JP3099626B2 - 電力制御部保護装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電源トランスを含む電
力制御部の過熱による熱破壊を防止するために、負荷供
給電力損失量(電流)と増幅器電力損失量(温度)を判定
し、ある所定の時間遅延を経過した後、電力制限を加え
るようにする電力制御部保護装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電力制御部保護装置は、電力制御
分野で使用される電源トランスや、電力半導体の重要な
保護機能として様々な形で組み入れられている。

【０００３】以下図面を参照しながら、上述した従来の
電力制御部保護装置の一例について説明する。

【０００４】図５は従来の電力制御部保護装置の一例を
示すものである。図５において、１は電源トランス、２
は電源トランス１の一次側の第一の入力端、３は電源ト
ランス１の一次側の第二の入力端、４は電源トランスに
内蔵されている温度ヒューズ、５は高電圧整流回路部、
６は電源トランス１の高電圧側タップの第一の出力端、
７は電源トランス１の高電圧側タップの第二の出力端、
８は高電圧整流回路部の正の出力端、９は高電圧整流回
路部の負の出力端、１０は正の高電圧整流用コンデン
サ、１１は負の高電圧整流用コンデンサ、１２は低電圧
整流回路部、１３は電源トランス１の低電圧側タップの
第一の出力端、１４は電源トランス１の低電圧側タップ
の第二の出力端、１５は低電圧整流回路部の正の出力
端、１６は低電圧整流回路部の負の出力端、１７は正の
低電圧整流コンデンサ、１８は負の低電圧整流コンデン
サである。

【０００５】１９は二電源切換え制御回路部、２０は二
電源切換え制御部信号入力端、２１、２２は相補な出力
トランジスタ、２３は正の高電圧電源制御用出力トラン
ジスタ、２４は負の高電圧電源制御用出力トランジス
タ、２５、２６は正電源制御用出力トランジスタ２３の
バイアスを作る抵抗とツェナーダイオード、２７は正側
スイッチ用ダイオード、２８、２９は負電源制御用出力
トランジスタ２４のバイアスを作る抵抗とツェナーダイ
オード、３０は負側スイッチ用ダイオード、３１は出力
端、３２は負荷抵抗例えばスピーカ、３３はグランド
端、３４は二電源切換え制御部温度検出部、３５は温度
検出部出力端、３６は高電圧電源遮断制御部、で構成さ
れている。

【０００６】以上のように構成された電力制御部保護装
置について、以下その動作について説明する。

【０００７】まず、二電源切換え制御部信号入力端２０
に入力信号を加えると、相補な出力トランジスタ２１、
２２はエミッタフォロワーとなっているため、出力端３
１はほぼ入力に等しい電圧となる。ここで、出力電圧の
絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より十分小さい
時、負荷抵抗３２に流れる電流は、正の半サイクルで
は、低電圧整流回路部の正の出力端１５、正側スイッチ
用ダイオード２７、出力トランジスタ２１、負荷抵抗３
２の経路で流れる。次に出力電圧の絶対値が低電圧整流
回路部出力端１５より大きい時、負荷抵抗３２に流れる
電流は、正の半サイクルでは、高電圧整流回路部の正の
出力端８、正の高電圧電源制御用出力トランジスタ２
３、出力トランジスタ２１、負荷抵抗３２の経路で流れ
る。この状態の各部の波形を図６に示す。図６の出力端
３１における出力電圧eoとトランジスタ２１、２２のコ
レクタ電圧Ｖc,Ｖc'との差は、トランジスタ２３、２４
のベース・エミッタ電圧ＶBEを無視すると、図５のバイ
アス用ツェナーダイオード２６、２９における電圧降下
であり、出力トランジスタ２１の非直線領域(飽和領域)
を使用しないようにするため、常にバイアス電圧を与え
ておくものである。

【０００８】また、このように動作する二電源切換え制
御部への電源トランス１からの電力供給は、まず、出力
端３１における出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出
力端１５より十分小さい時は、電源トランス１の低電圧
側タップの第一の出力端１３と電源トランス１の低電圧
側タップの第二の出力端１４を通じて供給されることと
なる。次に、出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出力
端１５より大きい時は、電源トランス１の高電圧側タッ
プの第一の出力端６と電源トランス１の高電圧側タップ
の第二の出力端７を通じて供給されることとなる。典型
的な二電源切換え制御部の電力損失を図７に示す。図７
において、横軸は出力端３１に現れる出力電圧振幅であ
り、縦軸はその時の二電源切換え制御部トランジスタ２
１、２３(２２、２４)の合成した電力損失の値を示して
いる。図７において、ＶTHはちょうど出力電圧の絶対値
が低電圧整流回路部出力端15を越えた電圧点を示してい
る。

