シフタの他の多くの例がある。簡単な
非排他的な例のリストとしては以下が挙げられる： 米国特許第2894216号−クロウエ （1959） 米国特許第3408597号−ハイター （1968） 米国特許第3425003号−モーア （1969） 米国特許第3471809号−パークスら （1969） 米国特許第3524152号−アグリオスら （1970） 米国特許第3849746号−メイソンら （1974） 米国特許第3952267号−デイスシェルト （1979） 米国特許第4001733号−バーチら （1977） 米国特許第4434409号−グリーン （1984） これらの文献の内のいくつかでは色々な特定の詳細も
記載されている。例えばメイソンらによる発明では誘電
体インピーダンス変換器が記載されている。デイスシェ
ルトによる発明では金属フエライト位相シフタ構成が開
示されている（バーチらも同様である）。
［課題解決のための手段］ 本発明は、シャロンらによって発明された型の二重ト
ロイドフェライト位相シフタが大幅に小型化してマイク
ロストリップ伝送ラインと直列に設け、新規の超小型
で、基本的に平坦で優れた構成及び性能の位相シフタを
構成することができることを認識したものである。
本発明は、導電性導波管の両端部間に長軸に沿って延
在して配置された導電性ワイヤを有するフェリ磁性トロ
イドおよび誘電体スラブを備えている非可逆的RF位相シ
フタにおいて、位相シフタは導波管の両端部の少なくと
も一方の端部に隣接して設けられているインピーダンス
整合された移行部を介してRF用のマイクロストリップ伝
送ラインと直列に配置され、インピーダンス整合された
移行はそのトロイド壁内に突出することなく行われ、イ
ンピーダンス整合された移行部は前記誘電体スラブの各
端部と接触しこの端部に沿ってマイクロストリップ伝送
ラインの終端部から垂直に配置されている導電性プロー
ブを有しており、位相シフタはさらに導波管の端部に導
電的に接続された導電性端部キャップを備え、この端部
キャップは導波管の端部において導電性プローブを包囲
し、導波管とマイクロストリップ伝送ラインとの間の整
合されたインピーダンスの移行を行うために使用される
導電性プローブと端部キャップとの間の容量性ギャップ
の大きさを規定していることを特徴とする。いくつかの
実施例では導波管の部分が下方の接地平面内に設けられ
ているが、少なくとも導波管の一部分はマイクロストリ
ップ基板の頂部レベルより上に設けている。現在の望ま
しい実施例では、導波管部分はマイクロストリップ基板
の終結端部間に隣接しており、装置全体の最大の厚みが
中央の導波管部分の厚みにすぎない。
コンパクトで効率性の高い移行は、入って来るマイク
ロストリップ伝送ラインから小型導波管位相シフタへま
た誘電体負荷された導波管内へと行われる。適切な整合
インピーダンス変換を保証するために結合キャバシタが
設けられている。導波管に沿ったRF伝播の疑似モードを
抑制するために従来の工程を取ることもできる。マイク
ロストリップ伝送ラインの後方上で小型導波管位相シフ
タの他端部で同様の整合インピーダンス結合を行うこと
もできる。
マイクロストリップ伝送ライン及び導波管のＸ帯域周
波数の動作における全体の厚みは約0.1インチ程度であ
り、その幅は約0.3インチ程度、そしてその長さは約1.6
インチ程度であって、この周波数での0.6波長以下での
素子間の間隔に全く問題がない（例えば10GHzにおいて
0.6波長は約0.7インチである）。周波数が増大するにつ
れて、素子間の間隔は減少する。しかしハイブリッドモ
ード位相シフタの大きさもまた正比例して減少する。従
って電磁波周波数の広い帯域にわたって素子間の間隔に
より問題が生じることはない。
この新規な位相シフタの１つの実施例では、性能が高
く、軽量で低コストのプラナー基板フエライト位相シフ
タが提供される。この位相シフタではマイクロストリッ
プから（小型）導波管へ（そして望ましい実施例ではマ
イクロストリップFR伝送モードへ戻る）移行が行われる
