JP3043067B2 - ２進信号のバンド幅の制限方法および装置 - Google Patents
２進信号のバンド幅の制限方法および装置Info
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- JP3043067B2 JP3043067B2 JP3512592A JP51259291A JP3043067B2 JP 3043067 B2 JP3043067 B2 JP 3043067B2 JP 3512592 A JP3512592 A JP 3512592A JP 51259291 A JP51259291 A JP 51259291A JP 3043067 B2 JP3043067 B2 JP 3043067B2
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- logic
- binary signal
- sequence
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/04—Conversion to or from representation by pulses the pulses having two levels
- H03M5/14—Code representation, e.g. transition, for a given bit cell depending on the information in one or more adjacent bit cells, e.g. delay modulation code, double density code
- H03M5/145—Conversion to or from block codes or representations thereof
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、信号レベルにおいて連続した変化系列を示
すディジタル信号を発生することによって、選択された
２進信号のバンド幅を制限する方法に関するものであ
る。２つの論理状態は、それぞれ周波数f1およびf2を有
する各パルス列によって代表される。
すディジタル信号を発生することによって、選択された
２進信号のバンド幅を制限する方法に関するものであ
る。２つの論理状態は、それぞれ周波数f1およびf2を有
する各パルス列によって代表される。
背景技術 文献には、いくつかの異ったディジタル信号伝送方法
が説明されている。たとえば種々のテキストブックに
は、一般にNRZ方法、バイフェーズ方法、およびDM方法
という名称で知られている方式が記載されている。たと
えぱ米国カリフォルニア州、95008−6609、キャンベル
のザイロク社の1989年５月発行の製品カタログ「Z16C30
CMOS USC ユニバーサル シリアル コントロー
ラ」の８ページを参照されたい。
が説明されている。たとえば種々のテキストブックに
は、一般にNRZ方法、バイフェーズ方法、およびDM方法
という名称で知られている方式が記載されている。たと
えぱ米国カリフォルニア州、95008−6609、キャンベル
のザイロク社の1989年５月発行の製品カタログ「Z16C30
CMOS USC ユニバーサル シリアル コントロー
ラ」の８ページを参照されたい。
もっとも簡単で、かつ、もっとも一般的な方法は、NR
Z方法（ノンリターンツーゼロ）であって、論理１は高
位信号によって代表され、論理ゼロは低位信号によって
代表される（逆の場合も同様である）。NRZ信号化方法
はゼロから1/TBヘルツまでのバンド幅を有する伝送チャ
ンネルを必要とし、ここでTBは秒単位のデータビットの
継続時間である。NRZ符号は大きい直流電圧成分を持っ
ており、それは低位のバンド限界が０でない場合には不
適当である。NRZは、信号レベルにおける二つの相互に
連続した転換の間の、ごく微小な時間経過をも保証しな
い。このことは、クロック信号がデータ信号から得られ
ないので、別のチャンネルから伝送されなければならな
いことを意味する。
Z方法（ノンリターンツーゼロ）であって、論理１は高
位信号によって代表され、論理ゼロは低位信号によって
代表される（逆の場合も同様である）。NRZ信号化方法
はゼロから1/TBヘルツまでのバンド幅を有する伝送チャ
ンネルを必要とし、ここでTBは秒単位のデータビットの
継続時間である。NRZ符号は大きい直流電圧成分を持っ
ており、それは低位のバンド限界が０でない場合には不
適当である。NRZは、信号レベルにおける二つの相互に
連続した転換の間の、ごく微小な時間経過をも保証しな
い。このことは、クロック信号がデータ信号から得られ
ないので、別のチャンネルから伝送されなければならな
いことを意味する。
他の方法として、バイフェーズ符号化方法がある。バ
イフェーズ符号では、各ビット間隔において、信号レベ
ルの少なくとも１つ、しかも多くても２つの変化が常に
発生する。これにより符号化された信号からクロック信
号が得られることを可能にするけれども、伝送チャンネ
ルのバンド幅が０〜2/TBに増加する。バイフェーズ符号
におけるもっとも重大な欠点は、その上位バンド限界が
NRZ信号法の上位バンド限界の２倍である点にある。
イフェーズ符号では、各ビット間隔において、信号レベ
ルの少なくとも１つ、しかも多くても２つの変化が常に
発生する。これにより符号化された信号からクロック信
号が得られることを可能にするけれども、伝送チャンネ
ルのバンド幅が０〜2/TBに増加する。バイフェーズ符号
におけるもっとも重大な欠点は、その上位バンド限界が
NRZ信号法の上位バンド限界の２倍である点にある。
マンチェスター符号はバイフェーズ変調の一つの変形
であり、バイフェーズ−レベルとして知られている。こ
こでは論理１は、1/2TBの高位信号レベルに1/2TBの低位
信号レベルが続くものとして符号化され、また論理０
は、1/2TBの低位信号レベルに1/2TBの高位信号レベルが
続くものとして符号化される。それゆえマンチェスター
符号は、極性に依存している。
