JP3029727B2 - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JP3029727B2 JP3029727B2 JP04043108A JP4310892A JP3029727B2 JP 3029727 B2 JP3029727 B2 JP 3029727B2 JP 04043108 A JP04043108 A JP 04043108A JP 4310892 A JP4310892 A JP 4310892A JP 3029727 B2 JP3029727 B2 JP 3029727B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路の改良
に関するものである。
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、直流電圧より交流電圧を生成する
回路としてインバータ回路が知られている。この一例を
図２に示す。図において、１は矩形波を出力する発振
器、２は制御部、３はインバータ部である。
回路としてインバータ回路が知られている。この一例を
図２に示す。図において、１は矩形波を出力する発振
器、２は制御部、３はインバータ部である。
【０００３】制御部２は、ＮＯＴ回路２１、パルスステ
アリングフリップフロップ（以下、フリップフロップと
称する）２２、ＡＮＤ回路２３，２４、ＮＯＲ回路２
５，２６及びＮＰＮ型のトランジスタ２７，２８から構
成され、ＮＯＴ回路２１の入力端子及びＮＯＲ回路２
５，２６のそれぞれの一方の入力端子には発振器１の出
力信号Ｖosc が入力されている。ＮＯＴ回路２１の出力
端子はフリップフロップ２２のトリガ入力端子Ｔに接続
され、フリップフロップ２２の非反転出力端子ＱはＡＮ
Ｄ回路２３の一方の入力端子に、また反転出力端子Ｑ’
はＡＮＤ回路２４の一方の入力端子にそれぞれ接続さ
れ、ＡＮＤ回路２３，２４のそれぞれの他方の入力端子
はプルアップされている。さらに、ＮＯＲ回路２５，２
６のそれぞれの出力端子は対応するトランジスタ２７，
２８のベースに接続され、トランジスタ２７，２８のそ
れぞれのコレクタには所定の正の電圧Ｖが印加されてい
る。
アリングフリップフロップ（以下、フリップフロップと
称する）２２、ＡＮＤ回路２３，２４、ＮＯＲ回路２
５，２６及びＮＰＮ型のトランジスタ２７，２８から構
成され、ＮＯＴ回路２１の入力端子及びＮＯＲ回路２
５，２６のそれぞれの一方の入力端子には発振器１の出
力信号Ｖosc が入力されている。ＮＯＴ回路２１の出力
端子はフリップフロップ２２のトリガ入力端子Ｔに接続
され、フリップフロップ２２の非反転出力端子ＱはＡＮ
Ｄ回路２３の一方の入力端子に、また反転出力端子Ｑ’
はＡＮＤ回路２４の一方の入力端子にそれぞれ接続さ
れ、ＡＮＤ回路２３，２４のそれぞれの他方の入力端子
はプルアップされている。さらに、ＮＯＲ回路２５，２
６のそれぞれの出力端子は対応するトランジスタ２７，
２８のベースに接続され、トランジスタ２７，２８のそ
れぞれのコレクタには所定の正の電圧Ｖが印加されてい
る。
【０００４】インバータ部３は、抵抗器ｒ１〜ｒ４、電
界効果トランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ
１，Ｑ２、変圧器３１から構成されている。トランジス
タＱ１のゲートは抵抗器ｒ１を介してトランジスタ２６
のエミッタに接続されると共に抵抗器ｒ３を介して接地
され、トランジスタＱ２のゲートは抵抗器ｒ２を介して
トランジスタ２７のエミッタに接続されると共に抵抗器
ｒ４を介して接地されている。また、トランジスタＱ１
のドレインは変圧器３１の一次巻線311 の一端311aに接
続され、トランジスタＱ２のドレインは一次巻線311 の
他端311bに接続されている。さらに、トランジスタＱ
１，Ｑ２のそれぞれのソースは接地され、一次巻線の中
間タップ311cには正の直流電圧Ｖが印加されている。
界効果トランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ
１，Ｑ２、変圧器３１から構成されている。トランジス
タＱ１のゲートは抵抗器ｒ１を介してトランジスタ２６
のエミッタに接続されると共に抵抗器ｒ３を介して接地
され、トランジスタＱ２のゲートは抵抗器ｒ２を介して
トランジスタ２７のエミッタに接続されると共に抵抗器
ｒ４を介して接地されている。また、トランジスタＱ１
のドレインは変圧器３１の一次巻線311 の一端311aに接
続され、トランジスタＱ２のドレインは一次巻線311 の
他端311bに接続されている。さらに、トランジスタＱ