ため、“ハイブリッドモード位相シフタ”と呼ばれる。
実験はＸ帯域で行ったので、ここではＸ帯域の周波数を
述べる。しかしハイブリッドモード位相シフタはマイク
ロ波周波数領域全体を通して（例えば1GHzから100GHzま
で）実行することができる。
本発明の新規のハイブリッドモード位相シフタはＸ帯
域周波数で約600の1dB当りの差動位相のフィギュア・オ
ブ・メリットがある。これはミンダーライン及びスロッ
トラインのような他の既知のプラナーフェライト位相シ
フタの場合の約125に比較される。別のプラナー基板位
相シフタ（ダイオード位相シフタ）ではＸ帯域で約180
のフィギュア・オブ・メリットしかない。
本発明の新規のハイブリッドモード装置に関連する位
相エラーは現在最も正確な位相シフタの１つである従来
のシャロンらによる型の導波管ツリンスラブ装置に比較
することができる。
新規のハイブリッドモード位相シフタは非可逆的であ
るが、送信及び受信動作間で切り替えて可逆性を得るこ
とができるか、あるいはこの装置は小型なため切り替え
のない可逆装置を（１対の非可逆装置を用いて）構成し
てもなお、部材間の空間が非常に密な、0.6波長を必要
とする位相アレイに適合させることもできる。
ハイブリッドモード位相シフタをマイクロストリップ
ウイルキンソン及び分岐ラインハイブリッドと共に用い
ると、小規模の基本的に平坦な方式で損失の少ない可変
パワー分割器（VPD）を得ることができる。ハイブリッ
ドモードVPDの大きさ及び重量が比較可能な導波管装置
と比較して著しく減少するので、このハイブリッドモー
ドVPD装置は衛星多重ビームアンテナに非常に魅力的な
ものとなる。
ハイブリッドモード位相シフタはマイクロストリップ
入力及び出力を有するプラナー基板フエライト位相シフ
タである。ある実施例では誘電体の高度に負荷されたツ
リンスラブ二重トロイド位相シフタを金属化し、マイク
ロストリップの接地面にハンダ付けしてある。トロイド
の各端部には誘電率の低い（ε＝2.3）部分があり、動
作周波数にカットオフされており導波管空洞部分と呼ぶ
こともできる。延び出たマイクロストリップ接地面の
溝、またくぼみにはトロイド及びキャビテイを収容する
こともできる。基板内には２つの孔を形成してトロイド
の各端部と整列するようにする。次にこの孔にピンを挿
入してマイクロストリップ側のストリップにハンダ付け
し、基板のトロイド側の高誘電率（ε＝80）の中央スラ
ブにエポキシ樹脂で接着する。
小型導波管位相シフタの一端部は（おおよそインピー
ダンスが整合するように）マイクロストリップ伝送ライ
ンの範囲内で直列に結合してハイブリッドモード導波管
位相シフタを形成する。使用可能な位相シフタで望まし
いものは、シャロンらによる米国特許第4445098号明細
書に記載された装置の小型化したものである。この装置
は長い平行なフエリ磁性トロイドを具備し、その間には
高誘電率材料のスラブがサンドウイッチ状に設けられて
トロイドを分離している。複合トロイド−スラブ−トロ
イド構造の露出部上には金属導波管表面が形成され、磁
束制御ワイヤがトロイドの中央部を通して軸方向に通過
している（シャロンらが上記明細書で記載している通り
である）。
１実施例では、小型導波管位相シフタはマイクロスト
リップ伝送ラインの接地面と電気的に接触するように
（すなわち狭いマイクロストリップラインとは反対側の
基板上に）設けられている。接地面（及び基板）を通し
て延びている開口部は中央誘電体スラブの近接端部に位
置している。マイクロストリップラインは１つの開口部
あるいはその付近で終端し、別の開口部あるいはその付
近で別のマイクロストリップに再び戻る。マイクロスト
リップの各終端部にはプローブが電気的に接触し、その
各々の開口部を通して延び中央導波管誘電体に接触して
いる。トロイドの端部には誘電体ワイヤガイドが挿入さ
れる。ワイヤガイドには金属端部キャップ（トロイド上
の金属導波管表面及び基板上の金属接地平面と電気的に
接触している）が設けられる。
本発明の典型的な別の望ましい実施例では、小型導波