であり、バイフェーズ−レベルとして知られている。こ
こでは論理１は、1/2TBの高位信号レベルに1/2TBの低位
信号レベルが続くものとして符号化され、また論理０
は、1/2TBの低位信号レベルに1/2TBの高位信号レベルが
続くものとして符号化される。それゆえマンチェスター
符号は、極性に依存している。
DM符号（遅延変調）すなわちミラー符号は、他の方法
であり、これは、バイフェーズ符号と同様に、変調され
たデータ信号からクロック信号を再生することが可能で
あるが、高位のバンド限界に関してはバイフェーズ符号
の欠点を有しない。しかしながら、DM符号によって変調
されたデータ信号は、全く直流電圧成分の無いものであ
る。DMにおいて、論理１は、もしその次に０が来るなら
ばビット間隔の中央における信号レベルの変化として符
号化され、論理０は、もしその次に０が来るならばビッ
ト間隔の終端における信号レベルの変化として符号化さ
れる。
であり、これは、バイフェーズ符号と同様に、変調され
たデータ信号からクロック信号を再生することが可能で
あるが、高位のバンド限界に関してはバイフェーズ符号
の欠点を有しない。しかしながら、DM符号によって変調
されたデータ信号は、全く直流電圧成分の無いものであ
る。DMにおいて、論理１は、もしその次に０が来るなら
ばビット間隔の中央における信号レベルの変化として符
号化され、論理０は、もしその次に０が来るならばビッ
ト間隔の終端における信号レベルの変化として符号化さ
れる。
マンチェスター符号も、DM符号も、１または０が無限
に続く場合には、変調されたデータ信号が、単なる1/2
データビットの位相シフトと同じになるという欠点を有
する。これにより、同期のための問題が生じる。なぜな
ら、受信器（復号器）にとっては、変調された信号を正
しく復号するために位相の位置を認識することが必要と
なるためである。
に続く場合には、変調されたデータ信号が、単なる1/2
データビットの位相シフトと同じになるという欠点を有
する。これにより、同期のための問題が生じる。なぜな
ら、受信器（復号器）にとっては、変調された信号を正
しく復号するために位相の位置を認識することが必要と
なるためである。
発明の開示 本発明の目的は、公知の方法に関する欠点を除く方法
を提供し、かつ、結果として得られた信号が、たとえば
ケーブルのようなバンド幅を制限する媒体によって伝送
されるのにいっそう適するように、ディジタル信号を変
調することにある。
を提供し、かつ、結果として得られた信号が、たとえば
ケーブルのようなバンド幅を制限する媒体によって伝送
されるのにいっそう適するように、ディジタル信号を変
調することにある。
これは本発明にもとづいて達成でき、本発明では、変
調されたディジタル信号のパルス列の周波数f1、f2が相
互に相違し、かつ高位周波数f2が、１秒当りのデータビ
ットの数の半分（1/2TB）に等しくなる。２つのパルス
位置の間のトランジションは、結果として得られる信号
の積分値（RDS）が、４個の伝送されたデータビットの
接続時間（4TB）内で０に等しくなるように選定され
る。
調されたディジタル信号のパルス列の周波数f1、f2が相
互に相違し、かつ高位周波数f2が、１秒当りのデータビ
ットの数の半分（1/2TB）に等しくなる。２つのパルス
位置の間のトランジションは、結果として得られる信号
の積分値（RDS）が、４個の伝送されたデータビットの
接続時間（4TB）内で０に等しくなるように選定され
る。
変調された信号は、情報を携行する一つの信号レベル
から他のものへのトランジションまたは接続であるよう
に微分的に変換され、実際のレベル自身ではないように
される。これは、極性への依存性を包含している。
から他のものへのトランジションまたは接続であるよう
に微分的に変換され、実際のレベル自身ではないように
される。これは、極性への依存性を包含している。
本発明の方法の特に好ましい実施態様においては、選
択された２進入力信号がNRZ信号であり、次に示す符号
化表が、選択されたNRZ信号を翻訳するために使用され
る。
択された２進入力信号がNRZ信号であり、次に示す符号
化表が、選択されたNRZ信号を翻訳するために使用され
る。
符号語は符号化されて２進ビットパターンの２倍の長
さを有し、各NRZ−ビットについて２ビットが高度技術
媒介物（Upptecknignsmediumet）の変調のために使用さ
れる。符号語は、論理１がビット間隔の後で信号レベル
に変化を起こさせ、論理０が信号レベルに変化を起させ
ないように、記録手段を変調させる。
さを有し、各NRZ−ビットについて２ビットが高度技術
媒介物（Upptecknignsmediumet）の変調のために使用さ
れる。符号語は、論理１がビット間隔の後で信号レベル
に変化を起こさせ、論理０が信号レベルに変化を起させ
ないように、記録手段を変調させる。
符号語はまた３進法（ベース３による）として表現さ
れる。符号語がベース３で表現される時には、対応する
論法は次の通りとなる。すなわち、符号語が記録手段を
変調させて、１がビット間隔の中央における信号レベル
の変化を起し、２はビット間隔の後における信号レベル
の変化を起し、０は信号レベルの変化を起さないように
される。これが符号語の定義である。これはまた、１は
ビット間隔の「始まり」における信号レベルの変化を起
こさせ、２はビット間隔の「中央」における信号レベル
の変化を起させるということができる。NRZ−データの
数字１および０の位置変化についても同様である。
れる。符号語がベース３で表現される時には、対応する
論法は次の通りとなる。すなわち、符号語が記録手段を
変調させて、１がビット間隔の中央における信号レベル
の変化を起し、２はビット間隔の後における信号レベル
の変化を起し、０は信号レベルの変化を起さないように
される。これが符号語の定義である。これはまた、１は
ビット間隔の「始まり」における信号レベルの変化を起
こさせ、２はビット間隔の「中央」における信号レベル
の変化を起させるということができる。NRZ−データの
数字１および０の位置変化についても同様である。
