JP3116931B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
ッチングにより規定して一定の電圧を出力するスイッチ
ング電源回路及び一定電圧生成方法に係り、特に、回路
内で発生する電圧を低減することができるスイッチング
電源回路及び一定電圧生成方法に関する。
い電圧源から供給される電圧を一定の電圧に規定する回
路としてスイッチング電源回路がある。図6は、従来の
スイッチング電源回路の一例を示す模式図である。図示
するように、この回路は、昇圧部20と降圧部21とか
らなる。昇圧部20は、オシレータOS20とインバー
タIN20とトランジスタQ20〜Q23とコンデンサ
C20から構成される2倍圧スイッチドキャパシタであ
る。降圧部21は、PWMコンパレータPC20と、ト
ランジスタQ24と、ダイオードD20と、インダクタ
L20と、コンデンサC21とから構成されるステップ
ダウンコンバータである。
入力電圧を2倍に昇圧して降圧部21に印加し、降圧部
21がスイッチングにより一定の電圧に規定して出力端
子To20から出力する。これにより、例えば、入力電
圧の供給源として1セルリチウム電池を用いる場合、
1.8V〜4Vの入力電圧を取り込み、昇圧部20によ
り3.6V〜8Vに昇圧し、降圧部21により降圧して
マイコン/メモリIC駆動用の2.2Vに規定する等で
きる。
力電圧の大きさに関わらず、まず、昇圧部20で2倍の
電圧に昇圧してから一定の出力電圧を得るようにしてい
るので、入力電圧が十分大きい場合にも昇圧をし、回路
の内部電圧が大きくなっていた。例えば、入力電圧の供
給源として1セルリチウム電池を用いる場合、入力電圧
は1.8V〜4Vであることから、昇圧部20の出力端
であるトランジスタQ12のドレインは、最大8Vの電
圧を出力する。しかし、通常の集積回路設計では、回路
の耐圧は5Vが標準であるので、上記従来技術では、特
別の耐圧設計が必要となり不便であった。
のであり、回路内で発生する電圧を低減し、最終的には
耐圧設計が容易なスイッチング電源回路及び一定電圧生
成方法を提供することを目的とする。
係るスイッチング電源回路は、入力電圧を一定電圧に規
定して出力するものであって、前記入力電圧を昇圧する
昇圧手段と、前記入力電圧又は前記昇圧手段が昇圧した
電圧を降圧して一定の電圧を出力する降圧手段と、入力
端子に接続され、前記入力電圧が基準電圧以上であるか
否かを判別する判別手段と、前記判別手段が、前記入力
電圧が前記判別手段の基準電圧以上であると判別する
と、前記入力電圧を前記降圧手段に印加して一定電圧を
出力させ、前記判別手段が、前記入力電圧が前記判別手
段の基準電圧未満であると判別すると、前記入力電圧を
前記昇圧手段に印加して前記昇圧手段の出力電圧を前記
降圧手段に印加することにより一定電圧を出力させる切
替手段とを備える、ことを特徴とする。
より前記入力電圧の2倍の電圧を生成する手段を含み、
前記降圧手段は、スイッチングにより電圧を降下させて
規定する手段を含むことが望ましい。
して動作するために設けたトランジスタをスイッチング
させる高周波の電圧信号を出力する発振手段を含み、前
記判別手段は、前記入力電圧が基準電圧以上であると判
別したときに、前記発振手段の動作を停止させる手段を
含むことが望ましい。これにより、入力電圧が基準電圧
以上であるときには、スイッチドキャパシタの動作を停
止することができ、消費電力を低減することができる。
ス幅を有する実質的な矩形電圧を出力する矩形電圧生成
手段を含み、前記切替手段は、前記判別手段が判別した
結果と前記矩形電圧生成手段の出力とから前記降圧手段
がスイッチング動作するための信号を生成する手段を含
むことが望ましい。これにより、判別手段が判別した結
果による回路動作の切り替えと、スイッチングのための
回路動作の切り替えとを1つの回路で実現することがで
き、回路の構成が簡単となる。
入力電圧の受給と遮断とを切り替える第1のPチャネル
型MOSトランジスタと、スイッチングにより前記昇圧
手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替える第2の
Pチャネル型MOSトランジスタとを含み、前記判別手
段は、演算増幅器等から構成される、前記入力電圧を基
準電圧と比較して、前記入力電圧が基準電圧以上である
と判別すると、低レベルの電圧”Low”を出力し、前
記入力電圧が基準電圧未満であると判別すると、高レベ
ルの電圧”Hi”を出力する比較手段を含み、前記切替