【０００９】また、破線で示している曲線は、単一電源
制御部(図５において、１５、１６からの電力供給はな
く、８、９のみから電力供給を受けるもの)の場合の電
力損失の値を示している。

【００１０】図７からわかるように、二電源切換え制御
部の電力損失は、単一の電源制御部(一般的にＢ級と呼
ばれる)の電力損失に比較すると、すべての振幅にわた
って電力損失が小さい。すなわち、より効率の高い電力
制御が可能である。特に、低電圧整流回路部出力端から
電力供給を受けた場合の効率は高く、したがって単一電
源制御部に供給する電源トランスに比べ、より小さなコ
アサイズの電源トランスで電力供給することが可能にな
る。

【００１１】さて、このようにして電力制御される二電
源切換え制御部に対して、二電源切換え制御回路部１９
の平均電力損失量(温度)を検出する二電源切換え制御部
温度検出部３４で所定の温度に到達すると、高電圧電源
遮断制御部３６が作動して高電圧電源制御用出力トラン
ジスタ２３、２４を遮断状態にすることにより、過大な
電力制御部の電力損失に対して、保護するように動作す
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来の電力制御部保護装置の構成では、二電源切換
え制御部に対する温度保護は可能であるが、電源トラン
スの温度保護に対してはなんら有効な対策はなされてい
ない。問題なのは、二電源切換え制御部の電力損失量は
負荷電力損失量に比例していないことである。これで
は、二電源切換え制御部の効率に着目してなされた電源
トランスの小型化も、過大な負荷電力損失が連続して発
生した場合、ある供給時間の経過した後、電源トランス
内蔵の温度ヒューズ４の切断という破損に至る問題点を
有していた。

【００１３】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、電源
トランスを含む電力制御部に対して負荷電力損失量を測
定するための高電圧電源制御出力トランジスタの出力電
流を検出する平均出力電流検出部と二電源切換え制御部
の平均電力損失量(温度)とを判定することにより総合電
力供給量を検定し、ある所定の遅延時間を設定すること
で電源トランスの温度上昇を予測して推定し、高電圧電
源遮断制御部を作動させることによって電源トランスを
含む電力制御部の過熱による破壊を未然に防ぐことを目
的としてなされたものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の電力制御部保護装置は、第１レベル電源供給
タップと第２レベル電源供給タップを有する電源トラン
スと、該第１レベル電源供給タップから比較的小さいパ
ワーを負荷に与える第１電力流路手段と、該第２レベル
電源供給タップから比較的大きいパワーを負荷に与える
第２電力流路手段と、該第２レベル電源供給タップに流
れる平均電流を検出し、該平均電流が所定レベルを越え
るとオーバフロー信号を出力する手段と、該電源トラン
スの温度を検出し、検出温度が所定の第１閾値を越える
とオーバヒート信号を出力する手段と、該オーバフロー
信号とオーバヒート信号を受けて可能信号を出力する論
理積手段と、該可能信号により所定時間をカウントし、
所定時間カウント後カットオフ信号を出力するタイマ手
段と、該カットオフ信号により該第２電力流路手段を遮
断する電力遮断手段から成り、負荷への電力供給を制御
する電力制御部保護装置を特徴とするものである。