上述の符号化表から、符号化された信号は、TB/2のス
テップ内において時間間隔に伴う信号トランジションま
たは接続を有するが、1TBより決して小さくなく、4TBよ
りも決して大きくないことが理解されるであろう。
テップ内において時間間隔に伴う信号トランジションま
たは接続を有するが、1TBより決して小さくなく、4TBよ
りも決して大きくないことが理解されるであろう。
符号語は微分して伝送され、符号表の第２列の（01）
のNRZ信号は、先行するビットが０である時には0011に
変調され、また先行するビットが１である時には1100に
変調される。
のNRZ信号は、先行するビットが０である時には0011に
変調され、また先行するビットが１である時には1100に
変調される。
結果的に得られて符号語により構成されたビットスト
リームにおいて、シーケンス10101（２進法）が元のNRZ
信号内の３つの連続する１（111）に対する唯一のもの
であることから、同期化が達成される。この事実は、入
って来るビットストリームの位相位置の決定のために、
受信器（復号器）によって利用される。
リームにおいて、シーケンス10101（２進法）が元のNRZ
信号内の３つの連続する１（111）に対する唯一のもの
であることから、同期化が達成される。この事実は、入
って来るビットストリームの位相位置の決定のために、
受信器（復号器）によって利用される。
好ましい実施態様の説明 本発明による方法を添付図面を参照してさらに詳細に
説明する。
説明する。
図１−図３は、ディジタル入力信号の論理１および０
の、互いに相異する、考え得る連続における信号レベル
の変調を示している。
の、互いに相異する、考え得る連続における信号レベル
の変調を示している。
図４は具体的な符号器の構成を示しており、これによ
って本発明の符号化方法が実行される。
って本発明の符号化方法が実行される。
図５は具体的な復号器の構成を示しており、これによ
って本発明の復号方法が実施される。
って本発明の復号方法が実施される。
２進入力信号Ｂは、論理１および０の互いに異なった
シーケンスによって図中に示されている。符号語のシー
ケンスＣ（ベース３によって表現されている）はこのよ
うなそれぞれの２進信号の間中において与えられ、この
シーケンスは本発明の方法において使用される。これら
のシーケンスによって示されているのは結果として得ら
れたディジタル信号Ｄであって、このディジタル信号
は、図示され説明された本発明の好ましい実施態様にお
いて、本発明の方法に従って、最高および最低の周波数
がそれぞれ2/TBおよび1/8TBとなるような手法で変調さ
れている。基準符号および大きさTBは、それぞれデータ
ビットにおけるビット間隔および持続時間を秒で意味し
ている。図１−図３のそれぞれの一番下に示されたもの
は積分RDS（ディシタル和の長さ、Run Length Digita
l Sum）の値であり、それは本方法によれば4TBの周期
の内で０に等しくなる。
シーケンスによって図中に示されている。符号語のシー
ケンスＣ（ベース３によって表現されている）はこのよ
うなそれぞれの２進信号の間中において与えられ、この
シーケンスは本発明の方法において使用される。これら
のシーケンスによって示されているのは結果として得ら
れたディジタル信号Ｄであって、このディジタル信号
は、図示され説明された本発明の好ましい実施態様にお
いて、本発明の方法に従って、最高および最低の周波数
がそれぞれ2/TBおよび1/8TBとなるような手法で変調さ
れている。基準符号および大きさTBは、それぞれデータ
ビットにおけるビット間隔および持続時間を秒で意味し
ている。図１−図３のそれぞれの一番下に示されたもの
は積分RDS（ディシタル和の長さ、Run Length Digita
l Sum）の値であり、それは本方法によれば4TBの周期
の内で０に等しくなる。
図１は論理１のシーケンスを含む選択された２進信号
Ｂを示しており、すなわち各ビット間隔TBは論理１から
成る。本発明によれば、このような論理１のシーケンス
は符号語Ｃによって変調され、図１およびそれに続く図
において、３進法によって表現され、ディジタル信号Ｄ
になる。このようにして論理１は、この論理１が他の論
理１によって先行された場合、各ビット間隔TBの中央に
おける変化として符号化される。これは前述の符号表に
おけるケースＩとして示される。
Ｂを示しており、すなわち各ビット間隔TBは論理１から
成る。本発明によれば、このような論理１のシーケンス
は符号語Ｃによって変調され、図１およびそれに続く図
において、３進法によって表現され、ディジタル信号Ｄ
になる。このようにして論理１は、この論理１が他の論
理１によって先行された場合、各ビット間隔TBの中央に
おける変化として符号化される。これは前述の符号表に
おけるケースＩとして示される。
図2aは符号表におけるケースIIを示し、そこにおいて
は０に１が後続する。よってディジタル信号Ｄは、論理
０が発生するビット間隔TBの後の信号レベルの変化によ
って変調される。もし選択された２進信号Ｂが、２つの
論理０に論理１が続くシーケンスを含むならば、図2bに
示され、かつ符号表にケースIIIとして表わされるよう
に、ディジタル信号Ｄは、２番目の論理０を含むビット
間隔TBの中央における信号レベルの変化によって変調さ
れる。
は０に１が後続する。よってディジタル信号Ｄは、論理
０が発生するビット間隔TBの後の信号レベルの変化によ
って変調される。もし選択された２進信号Ｂが、２つの
論理０に論理１が続くシーケンスを含むならば、図2bに
示され、かつ符号表にケースIIIとして表わされるよう
に、ディジタル信号Ｄは、２番目の論理０を含むビット
間隔TBの中央における信号レベルの変化によって変調さ
れる。
図2cは、選択された２進信号が、３つの論理０に論理
１が続くシーケンスを含む場合の、考え得る符号化の可
能性を示す。この場合、論理０を含む各ビット間隔TBの
後に信号レベルの変化をもたらすようにディジタル信号
Ｄを変調することによって、符号化が起われる。しか
し、図2dに示され、かつ前述の符号表のケースIVに表さ