１，Ｑ２のそれぞれのソースは接地され、一次巻線の中
間タップ311cには正の直流電圧Ｖが印加されている。
【０００５】前述の構成よりなるインバータ回路によれ
ば、図３に示すように、発振器１から出力される矩形波
信号Ｖosc の立ち上がりによってフリップフロップ２２
の出力状態が反転され、これに伴いトランジスタ２７，
２８並びにトランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフ状態が反
転され、トランジスタ２７，２８のエミッタ電圧Ｖ１，
Ｖ２及びトランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン電圧Ｖ３，
Ｖ４が切り替えられる。これにより、変圧器３１の一次
巻線311 への通電方向がトランジスタＱ１，Ｑ２のオン
オフに対応して反転され、二次巻線312 に交流電圧Ｖｏ
が出力される。
ば、図３に示すように、発振器１から出力される矩形波
信号Ｖosc の立ち上がりによってフリップフロップ２２
の出力状態が反転され、これに伴いトランジスタ２７，
２８並びにトランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフ状態が反
転され、トランジスタ２７，２８のエミッタ電圧Ｖ１，
Ｖ２及びトランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン電圧Ｖ３，
Ｖ４が切り替えられる。これにより、変圧器３１の一次
巻線311 への通電方向がトランジスタＱ１，Ｑ２のオン
オフに対応して反転され、二次巻線312 に交流電圧Ｖｏ
が出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来のインバータ回路においては、発振器１における
消費電流及び制御部２における各素子の消費電流が大き
いため、全体の効率が非常に悪くなるという問題点があ
った。
た従来のインバータ回路においては、発振器１における
消費電流及び制御部２における各素子の消費電流が大き
いため、全体の効率が非常に悪くなるという問題点があ
った。
【０００７】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、消費
電流を低減したインバータ回路を提供することにある。
電流を低減したインバータ回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、所定の定電圧が印加される中間タップを
備えた一次巻線を有する変圧器と、前記一次巻線の両端
のそれぞれに対応して接続された第１及び第２のスイッ
チ素子と、該第１及び第２のスイッチ素子のオンオフ状
態を交互に切り替える切り替え制御手段とを備えたイン
バータ回路において、前記切り替え制御手段は、無安定
マルチバイブレータ回路と、前記第１のスイッチ素子の
オンオフ状態を制御する第１の状態制御回路と、前記第
２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第２の状態
制御回路と、前記一次巻線の一端と中間タップとの間に
接続された第１の充放電回路と、前記一次巻線の他端と
中間タップとの間に接続された第２の充放電回路とから
なると共に、前記第１の状態制御回路は、前記無安定マ
ルチバイブレータ回路の出力信号が一方のレベルにある
間に前記第１の充放電回路の充電極性に基づいて前記第
１のスイッチ素子をオン状態とし、前記第２の状態制御
回路は、前記無安定マルチバイブレータ回路の出力信号
が一方のレベルにある間に前記第２の充放電回路の充電
極性に基づいて前記第２のスイッチ素子をオン状態とす
るインバータ回路を提案する。
成するために、所定の定電圧が印加される中間タップを
備えた一次巻線を有する変圧器と、前記一次巻線の両端
のそれぞれに対応して接続された第１及び第２のスイッ
チ素子と、該第１及び第２のスイッチ素子のオンオフ状
態を交互に切り替える切り替え制御手段とを備えたイン
バータ回路において、前記切り替え制御手段は、無安定
マルチバイブレータ回路と、前記第１のスイッチ素子の
オンオフ状態を制御する第１の状態制御回路と、前記第
２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第２の状態
制御回路と、前記一次巻線の一端と中間タップとの間に
接続された第１の充放電回路と、前記一次巻線の他端と
中間タップとの間に接続された第２の充放電回路とから
なると共に、前記第１の状態制御回路は、前記無安定マ
ルチバイブレータ回路の出力信号が一方のレベルにある
間に前記第１の充放電回路の充電極性に基づいて前記第