手段は、インバータやNANDゲート等から構成され
る、前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧
生成手段が出力する実質的な矩形電圧とを入力として論
理積の否定を演算し、演算結果に対応した出力電圧を前
記第1のPチャネル型MOSトランジスタのゲートに印
加する第1の演算手段と、NANDゲート等から構成さ
れる、前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出
力する実質的な矩形電圧とを入力として論理積の否定を
演算し、演算結果に対応した出力電圧を前記第2のPチ
ャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第2の
演算手段とを含むことが望ましい。
入力電圧の受給と遮断とを切り替える第1のNチャネル
型MOSトランジスタと、スイッチングにより前記昇圧
手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替える第2の
Nチャネル型MOSトランジスタとを含み、前記判別手
段は、演算増幅器等から構成される、前記入力電圧を基
準電圧と比較して、前記入力電圧が基準電圧以上である
と判別すると、低レベルの電圧”Low”を出力し、前
記入力電圧が基準電圧未満であると判別すると、高レベ
ルの電圧”Hi”を出力する比較手段を含み、前記切替
手段は、インバータやANDゲート等から構成される、
前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧生成
手段が出力した実質的な矩形電圧とを入力として論理積
を演算し、演算結果に対応した出力電圧を前記第1のN
チャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第3
の演算手段と、ANDゲート等から構成される、前記比
較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力する実質的
な矩形電圧とを入力として論理積を演算し、演算結果に
対応する出力電圧を前記第2のNチャネル型MOSトラ
ンジスタのゲートに印加する第4の演算手段とを含んで
もよい。
入力電圧の受給と遮断とを切り替える第1のPチャネル
型MOSトランジスタと、スイッチングにより前記昇圧
手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替える第2の
Pチャネル型MOSトランジスタとを含み、前記判別手
段は、演算増幅器等から構成される、前記入力電圧を基
準電圧と比較して、前記入力電圧が基準電圧以上である
と判別すると、低レベルの電圧”Low”を出力し、前
記入力電圧が基準電圧未満であると判別すると、高レベ
ルの電圧”Hi”を出力する比較手段を含み、前記切替
手段は、インバータやORゲート等から構成される、前
記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した実
質的な矩形電圧を反転したものとを入力として論理和を
演算し、演算結果に対応した出力電圧を前記第1のPチ
ャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第5の
演算手段と、NANDゲート等から構成される、前記比
較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した実質的
な矩形電圧とを入力として論理積の否定を演算し、演算
結果に対応した出力電圧を前記第2のPチャネル型MO
Sトランジスタのゲートに印加する第6の演算手段とを
含んでもよい。
入力電圧の受給と遮断とを切り替える第1のPチャネル
型MOSトランジスタと、スイッチングにより前記昇圧
手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替える第2の
Pチャネル型MOSトランジスタとを含み、前記判別手
段は、演算増幅器等から構成される、前記入力電圧を基
準電圧と比較して、前記入力電圧が電圧以上であると判
別すると高レベルの電圧”Hi”を出力し、前記入力電
圧が基準電圧未満であると判別すると低レベルの電圧”
Low”を出力する比較手段を含み、前記切替手段は、
NANDゲート等から構成される、前記比較手段の出力
と前記矩形電圧生成手段が出力した実質的な矩形電圧と
を入力として論理積の否定を演算し、演算結果に対応し