れるように、０を含む２番目のビット間隔TBの後の信号
レベルの変化を起させるようにディジタル信号Ｄを変調
することが、いっそう有利であることがわかった。
１が続くシーケンスを含む場合の、考え得る符号化の可
能性を示す。この場合、論理０を含む各ビット間隔TBの
後に信号レベルの変化をもたらすようにディジタル信号
Ｄを変調することによって、符号化が起われる。しか
し、図2dに示され、かつ前述の符号表のケースIVに表さ
れるように、０を含む２番目のビット間隔TBの後の信号
レベルの変化を起させるようにディジタル信号Ｄを変調
することが、いっそう有利であることがわかった。
これらの例において、選択された２進信号Ｂが後続す
る１の前に３つ以上の０が存在するシーケンスを含む時
は、前述の符号表のケースＶにおけるディジタル信号Ｄ
は、本発明にもとづいて、２番目のビット間隔TBの中央
と３番目のビット間隔TBの終端との双方において、その
信号レベルに変化を呈するように変調される。これは図
３に示されている。
る１の前に３つ以上の０が存在するシーケンスを含む時
は、前述の符号表のケースＶにおけるディジタル信号Ｄ
は、本発明にもとづいて、２番目のビット間隔TBの中央
と３番目のビット間隔TBの終端との双方において、その
信号レベルに変化を呈するように変調される。これは図
３に示されている。
本発明の方法がどのように実行されるかを説明するた
めに、符号化装置および復号装置を図４および図５を参
照して説明する。しかしこれらの２つの装置は単に例示
のためにだけのものであり、この方法は他の装置また改
良された装置によっても同様に実施することができる。
めに、符号化装置および復号装置を図４および図５を参
照して説明する。しかしこれらの２つの装置は単に例示
のためにだけのものであり、この方法は他の装置また改
良された装置によっても同様に実施することができる。
符号器 本発明の方法が実行される符号化装置は、符号語カウ
ンタ１と、シフトレジスタ２と、フィードバック接続フ
リップフロップ３と、符号語表を形成する組合せ論理４
とを含んでいる。符号語カウンタ１は各パルスによって
１つのステップをカウントアップするように構成されて
おり、もしカウンタが３からカウントアップすれば、そ
れは１となる。０にセットされた時だけ、それは０にな
ることができる。（０セッティング ０−１−２−３−
１−２−３−１−２−３−１）。入って来るビットスト
リームは、1/TBのレートで検出される。シフトレジスタ
２およびフィードバック接続フリップフロップ３は、2/
TBでクロック制御される。符号語カウンタ１は、1/TBの
レートでクロック制御される。
ンタ１と、シフトレジスタ２と、フィードバック接続フ
リップフロップ３と、符号語表を形成する組合せ論理４
とを含んでいる。符号語カウンタ１は各パルスによって
１つのステップをカウントアップするように構成されて
おり、もしカウンタが３からカウントアップすれば、そ
れは１となる。０にセットされた時だけ、それは０にな
ることができる。（０セッティング ０−１−２−３−
１−２−３−１−２−３−１）。入って来るビットスト
リームは、1/TBのレートで検出される。シフトレジスタ
２およびフィードバック接続フリップフロップ３は、2/
TBでクロック制御される。符号語カウンタ１は、1/TBの
レートでクロック制御される。
符号化プロセスの初めに、シフトレジスタ２は101010
10にセットされる。それは４つのNRZ−１（1111）の後
にセットされる状態であり、受信器（図５の復号器）が
変調された信号Ｄの正しい位相位置を探し得るようにセ
ットされる。入って来るデータビットが論理１である
時、符号語は符号語カウンタ１が指示する列へ読み込ま
れ、この符号語はシフトレジスタ２に挿入され、その後
に符号カウンタ１は０にセットされる。入って来るデー
タビットが０で符号語カウンタ１が数字３である時に
は、符号語はライン３＋に読み込まれ、この符号語は２
ステップの変位すなわちシフトでもってシフトレジスタ
２に導入される。入って来るデータ語が０であれば、符
号語カウンタ１は１ステップをカウントアップする。論
理０は各クロックサイクル内の最も重要でないビット内
にクロックされるので、符号語Ｃにおける論理１（図１
−図３）だけがシフトレジスタ２内へ書き込まれる必要
がある。
10にセットされる。それは４つのNRZ−１（1111）の後
にセットされる状態であり、受信器（図５の復号器）が
変調された信号Ｄの正しい位相位置を探し得るようにセ
ットされる。入って来るデータビットが論理１である
時、符号語は符号語カウンタ１が指示する列へ読み込ま
れ、この符号語はシフトレジスタ２に挿入され、その後
に符号カウンタ１は０にセットされる。入って来るデー
タビットが０で符号語カウンタ１が数字３である時に
は、符号語はライン３＋に読み込まれ、この符号語は２
ステップの変位すなわちシフトでもってシフトレジスタ
２に導入される。入って来るデータ語が０であれば、符
号語カウンタ１は１ステップをカウントアップする。論
理０は各クロックサイクル内の最も重要でないビット内
にクロックされるので、符号語Ｃにおける論理１（図１
−図３）だけがシフトレジスタ２内へ書き込まれる必要
がある。
フィードバック接続フリップフロップ３は、好ましく
はXOR−ゲート６を介してフィードバック接続される。
はXOR−ゲート６を介してフィードバック接続される。
復号器 変調された信号Ｄから、選択された２進信号Ｂを再生
するための装置は、符号語カウンタ11と、シフトレジス
タ12と、２つのフリップフロップ17、18と、フェイズロ
ックトループ（DPLL）16と、組合せ論理とを含んでい
る。この組合せ論理は、符号語表14と、比較器13と、同
期検出器15とを形成する。符号語カウンタ11の構造は、
符号化装置の符号器カウンタ１の構造と一致している。
前述のフリップフロップの一つはRXCフリップフロップ1
7であって、これは、同期検出器15からの信号に応答し
て、再生され選択された２進信号Ｂを得ることができる
出力フリップフロップ18を活性化するように構成されて
いる。シフトレジスタ12およびRXCフリップフロップ17