【００１５】

【作用】本発明は上記した構成によって、複数電源切換
え制御部の中の高電圧電源制御トランジスタの平均電流
が所定の電流値を越えた場合に動作する電圧比較器を内
蔵した負荷電流検出部で、負荷に供給させる電力を監視
する。また、複数電源切換え制御部で発生する温度を検
出することによって、複数電源切換え制御部の平均電力
損失を監視する。この両方のセンサーが真の時、電源ト
ランスから過大な電力が供給されている状態とみなせ
る。しかし、一般的には電源トランスの温度上昇は、ト
ランスのコア(磁性材)の体積と電力損失量の関数であ
り、さまざまな値をとる。そこで、最低限必要な過大電
力を負荷に供給許容できる時間をあらかじめ設定できれ
ば、電源トランスの温度上昇をも制御可能になる。そこ
で、上記の２つの検出出力端が真の時のみ真となる論理
積出力部と、ある所定の遅延時間を設定できるタイマー
制御部と、高電圧電源遮断制御部とで構成することによ
って、二電源制御部と負荷に過大な電力がある所定の時
間、連続して印加されると高電圧電源遮断制御部が動作
して、負荷には低電圧タップから供給される電力に制限
することができる。通常、この高電圧電源タップと低電
圧電源タップの比を１／２〜２／３にして構成すれば、
おおよその電力損失は電圧の２乗に比例するから半分以
下と、大幅に電力損失の低減が可能となる。そのため、
電源トランスの温度上昇は大幅に緩和され、内蔵温度ヒ
ューズが遮断することなく電力供給できる。また、もし
も、複数電源切換え制御部で発生する温度が所定の温度
以下に低下した時は、高電圧電源遮断制御部とタイマー
制御部をリセットできるようにしておけば、再び負荷に
電力を正常に供給できるようになる。このようにして、
複数電源供給タップ付電源トランスと複数電源切換え制
御部とを含む電力制御部の過熱を防止することを可能に
することを特徴とするものである。

【００１６】

【実施例】以下本発明の電力制御部保護装置の実施例に
ついて、図１を参照しながら詳細に説明する。

【００１７】図１は本発明の第一の実施例における電力
制御部保護装置の基本構成を示すものである。図１にお
いて、１は電源トランス、２は電源トランス１の一次側
の第一の入力端、３は電源トランス１の一次側の第二の
入力端、４は電源トランスに内蔵されている温度ヒュー
ズ、５は高電圧整流回路部、６は電源トランス１の高電
圧側タップの第一の出力端、７は電源トランス１の高電
圧側タップの第二の出力端、８は高電圧整流回路部の正
の出力端、９は高電圧整流回路部の負の出力端、１０は
正の高電圧整流用コンデンサ、１１は負の高電圧整流用
コンデンサ、１２は低電圧整流回路部、１３は電源トラ
ンス１の低電圧側タップの第一の出力端、１４は電源ト
ランス１の低電圧側タップの第二の出力端、１５は低電
圧整流回路部の正の出力端、１６は低電圧整流回路部の
負の出力端、１７は正の低電圧整流コンデンサ、１８は
負の低電圧整流コンデンサ、１９は二電源切換え制御回
路部、２０は二電源切換え制御部信号入力端、２１、２
２は相補な出力トランジスタ、２３は正の高電圧電源制
御用出力トランジスタ、２４は負の高電圧電源制御用出
力トランジスタ、２５、２６は正電源制御用出力トラン
ジスタ２３のバイアスを作る抵抗とツェナーダイオー
ド、２７は正側スイッチ用ダイオード、２８、２９は負
電源制御用出力トランジスタ２４のバイアスを作る抵抗
とツェナーダイオード、３０は負側スイッチ用ダイオー
ド、３１は出力端、３２は例えばスピーカ等の負荷抵
抗、３３はグランド端である。

【００１８】３４は二電源切換え制御部温度検出部であ
り、二電源切換え制御部１９の平均電力損失量(温度)を
検出する。３５は温度検出部出力端、３６はトランジス
タ２３，２４のＯＮ，ＯＦＦ制御を行う高電圧電源遮断
制御部、３７は高電圧電源制御トランジスタの平均電流
検出部であり、負荷抵抗であるスピーカ３２に供給され
る電流の平均値を検出する。３８は高電圧電源制御トラ
ンジスタの電流検出用抵抗、３９は高電圧電源制御トラ
ンジスタの第一の電流検出端、４０は高電圧電源制御ト
ランジスタの第二の電流検出端、４１は高電圧電源制御
トランジスタの平均電流検出部出力端、４２は論理積検
出部、４３は所定時間、例えば１０分をカウントするタ
イマー制御部、４４はタイマー制御部セット端、４５は
タイマー制御部リセット端、４６はタイマー制御部出力
端、で構成されている。