管位相シフタの各端部にマイクロストリプ伝送ラインが
（マイクロストリップ誘電体基板が両トロイドの端部と
トロイド底部で金属導波管表面に電気的に結合している
その金属接地面と隣接してはいるが、これらの面が同一
平面上にある必要はない）設けられている。マイクロス
トリップ基板の厚みは導波管トロイドの高さより小さ
く、マイクロストリップラインは誘電体スラブの各々の
端部で終端している。マイクロストリップラインと位相
シフタ間には導電タリボンを介してチップ（あるいは他
の）キャバシタが直列に設けられている（それによって
一般的に三角形の小さなギャップ開口部が形成され
る）。このリボン及びキャバシタ及び／あるいは（小さ
な三角形の空間内であるいはその近くで設けることがで
きる）他のキャバシタ（すなわち位相シフタのリボン及
び中央誘電体スラブの間で）によってマイクロストリッ
プ伝送ライン及び導波管RFモード間に効率的なRF移行が
発生する。
本発明の別の実施例によれば、１対のハイブリッドモ
ード導波管位相シフタを用いることによってより小さく
軽量の可変パワー分割器（VPD）が提供される。入力及
び出力はマイクロストリップラインであるため、容易に
集積して形成され、一端部ではウイルキンソン分割器に
また他端部では分岐ラインマイクロストリップハイブリ
ッドに接続して使用可能な基本的に“平坦な”可変パワ
ー分割器が構成される。
［実施例］ 第１図を見ると、平行で長い方形トロイド２及び４は
それらトロイドの隣接側面の間に固着した高誘電率材料
のスラブ６と、複合トロイド／スラブ／トロイド構造の
外側面上に設けられた金属表面８とを備え、その内部に
小型導波管を形成している。誘電体基板18はフエリ磁性
材料で形成することもでき、第１図に示された側に金属
接地面20を保持し、それは金属表面８にハンダ付けされ
ている。基板18の反対側には導電体マイクロストリップ
ライン22及び24が破線で示されている。このラインはト
ロイド２及び４の両端部に延在するか、あるいは両端部
をわずかに越えて延在し、誘電体スラブ６の各端部に位
置するモード移行ピン、すなわちプローブ32に接続する
ことができる。
第１図ではトロイド２及び４の一端部のみが見える
が、他端部も同様である。金属接地面20内の開口部30は
第３図に示されるように誘電体スラブ６の端部に隣接す
る位置で基板18を通して延在する。第３図に見られるよ
うに、金属プローブ32はマイクロストリップライン22に
電気的に接続するように設けられる。プローブ32は金属
接地面20と接触しないように開口部30を通して延び出し
ている。Ｕ型ワイヤガイド34は、それぞれトロイド２及
び４の中央空間内に挿入することのできる誘電体材料で
アーム36及び38を形成されている。アーム36及び38の外
側面上の溝42は電流ワイヤ44及び46を保持するイングレ
ス／エグレス通路を提供する。ワイヤガイド34が位置づ
けられると、そのベースすなちバイト48は第３図に示さ
れているようにプローブ32に対して押付けられる。
金属端部キャップ50はワイヤガイド34にぴったりとあ
てはまり、トロイド２及び４の頂部及び外側面に沿って
金属接地面20及び金属表面８にハンダ付けされて、導波
管モード構造の端部を完成している。トロイドの他端部
にある端部キャップ50も同様に設けられている。その結
果できる空洞ハウジングはプローブの移行を整合インピ
ーダンス状態に調節するのに役立つ。
第２図にはマイクロストリップライン22及び24が示さ
れ、モード伝送プローブ32によって導波管の位相シフタ
の接続により直列に遮断されたマイクロストリップ伝送
ラインを提供している。第３図にはプローブ32の底部が
示されている。この図に示されているように、小型同軸
伝送ラインコネクタは短いマイクロストリップ22あるい
は24に容易に接続させることができる（従って非常にコ
ンパクトな同軸−マイクロストリップ−同波管−マイク
ロストリップ−同軸RFモード配列が提供される）。１つ
あるいは両端部からいくつかのモードを排除するなら
ば、可能な別の組合せ及び代りの構造は多数あることは