は、2/TBのレートでクロック制御される。符号語カウン
タ11および出力フリップフロッブ18は、1/TBの割合でク
ロック制御される。
するための装置は、符号語カウンタ11と、シフトレジス
タ12と、２つのフリップフロップ17、18と、フェイズロ
ックトループ（DPLL）16と、組合せ論理とを含んでい
る。この組合せ論理は、符号語表14と、比較器13と、同
期検出器15とを形成する。符号語カウンタ11の構造は、
符号化装置の符号器カウンタ１の構造と一致している。
前述のフリップフロップの一つはRXCフリップフロップ1
7であって、これは、同期検出器15からの信号に応答し
て、再生され選択された２進信号Ｂを得ることができる
出力フリップフロップ18を活性化するように構成されて
いる。シフトレジスタ12およびRXCフリップフロップ17
は、2/TBのレートでクロック制御される。符号語カウン
タ11および出力フリップフロッブ18は、1/TBの割合でク
ロック制御される。
HDPC法（高密度パルスコード法）によって変調された
信号からなる入力信号Ｄは、ディジタル・フェイズロッ
クトループ（DPLL）16に送られる。このループは、入力
信号Ｄの周波数よりも数倍高い周波数（たとえば16/T
B）で動作される。信号が検出されると、DPLL16の出力
側に、入力信号Ｄの位相に合致したクロック信号（2/T
B）が作り出される。このクロック信号2/TBは、符号化
された信号Ｄをシフトレジスタ12にクロックするために
使用される。シフトレジスタ12の最後の５つのビットが
10101であれば、同期検出器15のフリップフロップがフ
リップし、RXCフリップフロップ17が活性化されて周波
数1/TBのクロック信号を発生し、このクロック信号は再
生された２進信号Ｂと位相が合致する。符号語カウンタ
11によって表示された符号語は、それぞれのRXCサイク
ルにおいて、シフトレジスタ12の内容と比較される。も
し符号語がシフトレジスタの内容と一致すれば、論理１
が出力フリップフロップ18内にクロックされ、符号語カ
ウンタ11は０にセットされる。もしこのような一致が無
ければ、論理０が出力フリップフロップ18にクロックさ
れ、シフトレジスタ12のセッティングはより流い符号語
の初めの部分一致するように制御され、また符号語カウ
ンタ11が３である時には、シフトレジスタ12が前述の符
号表によって列（３＋）内の符号語を含むように制御さ
れる。もしエラーが検出されたなら、同期フリップフロ
ップ15はリセットされ、この符号器は再び同期パターン
をサーチする。
信号からなる入力信号Ｄは、ディジタル・フェイズロッ
クトループ（DPLL）16に送られる。このループは、入力
信号Ｄの周波数よりも数倍高い周波数（たとえば16/T
B）で動作される。信号が検出されると、DPLL16の出力
側に、入力信号Ｄの位相に合致したクロック信号（2/T
B）が作り出される。このクロック信号2/TBは、符号化
された信号Ｄをシフトレジスタ12にクロックするために
使用される。シフトレジスタ12の最後の５つのビットが
10101であれば、同期検出器15のフリップフロップがフ
リップし、RXCフリップフロップ17が活性化されて周波
数1/TBのクロック信号を発生し、このクロック信号は再
生された２進信号Ｂと位相が合致する。符号語カウンタ
11によって表示された符号語は、それぞれのRXCサイク
ルにおいて、シフトレジスタ12の内容と比較される。も
し符号語がシフトレジスタの内容と一致すれば、論理１
が出力フリップフロップ18内にクロックされ、符号語カ
ウンタ11は０にセットされる。もしこのような一致が無
ければ、論理０が出力フリップフロップ18にクロックさ
れ、シフトレジスタ12のセッティングはより流い符号語
の初めの部分一致するように制御され、また符号語カウ
ンタ11が３である時には、シフトレジスタ12が前述の符
号表によって列（３＋）内の符号語を含むように制御さ
れる。もしエラーが検出されたなら、同期フリップフロ
ップ15はリセットされ、この符号器は再び同期パターン
をサーチする。
上に例示した符号器／復号器の実施態様は、NRZ方法
にだけ適しており、そこではNRZ符号は、ある管理プロ
トコルにしたがって次々と符号化される。この管理プロ
トコルとしては、たとえば、復号された信号がいくつか
の論理１（同期化のために使用されたようなもの）によ
って始まるとともに論理０によって終了する時に、元の
信号を復号信号から区別できるような開始および停止ビ
ットを備えたものがある。終端０は、NRZ信号を直列に
連結された複数のフリップフロップ（図示されていな
い）に通過させて遅延させることによって、除去するこ
とができる。
にだけ適しており、そこではNRZ符号は、ある管理プロ
トコルにしたがって次々と符号化される。この管理プロ
トコルとしては、たとえば、復号された信号がいくつか
の論理１（同期化のために使用されたようなもの）によ
って始まるとともに論理０によって終了する時に、元の
信号を復号信号から区別できるような開始および停止ビ
ットを備えたものがある。終端０は、NRZ信号を直列に
連結された複数のフリップフロップ（図示されていな
い）に通過させて遅延させることによって、除去するこ
とができる。
本方法は、通信チャンネルのいっそう進歩した同期化
および制御に使用することができる特殊な符号語によっ
て、拡張することができる。
および制御に使用することができる特殊な符号語によっ
て、拡張することができる。
データパッケージの形をして、選択された内容および
長さを有する２進データのブロックを伝送するための完
全な実動化は、次のように構成され、ここでは符号語は
ベース３によって表現されている。
長さを有する２進データのブロックを伝送するための完
全な実動化は、次のように構成され、ここでは符号語は
ベース３によって表現されている。
……11111111 プリアンブル 22020111 フレームタイプ１の始まり または22010201 フレームタイプ２の始まり または22010120 フレームタイプ３の始まり または22010010 フレームタイプ４の始まり xxxxxxxx ０−∞個のデータビット 22010202 フレームマークの終わり 02020020…… ポストアンブル このようにして、選択された２進信号Ｂは、本発明の