【００１９】以上のように構成された電力制御部保護装
置について、以下その動作について説明する。

【００２０】一実施例においては、図１に示す回路は、
例えばスピーカボックス（図示せず）の内部に設けられ
ている。

【００２１】まず、二電源切換え制御部信号入力端２０
にオーディオ信号等の入力信号を加えると、相補な出力
トランジスタ２１、２２はエミッタフォロワーとなって
いるため、出力端３１はほぼ入力に等しい電圧が出力さ
れる。ここで、出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出
力端１５より十分小さい時、負荷抵抗３２に流れる電流
は、正の半サイクルでは、低電圧整流回路部の正の出力
端１５、正側スイッチ用ダイオード２７、出力トランジ
スタ２１、負荷抵抗３２の経路で流れる。次に出力電圧
の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より大きい時、
負荷抵抗３２に流れる電流は、正の半サイクルでは、高
電圧整流回路部の正の出力端８、正の高電圧電源制御用
出力トランジスタ２３、抵抗３８、出力トランジスタ２
１、負荷抵抗３２の経路で流れる。この状態の各部の波
形を図６に示す。図６においてＶcはトランジスタ２１
のコレクタ電圧を示し、Ｖc'はトランジスタ２２のコレ
クタ電圧を示す。

【００２２】図６の出力電圧eoとトランジスタ２１のコ
レクタ電圧Ｖcとの差は、図１のバイアス用ツェナーダ
イオード２６の電圧であり、出力トランジスタ２１の非
直線領域(飽和領域)を使用しないようにするため、常に
バイアス電圧を与えておくものである。同様に出力電圧
eoとトランジスタ２２のコレクタ電圧Ｖc'との差は、図
１のバイアス用ツェナーダイオード２９の電圧であり、
出力トランジスタ２２の非直線領域（飽和領域）を使用
しないようにするため、常にバイアス電圧を与えてお
く。

【００２３】また、このように動作する二電源切換え制
御部への電源トランス１からの電力供給は、まず、出力
電圧の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より十分小
さい時は、電源トランス１の低電圧側タップの第一の出
力端１３と電源トランス１の低電圧側タップの第二の出
力端１４を通じて供給されるこことなる。次に、出力電
圧の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より大きい時
は、電源トランス１の高電圧側タップの第一の出力端６
と電源トランス１の高電圧側タップの第二の出力端７を
通じて供給されるこことなる。典型的な二電源切換え制
御部の電力損失を図７に示す。図７において、横軸は出
力端３１に現れる出力電圧振幅であり、縦軸はその時の
二電源切換え制御部トランジスタ２１、２３(２２、２
４)の合成した電力損失の値を示している。図７におい
て、ＶTHはちょうど出力電圧の絶対値が低電圧整流回路
部出力端１５を越えた電圧点を示している。また、破線
で示している曲線は、単一電源制御部の場合の電力損失
の値を示している。これは一般的にはＢクラス動作とし
て知られている。

【００２４】図７からわかるように、二電源切換え制御
部の電力損失は、単一の電源制御部の電力損失に比較す
ると、すべての振幅にわたって電力損失が小さい。すな
わち、より効率の高い電力制御が可能である。特に、低
電圧整流回路部出力端から電力供給を受けた場合の効率
は高く、したがって単一電源制御部に供給する電源トラ
ンスに比べ、より小さなコアサイズの電源トランスで電
力供給することが可能になる。

【００２５】図３に示すように、平均電流検出部３７
は、電流検出用抵抗３８の両端に接続される端子３９，
４０を有する。トランジスタ５１，５３、レジスタ５０
および低電流源５２で構成される回路により、トランジ
スタ５３のコレクタから抵抗３８に流れる電流に比例し
た電流が出力される。トランジスタ５４，５５はカレン
トミラー４９を構成する。したがって、抵抗３８に流れ
る電流に比例した電流はトランジスタ５５のコレクタか
らも出力される。トランジスタ５５からの電流は、抵抗
５７によって決定される所定の時定数を有するコンデン
サ５６に蓄積される。したがって、コンデンサ５６から
出力される電圧は、時定数によって決定される時間で平
均化された抵抗３８の平均電流を表す。接続点Ｊ１に表
れる平均電圧Ｖavは、比較器５９の一方の入力に加ら
れ、比較器５９の他方の入力には低電圧源５８からの所
定の低電圧Ｖoが加えられる。平均電圧Ｖavが所定の低
電圧Ｖoを越えれば、すなわち、抵抗３８に流れる平均
電流が所定のレベル以上になると、比較器５９は出力端
４１を介してハイレベル信号を出力する。