明確である。従って全体の同軸対マイクロストリップあ
るいはマイクロストリップ対同軸モード位相シフタ装置
を実現することができる。
第３図にはトロイド２及び４の端部構造がさらに明確
に示されている。金属端部キャップ50は金属表面８およ
び金属接地面20にハンダ付けされている。Ｕ型ワイヤガ
イド34のベース48は断面で示されている。プローブ32の
底部はマイクロストリップライン22にハンダ付けされ、
エポキシ52はプローブ32及びスラブ６の端部間のコンタ
クトのラインに沿って設けられている。
第４図にはマイクロストリップモードライン22及び24
と導波管モード位相シフタ（すなわちトロイド２及び
４、スラブ６及び金属表面８）の間の整合結合のための
近似等価回路が示されている。カットオフを越えた導波
管空洞は分路インダクタンス54によって表わされ、プロ
ーブ32の末端部と反対側の端部キャップ50の間のギャッ
プＧによって形成されるキャバシタ結合は分路キャバシ
タ56によって表わされる。キャバシタ58及び60はプロー
ブに関連する直列キャバシタを表わす。
従って、第１図ないし第４図に示されたように二重ト
ロイドの構成では２つのトロイド２及び４が具備され、
高誘導率材料のスラブ６（ε＝80）によって分離されて
いる。誘電体スラブ６は単一トロイド構成の中で誘電体
中央コアとして同じ目的を果たし、さらに熱パスを提供
してRFパワー消散によって生成される熱をトロイドから
取り除く。トロイド及び中央コアは一緒に（例えばエポ
キシで）固定され、金属化されている。従ってRF電磁界
は導波管の中央に集中している。
従って最もRF活性なフェライトが誘電体スラブの各々
の側に設けられる。トロイドの外側部分は比較的非活性
であり磁気パスを提供しているのみであり、ラッチング
動作が（シャロンらの発明でさらに詳細に説明されてい
るように）可能になっている。しかし導波管壁における
誘電体材料（フエライト）は内壁によって得られる一次
差動位相シフトから減算される方向に磁化されるため、
トロイドの外側部分によって効率（ユニットの長さ当り
の差動位相）が低下する。この効果は高誘電体中央スラ
ブを用いることによって最小となる。
第１図乃至第４図に示された移行インピーダンス整合
方法では二重トロイド導波管位相シフタ部分をRF入力及
び出力マイクロストリップ伝送ライン構成に整合するよ
うになっている。この整合法はトロイド負荷導波管構造
と導波管（カットオフより上で動作する）空洞部分の間
の境界を考慮することによっても説明できる。トロイド
及び空洞部分の境界は分路インダクタンスのようであ
る。マイクロストリップラインから突出したプローブ32
は分路キャバシタ及び小さな直列キャバシタとして（第
４図の等価回路で示されているように）作用する。空洞
の後面からプローブまでの距離（すなわちＵ型誘電体部
材34の部分48によって占有される空間）と導波管の反対
側までのプローブギャップ距離Ｇによって分路キャバシ
タを変化させる。プローブの深さがいったん固定する
と、可変整合調整キャバシタンスは端部キャップ50の後
面の調整によって得られる。この方法によりインピーダ
ンスの不連続性と同じ面で実際のすべての目的のために
整合が起こるため、広い周波数動作が得られる。
第１乃至第４図に示されたハイブリッドモード位相シ
フタはOSM型のコネクタによって計測用の入力及び出力
に接続されたマクロストリップアダプタに接続してい
る。反射損失、挿入損失及び位相はＸ帯域で計測されて
いる。
反射損失は9.575乃至10.46GHzの周波数帯域で計測さ
れた。反射損失はこの周波数帯域で約15dBと最小であ
り、各端部のマイクロストリップアダプタに対するOSM
によって限定された。マイクロストリップコネクタに対
するOSMでマイクロストリップ50オームラインのまっす
ぐな部分を計測することによって、ハイブリッドモード
位相シフタには同一の周波数帯域にわたって23dBより大
きな反射損失がある。
反射損失と同一の周波数領域、すなわち9.575乃至10.