方法による明白なバンド幅の制限を伴って伝送すること
ができる。このように変調されたディジタル信号Ｄは、
真に２進数であって、２つのレベルのみを有する。本発
明を実行する当たり、ここではHDPC（高密度パルス符
号）と称された、高情報密度、高パワースペクトラムお
よび狭バンド幅のビット符号信号が獲得される。ビット
符号で変調された信号は、直流電圧成分が含まれておら
ず、それ自身でクロック制御されている。データ通信の
場合、このビット符号変調信号には自動（再）同期化と
位相エラー検出とが含まれる。本発明の方法は、データ
通信における使用と、ディジタル情報の記憶とに良く適
している。データ通信の場合はに、本方式はポイント・
ツー・ポイント接続およびバス（マルチドロップ）接続
の双方に使用することができ、かつデータは、連続的ま
たはブロック形態（データパッケージ）として伝達する
ことができる。
方法による明白なバンド幅の制限を伴って伝送すること
ができる。このように変調されたディジタル信号Ｄは、
真に２進数であって、２つのレベルのみを有する。本発
明を実行する当たり、ここではHDPC（高密度パルス符
号）と称された、高情報密度、高パワースペクトラムお
よび狭バンド幅のビット符号信号が獲得される。ビット
符号で変調された信号は、直流電圧成分が含まれておら
ず、それ自身でクロック制御されている。データ通信の
場合、このビット符号変調信号には自動（再）同期化と
位相エラー検出とが含まれる。本発明の方法は、データ
通信における使用と、ディジタル情報の記憶とに良く適
している。データ通信の場合はに、本方式はポイント・
ツー・ポイント接続およびバス（マルチドロップ）接続
の双方に使用することができ、かつデータは、連続的ま
たはブロック形態（データパッケージ）として伝達する
ことができる。
図４および図５を参照して説明された図示の回路構造
は、単に本発明の方法がどのように実現されるかの例を
示しただけのものである。前述の符号化および復号化の
機能の双方を、一つの論理回路に集積することができ
る。また本方法は、ビットパターンを翻訳するための、
ステート・マシンといての読み出しメモリの助けの有無
にかかわらず、シーケンシャル・ロジックを含む他の技
術分野へ応用できることが、当業者にとって自明であ
る。
は、単に本発明の方法がどのように実現されるかの例を
示しただけのものである。前述の符号化および復号化の
機能の双方を、一つの論理回路に集積することができ
る。また本方法は、ビットパターンを翻訳するための、
ステート・マシンといての読み出しメモリの助けの有無
にかかわらず、シーケンシャル・ロジックを含む他の技
術分野へ応用できることが、当業者にとって自明であ
る。
Claims (13)
- 【請求項１】周波数f1およびf2を有するそれぞれ対称な
パルス列によって二つの論理状態（１、０）がそれぞれ
代表される時に、信号レベル変化のシーケンス的な列を
提供する変調ディジタル信号（Ｄ）を発生することによ
って、選択された２進信号（Ｂ）のバンド幅を制限する
ための方法であって、周波数f1、f2が相互に相違し、高
い方の周波数f2が各秒の間に伝送されたデータビット数
を２で割った（1/2TB）ヘルツに等しく、かつ３または
４個のデータビットの持続時間内における結果的な信号
の積分が０となるように、二つのパルス列間のトランジ
ションが構成されることを特徴とする、２進信号のバン
ド幅の制限方法。 - 【請求項２】変調された信号（Ｄ）は、２つのレベルだ
けを有した真の２進数であることを特徴とする、請求項
１記載の２進信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項３】信号レベル中の２つの相互に連続した変化
どうしの間の最長時間と最短時間との比が、大きくても
4:1であることを特徴とする、請求項１記載の２進信号
のバンド幅の制限方法。 - 【請求項４】信号レベルにおける２つの相互に連続した
変化どうしの間の経過時間は、データビットの持続時間
の1/2倍のステップにおいて、データビットの持続時間
（TB）の１から４倍であることを特徴とする、請求項１
記載の２進信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項５】選択された２進信号（Ｂ）の論理１のシー
ケンスは各ビット間隔（TB）の中央において信号レベル
の変化をもたらすようにディジタル信号（Ｄ）を変調
し、かつ論理１が論理０によって先行された場合には、
ビット間隔（TB）の間において信号レベルに変化が無い
ことを特徴とする、請求項１から４までのいずれか１項
記載の２進信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項６】選択された２進信号（Ｂ）における、論理
１が後続する単一の論理０の発生が、その論理０が含ま
れるビット間隔（TB）の後の信号レベルの変化をもたら
すようなディジタル信号（Ｄ）の変調を生起し、また選
択された２進信号（Ｂ）における、論理１が後続するシ
ーケンス内の２つの論理０の発生が、２番目の論理０を
含むビット間隔（TB）の中央において信号レベルの変化
をもたらすようなディジタル信号（Ｄ）の変調を生起す
ることを特徴とする、請求項１から４までのいずれか１
項記載の２進信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項７】選択された２進信号（Ｂ）における、論理
１が後続する３つの論理０のシーケンスが、論理０を含
む各ビット間隔（TB）の後の信号レベルに変化をもたら
すような、ディジタル信号（Ｄ）の変調を生起すること
を特徴とする、請求項１から４までのいずれか１項記載
の２進信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項８】選択された２進信号（Ｂ）における、論理
１が後続する３つの論理０のシーケンスが、第２のビッ