た出力電圧を前記第1のPチャネル型MOSトランジス
タのゲートに印加する第7の演算手段と、インバータや
NANDゲート等から構成される、前記比較手段の出力
を反転したものと前記矩形電圧生成手段が出力した実質
的な矩形電圧とを入力として論理積の否定を演算し、演
算結果に対応した出力電圧を前記第2のPチャネル型M
OSトランジスタに印加する第8の演算手段とを含んで
もよい。
入力電圧の受給と遮断とを切り替える第1のNチャネル
型MOSトランジスタと、スイッチングにより前記昇圧
手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替える第2の
Nチャネル型MOSトランジスタとを含み、前記判別手
段は、演算増幅器等から構成される、前記入力電圧を基
準電圧と比較して、前記入力電圧が基準電圧以上である
と判別すると、高レベルの電圧”Hi”を出力し、前記
入力電圧が基準電圧未満であると判別すると、低レベル
の電圧”Low”を出力する比較手段を含み、前記切替
手段は、ANDゲート等から構成される、前記比較手段
の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した実質的な矩形
電圧とを入力として論理積を演算し、演算結果に対応し
た出力電圧を前記第1のNチャネル型MOSトランジス
タのゲートに印加する第9の演算手段と、インバータや
ANDゲート等から構成される、前記比較手段の出力を
反転したものと前記矩形電圧生成手段が出力した実質的
な矩形電圧とを入力として論理積を演算し、演算結果に
対応した出力電圧を前記第2のNチャネル型MOSトラ
ンジスタに印加する第10の演算手段とを含んでもよ
い。
圧生成方法は、外部から供給された入力電圧を入力端子
に接続されたコンパレータの非反転入力の基準電圧と比
較し、入力電圧が基準電圧以上であると判別すると、入
力電圧をステップダウンコンバータにより降圧して一定
電圧を出力し、入力電圧が基準電圧未満であると判別す
ると、入力電圧をスイッチドキャパシタにより2倍に昇
圧し、昇圧した電圧を前記ステップダウンコンバータに
より降圧して一定電圧を出力する、ことを特徴とする。
別すると、前記スイッチドキャパシタの動作を停止して
もよい。これにより、消費電力を低減することができ
る。
明の実施の形態に係るスイッチング電源回路について詳
細に説明する。
イッチング電源回路の構成を模式的に示す図である。図
示するように、このスイッチング電源回路は、電圧値判
別部1と、回路動作切替部2と、昇圧部3と、降圧部4
とを有している。
を比較して入力電圧が基準電圧以上であるか否かを判別
する判別部であり、コンパレータCP1と基準電圧を供
給する電圧源Vrとを備えている。
構成され、反転入力端が入力端子Ti1に接続されると
共に、非反転入力端が電圧源Vrに接続されている。こ
れにより、コンパレータCP1は、入力電圧が電圧源V
rの供給する基準電圧以上であると判別すると、低レベ
ルの電圧である”Low”を出力し、入力電圧が電圧源
Vrの供給する基準電圧未満であると判別すると、高レ
ベルの電圧である”Hi”を出力する。コンパレータC
P1の出力端はインバータIN1を介してNANDゲー
トNA1の入力端に接続されている。また、コンパレー
タ1の出力端は、NANDゲートNA2の入力端とオシ
レータOS1にも接続されている。
入力電圧が基準電圧以上であるか否かを判別した結果に
従って、このスイッチング電源回路の動作を切り替える
ためのものであり、インバータIN1とNANDゲート
NA1,NA2とを備えている。
は、それぞれPWMコンパレータPC1に接続されてい
る。NANDゲートNA1の出力端は降圧部4のトラン
ジスタQ2のゲートに接続されている。NANDゲート
NA2の出力端は降圧部4のトランジスタQ1のゲート
に接続されている。
するための2倍圧スイッチドキャパシタであり、トラン
ジスタQ3〜Q6と、インバータIN2と、コンデンサ
C1と、オシレータOS1とを備えている。
のMOS(Metal Oxide Semiconductor;金属酸化膜半
導体)トランジスタであり、トランジスタQ6は、Nチ
ャネル型のMOSトランジスタである。トランジスタQ
3,Q4のソースと基板は、入力端子Ti1に接続され
ている。トランジスタQ3のドレインはトランジスタQ
5のソースと基板と共にコンデンサC1の一端に接続さ
れている。コンデンサC1の他の一端は、トランジスタ
Q4,Q6のドレインに接続されている。トランジスタ
Q6のソースと基板は共通電位に接続されている。トラ