【００２６】温度検出部３４は定電圧発生器８０、作動
増幅器７８、およびヒステリシス回路７９を有する。

【００２７】定電圧発生器８０は定電流源６０、ツェナ
ーダイオード６１、トランジスタ６２、およびレジスタ
６３，６４から構成される。したがって、接続点Ｊ３か
らは定電圧が出力される。

【００２８】作動増幅器７８は定電流源６５およびトラ
ンジスタ６７，６８，６９，７０から構成される。トラ
ンジスタ６７および６９のベースに加わるベース電圧Ｖ
b６９，Ｖb６７は、それぞれ作動増幅器７８で比較され
る。Ｖb６９＜Ｖb６７である場合は、接続点Ｊ４からハ
イレベル信号が出力され、Ｖb６９＞Ｖb６７である場合
は、接続点Ｊ４からローレベル信号が出力される。

【００２９】ヒステリシス回路７９は温度検出用トラン
ジスタ７７、正帰還トランジスタ７４および抵抗７１，
７２，７３，７５，７６で構成される。温度検出用トラ
ンジスタ７７はその温度に従ってベース−エミッタ電圧
が変化し、温度検出素子として機能する。正帰還トラン
ジスタ７４は、ＯＮされれば、トランジスタ７７のベー
スに正帰還電流を供給する。少なくとも温度検出用トラ
ンジスタ７７は図１に示す回路の放熱板（図示せず）に
物理的に熱を受けるように接続されているので、トラン
ジスタ７７の温度は、電源トランスおよびその付属回路
と同じ温度に保たれる。好ましい実施例においては、ト
ランジスタ７７を含む温度検出部３４に含まれる全ての
回路素子は、ＩＣチップとして形成され、放熱板に接続
される。

【００３０】さて、このようにして電力制御される二電
源切換え制御部に対して、負荷抵抗であるスピーカ３２
に過大な平均負荷電力が印加された場合を考える。あら
かじめ仮定として、二電源切換え制御部の温度上昇の熱
時定数は、電源トランスの温度上昇の熱時定数に比較し
て、十分に短時間であるとする。

【００３１】動作において、図１に示す回路の温度（以
下、回路温度という）が、室温から高い温度、例えば１
１５℃以上に上昇すると、トランジスタ７７は図４に示
すヒステリシスパターンにおいてＯＮ状態からＯＦＦ状
態に変化する。

【００３２】さらに詳述すると、回路温度が上閾値１１
５℃よりも低い場合、例えば７０℃である場合、トラン
ジスタ７７は不能状態にされ、ＯＦＦ状態に保持され
る。したがって、ハイレベル信号が接続点Ｊ２に表れ
る。したがって、トランジスタ７４および６９はＯＦＦ
状態とされる。また、Ｖb６９＞Ｖb６７であるので、接
続点Ｊ４にローレベル信号が表れ、端子３５からローレ
ベルが出力される。

【００３３】回路温度が上閾値１１５℃以上、例えば１
１６℃になると、トランジスタ７７はＯＮされ、接続点
Ｊ２における電圧をローレベルに設定する。したがっ
て、トランジスタ７４，６９はＯＮされる。トランジス
タ７４のＯＮにより図３の矢印で示す正帰還が形成さ
れ、トランジスタ７７のベースにハイ電位が与えられ、
トランジスタ７７をＯＮ状態に保持する。したがって、
Ｖb６９＜Ｖb６７が得られ、接続点Ｊ４にハイレベル信
号が表れ、端子３５からオーバヒート信号としてのハイ
レベル信号が出力される。

【００３４】その後、回路温度が下閾値と上閾値、例え
ば７０℃と１１５℃の間にまで下がると、トランジスタ
７７は抵抗７２，７３で決定される電圧に正帰還電圧が
加わった和電圧がトランジスタ７７のベースに加わり、
トランジスタ７７は継続してＯＮ状態に保たれる。した
がって、端子３５はハイレベル信号、すなわちオーバヒ
ート信号を出力し続ける。

【００３５】さらにその後、回路温度が下閾値７０℃以
下に下がると、トランジスタ７７のベース−エミッタ電
圧Ｖbeは上述した和電圧よりも大きくなり、トランジス
タ７７をＯＦＦにする。したがって、接続点Ｊ２にはハ
イレベル信号が出力される。また、トランジスタ４７，
６９はＯＦＦ状態にされ、接続点Ｊ４にはローレベル信
号が出力され、端子３５からはローレベル信号が出力さ
れる。