ト間隔（TB）の後の信号レベルに変化をもたらすよう
な、ディジタル信号（Ｄ）の変調を生起することを特徴
とする、請求項１から４までのいずれか１項記載の２進
信号のバンド幅の制限方法。 - 【請求項９】選択された２進信号（Ｂ）における、少な
くともさらに１つの論理０に後続される３つの論理０の
シーケンスが、２番目の論理０を含むビット間隔（TB）
の中央において信号レベルに変化をもたらすとともに、
３番目の論理０を含むビット間隔（TB）の終りで信号レ
ベルにさらなる変化をもたらすような、ディジタル信号
（Ｄ）の変調を生起し、それによって、制限された２進
信号（Ｂ）内に４個よりも少ない０が残るまでそのシー
ケンスが繰返されることを特徴とする、請求項１から４
までのいずれか１項記載の２進信号のバンド幅の制限方
法。 - 【請求項１０】周波数f1およびf2を有するそれぞれ対称
なパルス列によって二つの論理状態（１、０）がそれぞ
れ代表される時に、信号レベルに連続的な変化列をもた
らす変調ディジタル信号（Ｄ）を発生することによっ
て、選択された２進信号（Ｂ）のバンド幅を制限するた
めの符号化器であって、選択された２進信号（Ｂ）によ
り制御される符号語カウンタ（１）を有し、この符号カ
ウンタは、入力信号と一緒にシフトレジスタ（２）の内
容を変更させるように構成され、このシフトレジスタの
出力はフィードバック接続フリップフロップ（３）へ接
続され、このフリップフロップの出力からディジタル信
号（Ｄ）が得られるように構成されていることを特徴と
する符号器。 - 【請求項１１】符号語カウンタ（１）がORゲート（５）
の入力に接続され、このORゲートの他の入力に、選択さ
れた２進信号（Ｂ）が供給されるように構成され、かつ
このORゲートの出力がシフトレジスタ（２）のチャージ
入力（SET）に接続されることを特徴とする、請求項10
記載の符号器。 - 【請求項１２】周波数f1およびf2を有するそれぞれ対称
なパルス列によって二つの論理状態（１、０）がそれぞ
れ代表される時に、信号レベルに連続的な変化列をもた
らす変調ディジタル信号（Ｄ）から、選択された２進信
号（Ｂ）を復号するための復号器であって、シフトレジ
スタ（12）とクロック制御されたフェイズロックトルー
プ（16）とを有し、このフェイズロックトループの入力
側に変調ディジタル信号（Ｄ）が供給されるとともに、
その出力側は出力用フリップフロップ（18）のデータ入
力側とクロック入力側とにそれぞれ接続され、かつ前記
シフトレジスタは、前記選択された２進信号（Ｂ）を出
力することができる前記出力用フリップフロップへのラ
インに比較器（13）を有し、この比較器は、その出力側
が、前記出力用フリップフロップに接続されるととも
に、符号語カウンタ（11）と組合せ論理（14）とを経
て、この比較器の入力側へ戻されるべく接続されている
ことを特徴とする復号器。 - 【請求項１３】送りレジスタ（12）に接続された同期検
出器（15）を有し、この同期検出器（15）は、変調され
たディジタル信号（Ｄ）があらかじめ定められた同期パ
ターン（２進符号の10101）を含んでいる時に活性化す
るように構成され、かつ不許可信号を検出した時にはリ
セットされるように構成されていることを特徴とする請
求項12記載の復号器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9002460A SE466725B (sv) | 1990-07-18 | 1990-07-18 | Foerfarande foer att begraensa bandbredden hos en godtycklig binaer signal |
| SE9002460-5 | 1990-07-18 | ||
| PCT/SE1991/000501 WO1992002081A1 (en) | 1990-07-18 | 1991-07-18 | Method and apparatus for bandwidth limited binary signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05509448A JPH05509448A (ja) | 1993-12-22 |
| JP3043067B2 true JP3043067B2 (ja) | 2000-05-22 |
Family
ID=20380022
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3512592A Expired - Lifetime JP3043067B2 (ja) | 1990-07-18 | 1991-07-18 | ２進信号のバンド幅の制限方法および装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5454006A (ja) |
| EP (1) | EP0539488B1 (ja) |
| JP (1) | JP3043067B2 (ja) |
| AT (1) | ATE147907T1 (ja) |
| AU (1) | AU650895B2 (ja) |
| DE (1) | DE69124242T2 (ja) |
| SE (1) | SE466725B (ja) |
| WO (1) | WO1992002081A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6043762A (en) * | 1998-05-05 | 2000-03-28 | Fairchild Semiconductor Corp. | Hardware bit coder |
| US6847312B2 (en) * | 2001-03-19 | 2005-01-25 | Kodeos Communications | Symmetric line coding |
| SK4082002A3 (en) * | 2001-05-21 | 2003-01-09 | Techem Service Ag | Method for coding and decoding a data stream |