ンジスタQ5のドレインはトランジスタQ1のソースと
基板に接続されている。
出力してトランジスタQ3〜Q6をスイッチングさせて
スイッチドキャパシタを動作させるためのものである。
オシレータOS1の出力端は、インバータIN2を介し
てトランジスタQ3のゲートに接続されていると共に、
トランジスタQ4〜Q6のゲートに接続されている。
電圧を降圧して一定の電圧を出力するための一定電圧生
成部であり、トランジスタQ1,Q2と、PWM(Puls
e Width Modulation;パルス幅変調)コンパレータPC
1と、ダイオードD1と、インダクタL1と、コンデン
サC2を備えたステップダウンコンバータである。
のMOSトランジスタである。トランジスタQ1は、昇
圧部3が出力する電圧の受給と遮断とをスイッチングに
より切り替えるためのものである。また、トランジスタ
Q2は、入力端子Ti1からの入力電圧の受給と遮断と
をスイッチングにより切り替えるためのものである。ト
ランジスタQ1のドレインはトランジスタQ2のドレイ
ンとダイオードD1のカソードと共に、インダクタL1
の一端に接続されている。インダクタL1の他の一端
は、コンデンサC2の一端と出力端子To1とに接続さ
れると共に、PWMコンパレータPC1に接続されてい
る。コンデンサC2の他の一端は共通電位に接続されて
いる。また、ダイオードD1のアノードは共通電位に接
続されている。
o1に生じる出力電圧を検出して出力電圧の大きさに対
応したパルス幅の実質的な矩形電圧を出力するためのも
のである。
回路の動作を説明する。このスイッチング電源回路は、
入力電圧の大きさに応じて回路の動作を切り替えること
により回路の内部電圧を低減して、安定化されていない
入力電圧をスイッチングにより規定して一定の電圧を出
力することができる回路である。
圧の供給を受けて、電圧値判別部1のコンパレータCP
1は電圧源Vrの供給する基準電圧と比較する。
圧以上であると判別すると”Low”を出力する。コン
パレータCP1の出力が”Low”であることから、回
路動作切替部2のNANDゲートNA2は、降圧部4の
PWMコンパレータPC1の出力に関わらず”Hi”を
出力する。また、昇圧部3のオシレータOS1は動作し
ない。これにより、入力電圧が基準値以上であるときに
は、オシレータOS1の動作を停止して消費電力を低減
することができる。
あることから、トランジスタQ1は非導通となる。NA
NDゲートNA1の出力は、PWMコンパレータPC1
の出力に従って切り替わる。即ち、PWMコンパレータ
PC1の出力が”Hi”であるとき、NANDゲートN
A1は”Low”を出力し、PWMコンパレータPC1
の出力が”Low”であるとき、NANDゲートNA1
は”Hi”を出力する。降圧部4のトランジスタQ2
は、NANDゲートNA1の出力が”Low”であると
導通し、NANDゲートNA1の出力が”Hi”である
と非導通となる。
o1の出力電圧を検出し、検出した出力電圧に対応した
パルス幅の実質的な矩形電圧を出力する。これにより、
降圧部4は、入力電圧をスイッチングにより規定して一
定電圧を出力することができる。従って、入力端子Ti
1からの入力電圧が電圧源Vrが供給する基準電圧以上
であるときは、入力電圧を昇圧することなく一定の出力
電圧に規定することができる。
基準電圧未満であると判別すると高レベルの電圧であ
る”Hi”を出力する。コンパレータCP1の出力が”
Hi”であることから、昇圧部3のオシレータOS1が
動作し、昇圧部3は、入力電圧の2倍の電圧を出力する
2倍圧スイッチドキャパシタとして機能する。これによ
り、トランジスタQ5のドレイン電圧は、入力端子Ti
1から供給される入力電圧の2倍となる。
は、コンパレータCP1の出力が”Hi”であることか
ら、PWMコンパレータPC1の出力に関わらず”H
i”を出力する。NANDゲートNA1の出力が”H
i”であることから、トランジスタQ2は非導通とな
る。NANDゲートNA2の出力は、PWMコンパレー
タPC1の出力に従って切り替わる。即ち、PWMコン
パレータPC1の出力が”Hi”であるとき、NAND
ゲートNA2は”Low”を出力し、PWMコンパレー
タPC1の出力が”Low”であるとき、NANDゲー
トNA2は”Hi”を出力する。降圧部4のトランジス
タQ1は、NANDゲートNA2の出力が”Low”で
あると導通し、NANDゲートNA2の出力が”Hi”
であると非導通となる。
o1からの出力電圧を検出し、検出した出力電圧に対応
したパルス幅の実質的な矩形電圧を出力する。これによ