46GHzで挿入損失を計測したところ、周波数帯域の80％
で1dBより小さかった。周波数帯域の中央での挿入損失
グリッチはより高次のモード共振によるものと観察され
た。この高次モードはLSE11モードであり、導波管の高
さを減少させるかあるいは二重トロイド間の中央スラブ
に通常のモード抑制器を付加することによって抑制する
ことができる。LSE11モードは位相シフタの高さを減少
させることによって後続の構成では抑制されている。
第１図乃至第４図に示された位相シフタにはフラック
ス駆動器が設けられ、最大差動位相シフトは450度と計
測された。64の位相状態は０乃至360度の範囲にわたっ
て最適化された。これによって位相増分は5.625度（６
ビット制御）となった。位相は命令が０ないし63に変化
した際に9.65GHzと計測された。命令の関数としての位
相エラーは0.643度でピーク位相エラーがあった。
ハイブリッドモード位相シフタは位相アレイ内での位
相シフタ素子として用いるのが最も典型的である。多く
の位相アレイは送信及び受信の両方で用いられるため、
可逆動作が望ましい場合が多い。ハイブリッドモード位
相シフタは非可逆運動の位相シフタである。しかし可逆
動作のために送信及び受信間で切り替えられることが可
能である。ハイブリッドモード位相シフタはまた非切り
替え性の可逆動作のマイクロストリップサーキュレータ
と共に用いることができる（上記のロバートによる発明
を参照）。
本発明による新規なアイブリッドモード位相シフタを
用いることにより、Ｘ帯域で0.6波長（10GHzにおいて0.
7インチ）が可能なパッケージに収容されるのに十分な
大きさの低損失の非可逆運動的な位相シフタを得ること
ができる。例えばハイブリッドモード位相シフタの断面
を0.411インチ×0.60インチになるように構成すること
ができるため、0.6波長の間隔で問題は起こらない。
第５図乃至第７図には本発明の望ましい実施例が示さ
れている。マイクロストリップライン68（例えば幅0.03
0インチで厚みが0.0002インチのもの）はトロイド端部7
0及び72に接している。トロイド70及び72の露出側は高
誘電体中央スラブ74の頂部及び底部と同様に金属化され
て75で示され、金属方形導波管を形成している。
マイクロストリップの金属化された下側接地面66は下
側金属表面75と電気的に接触している。機械的な剛性及
び良好な電気接触は金属プレート76（あるいはメツキし
た誘電体基板）を金属接地平面66（一端部において）及
び金属表面75の下側接触端部部分にハンダ付けすること
によって得られる。
マイクロストリップ誘電体62の高さは（例えば約0.05
5）トロイド70及び72の高さ（約0.100インチ）より小さ
いために、マイクロストリップ68はその垂直中央付近の
点でスラブ74に接触する。キャバシタ78（例えばチップ
キャバシタ）の一側面はマイクロストリップライン68と
電気的に接触するように設けられ、金属リボン80（例え
ば幅0.025インチ厚みが0.001インチの金の接着リボン）
はキャバシタ78とスラブ74の真上にある金属表面75の頂
部の間で電気的に接触するように懸垂している。第７図
を見るとよくわかるように、リボン80はだいたい三角形
の開口部80を形成している。第７図にはトロイドの他端
部のの同等なモード移行構成も示されている。
リボン80と誘電体スラブ74の間のギャップの大きさＧ
はマイクロストリップ伝送ラインと位相シフタの間のイ
ンピーダンス整合の同調機構である。所定の構成の正確
な値は通常の実験で最上のものが得られる。例えばＧは
臨界的なパラメータではなく、誘電体基板が位相シフタ
と同一面にある場合はＧはゼロとなる。
６乃至11GHzの周波数では、チップキャバシタ78によ
って良好な動作結果が得られ（例えば誘電体テープによ
ってマイクロストリップライン68から絶縁されているリ
ボン80の適切な長さによってキャバシタンスは約0.3pf
である）、リボンとスラブ74の端部間の平均ギャップ距
離Ｇは約0.015乃至0.40インチであり、マイクロストリ
ップ68上のスラブ74の高さは0.050インチであった。
第５図乃至第７図には上記のようにマイクロトリップ
からフエライトトロイドへの移行を得る方法が示されて
おり、整合技術の鍵となる部材はトロイド接続へのマイ
クロストリップライン内の直列のキャバシタ部材の実現
である。
第５図乃至第７図に示された移行は低挿入損失で良好
なインピーダンス整合を達成できる。動作原理は等価な
１段のLCはしご回路として説明することができる。ここ
では並列はしごインダクタンスはトロイド接合への基本
的なマイクロストリップの分路インダクタンスを示す。