| US7922939B2 (en) * | 2008-10-03 | 2011-04-12 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Metal nanoparticle inks |
| EP2434648A1 (de) * | 2010-09-25 | 2012-03-28 | ATLAS Elektronik GmbH | Codierer und Decodierer, Codierverfahren und Decodierverfahren sowie System aus Codierer und Decodierer |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5261424A (en) * | 1975-11-17 | 1977-05-20 | Olympus Optical Co Ltd | Encode system |
| US4027267A (en) * | 1976-06-01 | 1977-05-31 | International Business Machines Corporation | Method of decoding data content of F2F and phase shift encoded data streams |
| FR2361024A1 (fr) * | 1976-08-04 | 1978-03-03 | Cit Alcatel | Procede de codage par transitions d'informations binaires et dispositifs de codage et de decodage correspondants |
| FR2432246A1 (fr) * | 1978-07-26 | 1980-02-22 | Cit Alcatel | Procede et circuit de decodage d'un signal binaire code en cmi |
| AU542859B2 (en) * | 1979-12-28 | 1985-03-21 | Sony Corporation | Method for digital encoding/decoding |
| JPH0683271B2 (ja) * | 1983-10-27 | 1994-10-19 | ソニー株式会社 | 情報変換方式 |
| US4547764A (en) * | 1983-10-31 | 1985-10-15 | Burroughs Corporation | Pulse width decoder for double frequency encoded serial data |
| FR2585905B1 (fr) * | 1985-08-02 | 1987-09-25 | Telediffusion Fse | Procede de modulation en bande de base d'un signal de donnees, appareil de modulation et appareil de demodulation correspondants |
-
1990
- 1990-07-18 SE SE9002460A patent/SE466725B/sv not_active IP Right Cessation
-
1991
- 1991-07-18 US US07/969,234 patent/US5454006A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-18 EP EP91913635A patent/EP0539488B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-07-18 DE DE69124242T patent/DE69124242T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-18 JP JP3512592A patent/JP3043067B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-07-18 AU AU82342/91A patent/AU650895B2/en not_active Ceased
- 1991-07-18 AT AT91913635T patent/ATE147907T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-07-18 WO PCT/SE1991/000501 patent/WO1992002081A1/en active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU650895B2 (en) | 1994-07-07 |
| DE69124242D1 (de) | 1997-02-27 |
| WO1992002081A1 (en) | 1992-02-06 |
| EP0539488A1 (en) | 1993-05-05 |
| US5454006A (en) | 1995-09-26 |
| DE69124242T2 (de) | 1997-08-07 |
| ATE147907T1 (de) | 1997-02-15 |
| SE9002460L (sv) | 1992-01-19 |
| SE466725B (sv) | 1992-03-23 |
| SE9002460D0 (sv) | 1990-07-18 |
| EP0539488B1 (en) | 1997-01-15 |
| AU8234291A (en) | 1992-02-18 |
| JPH05509448A (ja) | 1993-12-22 |
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