り、降圧部4は、出力端子To1の出力電圧に応じて、
昇圧部3で昇圧された電圧の供給を調整して降圧するこ
とができる。従って、入力端子Ti1から供給される入
力電圧が電圧源Vrが供給する基準電圧未満であるとき
には、入力電圧を2倍に昇圧してから降圧することで、
一定の出力電圧に規定することができる。
2.5Vで、入力端子Ti1に一般的な1セルリチウム
電池を接続して1.8V〜4Vの入力電圧を取り込み、
マイコン/メモリIC駆動用の2.2Vの電圧を出力す
るものとする。この場合には、入力電圧が1.8V〜
2.5V未満では入力電圧が昇圧部3で2倍に昇圧され
て、トランジスタQ5のドレインでの電圧が3.6V〜
5V未満となり、降圧部4が2.2Vに安定化して出力
端子To1に出力する。一方、入力電圧が2.5V〜4
Vでは、降圧部4に直接入力電圧が供給され、降圧部4
が2.2Vに安定化して出力端子To1に出力する。
源回路によれば、電圧値判別部1が入力電圧が基準電圧
以上であると判別すると、入力電圧を昇圧せずに降圧部
4で一定の電圧に規定して出力することができる。これ
により、入力電圧の大きさに応じて回路の動作を切り替
えて回路の内部電圧を低減することができ、回路の耐圧
設計が容易となる。また、入力電圧が基準値以上である
ときには、オシレータOS1の動作を停止することがで
きるので、消費電力を低減することができる。
ず、様々な変形、応用が可能である。例えば、回路動作
切替部2は、電圧値検出部1の出力に従って、回路の動
作を切り替えることができるような任意の構成に変更す
ることができる。例えば、図2に示すように、NAND
ゲートNA1,NA2を、それぞれANDゲートAG
1,AG2とし、降圧部4のトランジスタQ1,Q2
を、それぞれNチャネル型のMOSトランジスタQ7,
Q8とすることができる。このような構成においても、
入力電圧に応じて回路の動作を切り替えることにより、
回路の内部電圧を低減し、入力電圧をスイッチングによ
り規定して一定の電圧を出力することができる。
作切替部2をORゲートOG1と、インバータIN3
と、NANDゲートNA3とから構成することができ
る。この場合、電圧値判別部1のコンパレータCP1の
出力端は、ORゲートOG1とNANDゲートNA3と
昇圧部3のオシレータOS1の入力端に接続されてい
る。また、降圧部4のPWMコンパレータPC1の出力
端は、インバータIN3を介してORゲートOG1の入
力端に接続されていると共に、NANDゲートNA3の
入力端に接続されている。ORゲートOG1の出力端
は、トランジスタQ2のゲートに接続されている。NA
NDゲートNA3の出力端は、トランジスタQ1のゲー
トに接続されている。このような構成においても、入力
電圧に応じて回路の動作を切り替えることにより回路の
内部電圧を低減し、入力電圧をスイッチングにより規定
して一定の電圧を出力することができる。
判別部1と回路動作切替部2の構成を変更することもで
きる。この場合、電圧値判別部1のコンパレータCP1
の非反転入力端が入力端子Ti1に接続され、反転入力
端が電圧源Vrに接続されている。これにより、コンパ
レータCP1は、入力電圧が電圧源Vrの供給する基準
電圧以上であると判別すると”Hi”を出力し、入力電
圧が電圧源Vrの供給する基準電圧未満であると判別す
ると”Low”を出力する。回路動作切替部2は、NA
NDゲートNA4,NA5と、インバータIN4とを備
えている。電圧値判別部1のコンパレータCP1の出力
端は、NANDゲートNA4の入力端に接続されている
と共に、インバータIN4を介してNANDゲートNA
5とオシレータOS1の入力端に接続されている。NA
NDゲートNA4の出力端は、トランジスタQ2のゲー
トに接続されている。NANDゲートNA5の出力端
は、トランジスタQ1のゲートに接続されている。ま
た、降圧部4のPWMコンパレータPC1の出力端はN
ANDゲートNA4,NA5の入力端に接続されてい
る。このような構成においても、入力電圧に応じて回路
の動作を切り替えることにより回路の内部電圧を低減
し、入力電圧をスイッチングにより規定して一定の電圧
を出力することができる。
示した回路のNANDゲートNA4,NA5を、それぞ
れANDゲートAG3,AG4とし、降圧部4のトラン
ジスタQ1,Q2を、それぞれNチャネル型のMOSト
ランジスタQ9,Q10とすることができる。このよう
な構成においても、入力電圧に応じて回路の動作を切り
替えることにより回路の内部電圧を低減し、入力電圧を