キャバシタンスはマイクロストリップとトロイド導波管
特性インピーダンスの間のインピーダンス整合に必要な
インピーダンスを表すように選択される。
Ｘ線帯域ユニットはこのインピーダンス整合技術を用
いて構成し計測した。マイクロストリップテスト部品の
中のハイブリッドモード位相シフタの反射損失は上記の
整合技術を用いて計測した。この場合は15％の帯域で良
好なヒンピーダンス整合が達成された。位相シフタを含
む同一のテスト部品の挿入損失は同じ15％の帯域で1.3d
Bと観察される。テスト部品は計測によって構成され、
ハイブリッドモード位相シフタの挿入損失は0.7dBと観
察され、これは643度/dBの優れたフィギュア・オブ・メ
リット（dBによる位相シフト度／損失）であった。
本発明の整合法に同様の別の方法も可能である。例え
ば、 （１）トロイド接合へのマイクロストリップに固有の分
路インダクタンスは分路キャバシタを加えて整合を改善
することによって調整することができる。この分路キャ
バシタを設ける方法は集積回路でキャバシタを構成する
のに通常用いられる方法が含まれる。
（２）より広い帯域での整合を得るために多重はしご整
合部分あるいは４分の１波長マイクロストリップ部分が
使用されることもできる。
（３）マイクロストリップ及びストロイド位相シフタは
接地面が必ずしも同一平面にあるとは限らない構造でも
よい。例えばマイクロストリップラインは位相シフタの
頂部と同一平面にあっても良い。
本発明は二重トロイド位相シフタに関して説明した
が、他の導波管位相シフタを用いることもできる。単一
トロイド位相シフタを用いるならば、第１の実施例のプ
ローブと第２の実施例のリボン／キャバシタ／マイクロ
ストリップを両端部で中央に集めることが望ましい。
第８図及び第９図は構成の既知の可変パワー分割器
（VPD）を示しており、ウイルキンソンマイクロストリ
ップ分割器94と分岐ライン90度マイクロストリップハイ
ブリッド95の間で２相シフタ106及び107が結合されてい
る。しかし本発明によるハイブリッドモード位相シフタ
を用いると、これまでのVPDと比較して新規であると考
えられより配列の有効性が高い小さなVPDが得られる。
第１図に示された位相シフタが用いられるならば、二
重トロイドを基板88の接地面側100から懸垂させること
ができるため、マイクロストリップ入力／出力ラインを
マイクロストリップウイルキンソン分割器94及び分岐ラ
イン90度マイクロストリップハイブリッド95への一体形
成及び接続の準備ができる。
第９図に示すように、ウイルキンソン分割器94を形成
するマイクロストリップ導体の端部と、位相シフタ106
及び107への出力マイクロストリップ及びマイクロスト
リップ入力84及び86が位相シフタ及び分岐ラインハイブ
リッドの出力として構成されている。二重トロイド位相
シフタ106及び107は基板88の下方に示されている。
従って第８図及び第９図に示されているように、２つ
の90度ハイブリッドモード位相シフタを3dBウイルキン
ソンマイクロストリップハイブリッド及び3dB90度マイ
クロストリップハイブリッドと結合することによって、
可変パワー分割器（VPD）あるいは可変パワー結合器（V
PC）を構成することができる。VPDの振幅の付均衡がな
ければ第１の出力ポートの振幅は次の式により得られ
る： cos［（φ１−φ２）/2＋45］ １式 ポート２における振幅は次式により得られる： sin［（φ１−φ２）/2＋45］ ２式 ２つのRF使用素子に与えられるRF振幅を変えることが
望ましい衛星関係の用途やその他の用途の多重ビームア
ンテナにVPDは非常に有効である。衛星関係の用途に
は、大きさ、重量、挿入損失、及び信頼性が非常に重要
で本発明によるハイブリッドモードVPDはこのような特
徴をすべて卓越して備えたものである。
90度ハイブリッドモード位相シフタではＸ帯域におけ
るVPDが1.2インチ×0.5インチ×0.2インチの大きさで構
成され、重量は約15gである。これは６インチ×2.5イン
チ×1.5インチで重量が150gの通常の導波管ユニットに
匹敵するものである。
従来の導波管ユニットの方がこの新規なハイブリッド
モードユニットに比較して優れた点は、挿入損失がわず
かに低くまたパワー処理特性が高いことのみである。従
来の導波管ユニットの挿入損失はハイブリッドモードユ
ニットの0.4dBに比較して約0.3dBである。
大抵の用途ではこの新規なハイブリッドモードVPDは
その大きさ、重量及びコストの低減によって従来の導波
管VPDに比較して優れたものとなっている。他のマイク
ロストリップ、ストリップラインあるいは同軸VPDでも