【００３６】次に、図３に示す回路の全体の動きについ
て説明する。回路温度が下閾値７０℃以下であれば、ロ
ーレベル信号が論理積検出部４２の入力４２ａ，４２ｂ
に加えられる。したがって、論理積検出部４２の出力４
２ｃからはローレベル信号が出力される。

【００３７】次に、スピーカを過剰のパワーで駆動すれ
ば、抵抗３８に流れる平均電流は大きくなり、比較器５
９からハイレベル信号が出力される。この状態が続く
と、回路温度は上閾値１１５℃を越え、温度検出部３４
はハイレベルのオーバヒート信号を出力する。この時点
において、論理積検出部４２はハイレベル信号を出力
し、それはタイマ制御部４３のセット端４４に入力され
る。また、オーバヒート信号によりタイマ４３は所定時
間、例えば１０分間をカウントする。この１０分間とは
図１に示す回路が、高い温度により故障されるまでの最
大期間よりもやや少ない期間、すなわち、最低限必要な
過大電力を負荷に供給許容できる時間に設定されてい
る。一例としては、１０から３０分に設定すると、実用
的な試験で有効である。この所定の時間が経過すると、
タイマ４３はその出力４６からハイレベル信号を出力
し、そのハイレベル信号電圧電源遮断制御部３６に入力
され、トランジスタ２３，２４をＯＦＦ状態にする。し
たがって、高電圧整流回路部５からの大きなパワーで駆
動されていたスピーカ３２は、低電圧整流回路部１２か
らの低いパワーで駆動されるよう切り換えられる。

【００３８】トランジスタ２３，２４がＯＦＦ状態にさ
れると、抵抗３８に流れる平均電流は低減され、比較器
５９からローレベル信号が出力される。したがって、論
理積検出部４２はローレベル信号を出力する。この時点
においては、タイマ４３は何の変化も行わない。

【００３９】その後、回路温度が下閾値７５℃以下に下
がると、出力端子３５からローレベル信号が出力され、
タイマ４３のリセット端子４５に入力される。したがっ
て、タイマ４３はローレベル信号を出力し、高電圧電源
遮断制御部３６によりトランジスタ２３，２４をＯＮ状
態にする。したがって、スピーカ３２は再びハイパワー
で駆動することが可能となる。

【００４０】通常、この高電圧電源タップと低電圧電源
タップの比を１／２〜２／３にして構成すれば、おおよ
その電力損失は電圧の２乗に比例するから半分以下と、
大幅に電力損失の低減が可能となる。そのため、電源ト
ランス１の温度上昇は大幅に緩和され、内蔵温度ヒュー
ズ４が遮断することなく電力供給できる。また、二電源
切換え制御部温度検出部３４で発生する温度が所定の温
度以下に低下した時、タイマー制御部４３がリセットさ
れ、高電圧電源遮断制御部３６からＯＦＦ信号(例えば
ロー信号)が出力される場合は、再び負荷に電力を正常
に供給できるようになる。このようにして、二電源供給
タップ付電源トランス１と二電源切換え制御部１９とを
含む電力制御部の過熱を防止することが可能になる。

【００４１】図２(a)、(b)は、これら一連の動作の温度
と時間経過を示したものである。図２(a)において、縦
軸のＴは二電源切換え制御部１９の温度、Ｔ１は論理積
検出部４２の出力端が真となる時間t onのときの二電源
切換え制御部温度検出部３４の温度、tＤはタイマー制
御部４３の遅延時間である。次に図２(b)において、縦
軸のＴは電源トランス１の温度、Ｔ２は電源トランスに
内蔵されている温度ヒューズの熔断(臨界)温度である。

【００４２】なお、以上の説明は二電源供給タップ付電
源トランスの場合について説明してきたが、より細かい
制御を可能にする三電源供給タップ付電源トランスある
いはそれ以上の複数電源供給タップ付電源トランスの場
合についても、同様の動作をさせることができる。