スイッチングにより規定して一定の電圧を出力すること
ができる。
電圧が基準電圧以上であるときには、入力電圧を昇圧せ
ずにスイッチングにより規定して一定の電圧を出力する
ことができる。これにより、回路の内部電圧を低減する
ことができ、耐圧設計が容易になる。
回路の構成を示す模式図である。
回路の変形例の構成を示す模式図である。
回路の変形例の構成を示す模式図である。
回路の変形例の構成を示す模式図である。
回路の変形例の構成を示す模式図である。
図である。
スタ D1,D20 ダイオード C1,C2,C20,C21 コンデンサ L1,L20 インダクタ IN1〜IN4,IN20 インバータ NA1〜NA5 NANDゲート AG1〜AG4 ANDゲート OG1 ORゲート Ti1,Ti20 入力端子 To1,To20 出力端子 Vr 電圧源 CP1,CP20 コンパレータ PC1,PC20 PWMコンパレ
ータ OS1,OS20 オシレータ
Claims (8)
- 【請求項1】入力電圧を一定電圧に規定して出力するス
イッチング電源回路であって、スイッチング素子とコンデンサとから構成され、 前記入
力電圧を昇圧する昇圧手段と、 前記入力電圧を電流路の一端に受け、スイッチングして
該入力電圧を降圧し、電流路の他端に降圧した電圧を生
成する第1のトランジスタと、前記昇圧手段が昇圧した
電圧を電流路の一端に受け、スイッチングして該昇圧電
圧を降圧し、電流路の他端に降圧した電圧を生成する第
2のトランジスタと、前記第1のトランジスタの電流路
の他端の電圧と前記第2のトランジスタの電流路の他端
の電圧とを平滑化して一定電圧に変換する平滑化回路と
を備え、一定電圧を出力する降圧手段と、 前記降圧手段の出力電圧を検出し、該出力電圧の大きさ
に対応したパルス幅を有する矩形電圧を出力する矩形電
圧生成手段と、 入力端子に接続され、前記入力電圧が基準電圧以上であ
るか否かを判別する判別手段と、を備え、 前記降圧手段は、 前記判別手段及び前記矩形電圧生成手段の出力により、
第1のトランジスタをスイッチングして前記入力電圧を
降圧するか、前記入力電圧を前記昇圧手段により昇圧せ
しめ、さらに第2のトランジスタをスイッチングして降
圧するかを切り替える切替手段とを備え、 前記判別手段が、前記入力電圧が前記判別手段の基準電
圧以上であると判別すると、前記入力電圧を降圧し、 前記判別手段が、前記入力電圧が前記判別手段の基準電
圧未満であると判別すると、前記昇圧手段が昇圧した電
圧を降圧して、 一定電圧を出力する、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項2】前記昇圧手段は、スイッチドキャパシタに
より前記入力電圧の2倍の電圧を生成する手段を含む、 ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項3】前記昇圧手段は、スイッチドキャパシタと
して動作するために設けたトランジスタをスイッチング
させる高周波の電圧信号を出力する発振手段を含み、 前記判別手段は、前記入力電圧が基準電圧以上であると
判別したときに、前記発振手段の動作を停止させる手段
を含む、 ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項4】前記第1のトランジスタは、ソースに前記
入力電圧を受け、スイッチングにより前記入力電圧の受
給と遮断とを切り替える第1のPチャネル型MOSトラ
ンジスタから構成され、前記第2のトランジスタは、ソースに前記昇圧手段の出
力電圧を受け、ドレインが第1のPチャネル型MOSト
ランジスタのドレインに接続され、 スイッチングにより
前記昇圧手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替え
る第2のPチャネル型MOSトランジスタから構成さ
れ、前記平滑化回路は、 前記第1と第2のPチャネル型MOSトランジスタのド
レインにカソードが接続されたダイオードと、 一端が前記ダイオードのカソードに接続されたインダク
タンスと、 一端が前記インダクタンスの他端と出力端子に接続さ
れ、他端をPWMコンパレータに接続されたコンデンサ
と、を含み、 前記判別手段は、 前記入力電圧を基準電圧と比較して、前記入力電圧が基
準電圧以上であると判別すると低レベルの電圧”Lo
w”を出力し、前記入力電圧が基準電圧未満であると判
別すると高レベルの電圧”Hi”を出力する比較手段を
含み、 前記切替手段は、 前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧生成