このハイブリッドモードVPDのような性能は得られない
と思われる。
本発明の数少ない実施例を詳細に説明したが、当業者
には本発明の新規な特徴及び利点を保持しながら多くの
変形例が可能であることが理解されるであろう。そのよ
うな変形例はすべて添付特許請求の範囲の技術範囲内に
あることを意図したものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による第１の実施例の斜視図であり、直
列に負荷された導波管位相シフタの誘電体端部に終端し
導かれているマイクロストリップ伝送ラインに直列に結
合するプローブによって、整合連続結合が達成されてい
る。 第２図は第１図の上面図である。 第３図はピン型マイクロストリップ位相シフタ結合を示
す第１図及び第２図に示された装置の端部の断面図であ
る。 第４図は第１図に示されたマイクロストリップ及び導波
管伝送媒体の近似等価RF回路である。 第５図は本発明の望ましい実施例の斜視図である。 第６図は第５図に示された本発明の構成の端部を示す。 第７図は第５図に示された本発明の構成の側面図であ
る。 第８図は本発明による“平坦な”回路の可変パワー分割
器の正面図である。 第９図は第８図に示された構成の側面図である。 ６……金属接地平面、２、４、70、72……トロイド、
６、74……誘電体スラブ、18……誘電体基板、20……金
属接地平面、22,24……マイクロストリップライン、30
……開口部、32……金属プローブ、34……Ｕ型ワイヤガ
イド、50……端部キャップ、56……分路キャバシタ、76
……金属プレート、78……キャバシタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェフ・エム・アレキサンダー アメリカ合衆国、ジョージア州 30021、 クラークストン、バーデイ・ウエイ 900 (72)発明者 ジェームス・ピー・モントゴメリー アメリカ合衆国、ジョージア州 30075、 ロズウエル、サウス・スモーク・リッ ジ・コート 4357 (56)参考文献 特開 昭64−37109（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−163502（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−40702（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−171004（ＪＰ，Ｕ) 米国特許3524152（ＵＳ，Ａ) 米国特許3355682（ＵＳ，Ａ) 米国特許3355683（ＵＳ，Ａ) Ｊ．Ｋ．ＰＡＲＫＳ，外，’Ａ Ｍｉ ｎｉａｔｕｒｉｚｅｄ Ｃ−Ｂａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌａｔｃｈｉｎｇ Ｐ ｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ’，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ Ｍ ＩＣＲＯＷＡＶＷ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮ Ｄ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ，1966年12 月，Ｖｏｌ．ＭＴＴ−14，Ｎｏ．12, ｐ．688−694 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 1/18 - 1/95 H01P 5/103 H01P 5/107

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】導電性導波管（８）の両端部間に長軸に沿
    って延在して配置された導電性ワイヤ（44,46）を有す
    るフェリ磁性トロイド（2,4）および誘電体スラブ
    （６）を具備している非可逆的RF位相シフタにおいて、 位相シフタは前記導波管（８）の両端部の少なくとも一
    方の端部に隣接して設けられているインピーダンス整合
    された移行部を介してRF用のマイクロストリップ伝送ラ
    イン（22,24）と直列に配置されており、インピーダン
    ス整合された移行はそのトロイド壁内に突出することな
    く行われ、 前記インピーダンス整合された移行部は前記誘電体スラ
    ブの各端部と接触しこの端部に沿って前記マイクロスト
    リップ伝送ライン（22,24）の終端部から垂直に配置さ