【００４３】

【発明の効果】以上のように本発明は、複数電源切換え
増幅器に、高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出
部と複数電源切換え増幅器の平均電力損失検出部との論
理積検出部と、ある所定の遅延時間を設定できるタイマ
ー制御部と、高電圧電源遮断制御部とで構成することに
よって、電源トランスを大幅に小型化できる制御技術を
可能にするものであり、電力産業分野の全般にわたっ
て、広範囲の応用が期待できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における電力制御部保護
装置の基本構成図

【図２】本発明の第１の実施例における電力制御部保護
装置の温度上昇図

【図３】従来の電力制御部保護装置の基本構成図

【図４】従来の電力制御部保護装置の基本動作説明図

【図５】従来の電力制御部保護装置の電力損失を示す図

【図６】電力制御部保護装置の各部波形図

【図７】二電源切換え制御部の電力損失を示す図

【符号の説明】

１ 電源トランス ４ 電源トランスに内蔵されている温度ヒューズ ５ 高電圧整流回路部 ８ 高電圧整流回路部の正の出力端 ９ 高電圧整流回路部の負の出力端 １２ 低電圧整流回路部 １５ 低電圧整流回路部の正の出力端 １６ 低電圧整流回路部の負の出力端 １９ 二電源切換え制御回路部 ２０ 二電源切換え制御部信号入力端 ２１、２２ 相補な出力トランジスタ ２３ 正の高電圧電源制御用出力トランジスタ ２４ 負の高電圧電源制御用出力トランジスタ ２５ 正電源制御用出力トランジスタ２３のバイアスを
作る抵抗 ２６ 正電源制御用出力トランジスタ２３のバイアスを
作るツェナーダイオード ２８ 負電源制御用出力トランジスタ２４のバイアスを
作る抵抗 ２９ 負電源制御用出力トランジタ２４のバイアスを作
るツェナーダイオード ３１ 出力端 ３２ 負荷抵抗 ３４ 二電源切換え制御部温度検出部 ３５ 温度検出部出力端 ３６ 高電圧電源遮断制御部 ３７ 高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出部 ３８ 高電圧電源制御トランジスタの電流検出用抵抗 ３９ 高電圧電源制御トランジスタの第一の電流検出端 ４０ 高電圧電源制御トランジスタの第二の電流検出端 ４１ 高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出部出
力端 ４２ 論理積検出部 ４３ タイマー制御部 ４４ タイマー制御部セット端 ４５ タイマー制御部リセット端 ４６ タイマー制御部出力端

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西川 恒成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−137312（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−121320（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/52 H03F 1/02

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１レベル電源供給タップ（１５，１
   ６）と第２レベル電源供給タップ（８，９）を有する電
   源トランス（１）と、 該第１レベル電源供給タップ（１５，１６）から比較的
   小さいパワーを負荷に与える第１電力流路手段（２１，
   ２２）と、 該第２レベル電源供給タップ（８，９）から比較的大き
   いパワーを負荷に与える第２電力流路手段（２３，２
   ４）と、 該第２レベル電源供給タップ（８，９）に流れる平均電
   流を検出し、該平均電流が所定レベルを越えるとオーバ
   フロー信号を出力する手段（３７）と、 該電源トランス（１）の温度を検出し、検出温度が所定
   の第１閾値を越えるとオーバヒート信号を出力する手段
   （３４）と、 該オーバフロー信号とオーバヒート信号を受けて可能信
   号を出力する論理積手段（４２）と、 該可能信号により所定時間をカウントし、所定時間カウ
   ント後カットオフ信号を出力するタイマ手段（４３）
   と、 該カットオフ信号により該第２電力流路手段（２３，２
   ４）を遮断する電力遮断手段（３６）から成り、負荷へ
   の電力供給を制御することを特徴とする電力制御部保護
   装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電力制御部保護装置で
   あって、温度検出手段（３４）は、検出温度が、該第１
   閾値以下の第２閾値以下であれば正常信号を出力するこ
   とを特徴とする電力制御部保護装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載の電力制御部保護装置で
   あって、該タイマ手段（４３）は、該正常信号に応じて
   導通信号を出力し、該電力遮断手段（３６）は、該導通
   信号により、該第２電力流路手段（２３，２４）を導通
   状態にすることを特徴とする電力制御部保護装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の電力制御部保護装置で
   あって、温度検出手段（３４）は平均電力損失量を検出
   するためのトランジスタ（７７）を有することを特徴と
   する電力制御部保護装置。