手段が出力する矩形電圧とを入力として論理積の否定を
演算し、演算結果に対応したレベルの電圧を前記第1の
Pチャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第
1の演算手段と、 前記比較手段の出力と前記電圧生成手段が出力する矩形
電圧とを入力として論理積の否定を演算し、演算結果に
対応したレベルの電圧を前記第2のPチャネル型MOS
トランジスタのゲートに印加する第2の演算手段とを含
む、 ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項5】前記第1のトランジスタは、ドレインに前
記入力電圧を受け、スイッチングにより前記入力電圧の
受給と遮断とを切り替える第1のNチャネル型MOSト
ランジスタから構成され、前記第2のトランジスタは、ドレインに前記昇圧手段の
出力電圧を受け、ソースが前記第1のNチャネル型MO
Sトランジスタのソースに接続され、 スイッチングによ
り前記昇圧手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替
える第2のNチャネル型MOSトランジスタから構成さ
れ、前記平滑化回路は、 前記第1と第2のNチャネル型MOSトランジスタのソ
ースにカソードが接続されたダイオードと、 一端が前記ダイオードのカソードに接続されたインダク
タンスと、 一端が前記インダクタンスの他端と出力端子に接続さ
れ、他端をPWMコンパレータに接続されたコンデンサ
と、を含み、 前記判別手段は、 前記入力電圧を基準電圧と比較して、前記入力電圧が基
準電圧以上であると判別すると低レベルの電圧”Lo
w”を出力し、前記入力電圧が基準電圧未満であると判
別すると高レベルの電圧”Hi”を出力する比較手段を
含み、 前記切替手段は、 前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧生成
手段が出力した矩形電圧とを入力として論理積を演算
し、演算結果に対応したレベルの電圧を前記第1のNチ
ャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第3の
演算手段と、 前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した
矩形電圧とを入力として論理積を演算し、演算結果に対
応したレベルの電圧を前記第2のNチャネル型MOSト
ランジスタのゲートに印加する第4の演算手段とを含
む、 ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項6】前記第1のトランジスタは、ソースに前記
入力電圧を受け、スイッチングにより前記入力電圧の受
給と遮断とを切り替える第1のPチャネル型MOSトラ
ンジスタから構成され、前記第2のトランジスタは、ソースに前記昇圧手段の出
力電圧を受け、ドレインが前記第1のPチャネル型MO
Sトランジスタのドレインに接続され、 スイッチングに
より前記昇圧手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り
替える第2のPチャネル型MOSトランジスタから構成
され、前記平滑化回路は、 前記第1と第2のPチャネル型MOSトランジスタのド
レインにカソードが接続されたダイオードと、 一端が前記ダイオードのカソードに接続されたインダク
タンスと、 一端が前記インダクタンスの他端と出力端子に接続さ
れ、他端をPWMコンパレータに接続されたコンデンサ
と、を含み、 前記判別手段は、 前記入力電圧を基準電圧と比較して、前記入力電圧が基
準電圧以上であると判別すると低レベルの電圧”Lo
w”を出力し、前記入力電圧が基準電圧未満であると判
別すると高レベルの電圧”Hi”を出力する比較手段を
含み、 前記切替手段は、 前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した
矩形電圧を反転したものとを入力として論理和を演算
し、演算結果に対応したレベルの電圧を前記第1のPチ
ャネル型MOSトランジスタのゲートに印加する第5の
演算手段と、 前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した
矩形電圧とを入力として論理積の否定を演算し、演算結
果に対応したレベルの電圧を前記第2のPチャネル型M
OSトランジスタのゲートに印加する第6の演算手段と