    れている導電性プローブ（32）を有しており、 前記位相シフタはさらに前記導波管（８）の端部に導電
    的に接続された導電性端部キャップ（50）を備え、この
    端部キャップ（50）は導波管の端部において前記導電性
    プローブ（32）を包囲し、導波管（８）とマイクロスト
    リップ伝送ライン（22,24）との間の整合されたインピ
    ーダンスの移行を行うために使用される導電性プローブ
    （32）と端部キャップ（50）との間の容量性ギャップの
    大きさ（Ｇ）を規定していることを特徴とする高周波位
    相シフタ。
  2. 【請求項２】それらの間に固定された誘電体スラブ
    （６）が設けられた軸方向に長い１対のフェリ磁性トロ
    イド（2,4）を具備し、前記導電性導波管（８）は複合
    トロイド・スラブ・トロイド構造の最も外側の表面が金
    属被覆されて形成され、導電性ラッチワイヤがトロイド
    の開口の中心に通されてトロイド（2,4）内に残留磁束
    を予め決められた値に設定するために使用されるている
    請求項１記載の高周波位相シフタ。
  3. 【請求項３】導波管の各端部に設けられているＵ型の誘
    電体スペーサ（34）を備え、その脚部が導波管内に長軸
    方向に延在し、そのバイト部（48）は各プローブ（32）
    と端部キャップ（50）との間に配置されている請求項２
    記載の高周波位相シフタ。
  4. 【請求項４】導電性導波管（75）の両端部間に長軸に沿
    って延在する導電性ワイヤ（44,46）を有するフェリ磁
    性トロイド（70,72）および誘電体スラブ（74）が設け
    られている非可逆的RF位相シフタにおいて、 この位相シフタは前記導波管（75）の両端部の少なくと
    も一方の端部に隣接して設けられているインピーダンス
    整合された移行部を介してRF用のマイクロストリップ伝
    送ライン（68）と直列に配置されており、インピーダン
    ス整合された移行はそのトロイド壁内に突出することな
    く行われ、 前記インピーダンス整合された移行部は前記誘電体スラ
    ブ（74）に近接した地点においてマイクロストリップラ
    インと前記導波管（75）との間に容量的に結合されてい
    る導電リンク（80）を有しており、 前記導電リンク（80）はその導電リンク（80）と前記誘
    電体スラブ（74）との間のギャップ（82）の大きさ
    （Ｇ）がマイクロ伝送ライン（68）と位相シフタの間の
    インピーダンスを整合させるための同調機構となるよう
    に選定されていることを特徴とする高周波位相シフタ。
  5. 【請求項５】前記導電性リンク（80）は１端部が前記マ
    イクロストリップライン（68）に容量的に結合され、他
    端部が前記導波管（75）に導電的に結合されているリボ
    ン部材を具備している請求項４記載の高周波位相シフ
    タ。
  6. 【請求項６】前記導波管（75）は、第１の導電性接地平
    面表面（66）と、その上に前記マイクロストリップ伝送
    ライン（68）が形成されている第２の表面とを有する誘
    電体基板（62）の接触端部との間に両端部が配置されて
    おり、前記基板（62）の第１の導電性接地平面（66）が
    相互におよび前記接触する導波管端部の１つと電気的に
    結合されており、前記基板（62）の厚みは前記導波管
    （75）の厚みより小さい請求項５記載の高周波位相シフ
    タ。
  7. 【請求項７】前記ギャップ（82）がほぼ三角形の形状で
    ある請求項４乃至６のいずれか１項記載の高周波位相シ
    フタ。
  8. 【請求項８】前記誘電体スラブ（74）から予め決められ
    た距離で離間した位置にある各マイクロストリップ伝送
    ライン（68）にそれぞれ固定されている個々のチップキ
    ャパシタ（78）を備えている請求項４乃至７のいずれか
    １項記載の高周波位相シフタ。
  9. 【請求項９】各キャパシタ（78）はほぼ0.3pfのキャパ
    シタンスを有している請求項８記載の高周波位相シフ
    タ。
  10. 【請求項１０】各プローブ（32）から前記導波管位相シ
    フタの中心ラインに設けられている請求項１乃至３のい
    ずれか１項記載の高周波位相シフタ。
  11. 【請求項１１】請求項１乃至10のいずれか１項に記載の
    高周波位相シフタを具備することを特徴とする可変RFパ
    ワー分割器。
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