を含む、 ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項7】前記第1のトランジスタは、ソースに前記
入力電圧を受け、スイッチングにより前記入力電圧の受
給と遮断とを切り替える第1のPチャネル型MOSトラ
ンジスタから構成され、前記第2のトランジスタは、ソースに前記昇圧手段の出
力電圧を受け、ドレインが第1のPチャネル型MOSト
ランジスタのドレインに接続され、 スイッチングにより
前記昇圧手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替え
る第2のPチャネル型MOSトランジスタから構成さ
れ、前記平滑化回路は、 前記第1と第2のPチャネル型MOSトランジスタのド
レインにカソードが接続されたダイオードと、 一端が前記ダイオードのカソードに接続されたインダク
タンスと、 一端が前記インダクタンスの他端と出力端子に接続さ
れ、他端をPWMコンパレータに接続されたコンデンサ
と、を含み、 前記判別手段は、 前記入力電圧を基準電圧と比較して、前記入力電圧が基
準電圧以上であると判別すると高レベルの電圧”Hi”
を出力し、前記入力電圧が基準電圧未満であると判別す
ると低レベルの電圧”Low”を出力する比較手段を含
み、 前記切替手段は、 前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した
矩形電圧とを入力として論理積の否定を演算し、演算結
果に対応したレベルの電圧を前記第1のPチャネル型M
OSトランジスタのゲートに印加する第7の演算手段
と、 前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧生成
手段が出力した矩形電圧とを入力として論理積の否定を
演算し、演算結果に対応したレベルの電圧を前記第2の
Pチャネル型MOSトランジスタに印加する第8の演算
手段とを含む、ことを特徴とする請求項3に記載のスイ
ッチング電源回路。 - 【請求項8】前記第1のトランジスタは、ドレインに前
記入力電圧を受け、スイッチングにより前記入力電圧の
受給と遮断とを切り替える第1のNチャネル型MOSト
ランジスタから構成され、前記第2のトランジスタは、ドレインに前記昇圧手段の
出力電圧を受け、ソースが前記第1のNチャネル型MO
Sトランジスタのソースに接続され、 スイッチングによ
り前記昇圧手段が出力する電圧の受給と遮断とを切り替
える第2のNチャネル型MOSトランジスタから構成さ
れ、前記平滑化回路は、 前記第1と第2のNチャネル型MOSトランジスタのソ
ースにカソードが接続されたダイオードと、 一端が前記ダイオードのカソードに接続されたインダク
タンスと、 一端が前記インダクタンスの他端と出力端子に接続さ
れ、他端をPWMコンパレータに接続されたコンデンサ
と、を含み、 前記判別手段は、 前記入力電圧を基準電圧と比較して、前記入力電圧が基
準電圧以上であると判別すると、高レベルの電圧”H
i”を出力し、前記入力電圧が基準電圧未満であると判
別すると、低レベルの電圧”Low”を出力する比較手
段を含み、 前記切替手段は、 前記比較手段の出力と前記矩形電圧生成手段が出力した
矩形電圧とを入力として論理積を演算し、演算結果に対
応したレベルの電圧を前記第1のNチャネル型MOSト
ランジスタのゲートに印加する第9の演算手段と、 前記比較手段の出力を反転したものと前記矩形電圧生成
手段が出力した矩形電圧とを入力として論理積を演算
し、演算結果に対応したレベルの電圧を前記第2のNチ
ャネル型MOSトランジスタに印加する第10の演算手
段とを含む、 ことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回
路。
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JP10357324A JP3116931B2 (ja) | 1998-12-16 | 1998-12-16 | スイッチング電源回路 |
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JP10357324A Expired - Fee Related JP3116931B2 (ja) | 1998-12-16 | 1998-12-16 | スイッチング電源回路 |
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