１のスイッチ素子をオン状態とし、前記第２の状態制御
回路は、前記無安定マルチバイブレータ回路の出力信号
が一方のレベルにある間に前記第２の充放電回路の充電
極性に基づいて前記第２のスイッチ素子をオン状態とす
るインバータ回路を提案する。
【０００９】
【作用】本発明によれば、初期状態においては第１及び
第２の充放電回路のそれぞれは未充電状態であるので、
無安定マルチバイブレータ回路の出力信号が一方のレベ
ルにあるとき、第１及び第２のスイッチ素子はその電気
的特性の違いにより何れか一方がオン状態となり他方が
オフ状態となる。例えば前記第１のスイッチ素子がオン
状態となり第２のスイッチ素子がオフ状態となったとき
は、オン状態となった前記第１のスイッチ素子を介して
変圧器の一次巻線に通電され、これに伴い第１及び第２
の充放電回路が充電される。ここで、前記一次巻線の一
端及び他端の電位は異なるので、前記第１及び第２の充
放電回路の前記一次巻線側の極性は異なったものとな
る。
第２の充放電回路のそれぞれは未充電状態であるので、
無安定マルチバイブレータ回路の出力信号が一方のレベ
ルにあるとき、第１及び第２のスイッチ素子はその電気
的特性の違いにより何れか一方がオン状態となり他方が
オフ状態となる。例えば前記第１のスイッチ素子がオン
状態となり第２のスイッチ素子がオフ状態となったとき
は、オン状態となった前記第１のスイッチ素子を介して
変圧器の一次巻線に通電され、これに伴い第１及び第２
の充放電回路が充電される。ここで、前記一次巻線の一
端及び他端の電位は異なるので、前記第１及び第２の充
放電回路の前記一次巻線側の極性は異なったものとな
る。
【００１０】前記無安定マルチバイブレータ回路の出力
信号が他方のレベルに反転されると、第１及び第２の状
態制御回路によって前記第１及び第２のスイッチ素子は
共にオフ状態とされ、この後、前記出力信号が前記一方
のレベルに反転されると、前記第１の充放電回路の充電
極性に基づいて前記第１の状態制御回路により前記第１
のスイッチ素子は引き続きオフ状態とされ、また前記第
２の充放電回路の充電極性に基づいて前記第２の状態制
御回路により前記第２のスイッチ素子がオン状態にされ
る。これにより、前記第２のスイッチ素子を介して前記
一次巻線に通電される。このときの通電方向は前記第１
のスイッチ素子がオン状態のときとは逆方向とされ、前
記一次巻線の一端の電位と他端の電位が反転されるた
め、前記第１及び第２の充放電回路の充電極性が反転さ
れる。これにより、前記無安定マルチバイブレータ回路
の出力信号が前記他方のレベルに反転され、さらに前記
一方のレベルに反転されたときには、前記第１及び第２
の状態制御回路によって前記第１のスイッチ素子がオン
状態にされ、前記第２のスイッチ素子がオフ状態とされ
る。従って、前記変圧器、第１及び第２のスイッチ素
子、第１及び第２の状態制御回路、及び第１及び第２の
充放電回路により自励式発振回路が構成されると共に、
該自励式発振回路のオフ状態は前記無安定マルチバイブ
レータ回路の出力信号に同期して制御され、該出力信号
に同期して前記一次巻線への通電方向が反転されて、前
記変圧器の二次巻線には交流電圧が発生される。
信号が他方のレベルに反転されると、第１及び第２の状
態制御回路によって前記第１及び第２のスイッチ素子は
共にオフ状態とされ、この後、前記出力信号が前記一方
のレベルに反転されると、前記第１の充放電回路の充電
極性に基づいて前記第１の状態制御回路により前記第１
のスイッチ素子は引き続きオフ状態とされ、また前記第
２の充放電回路の充電極性に基づいて前記第２の状態制
御回路により前記第２のスイッチ素子がオン状態にされ
る。これにより、前記第２のスイッチ素子を介して前記
一次巻線に通電される。このときの通電方向は前記第１
のスイッチ素子がオン状態のときとは逆方向とされ、前
記一次巻線の一端の電位と他端の電位が反転されるた
め、前記第１及び第２の充放電回路の充電極性が反転さ
れる。これにより、前記無安定マルチバイブレータ回路
の出力信号が前記他方のレベルに反転され、さらに前記
一方のレベルに反転されたときには、前記第１及び第２
の状態制御回路によって前記第１のスイッチ素子がオン
状態にされ、前記第２のスイッチ素子がオフ状態とされ
る。従って、前記変圧器、第１及び第２のスイッチ素
子、第１及び第２の状態制御回路、及び第１及び第２の
充放電回路により自励式発振回路が構成されると共に、
該自励式発振回路のオフ状態は前記無安定マルチバイブ
レータ回路の出力信号に同期して制御され、該出力信号
に同期して前記一次巻線への通電方向が反転されて、前
記変圧器の二次巻線には交流電圧が発生される。
【００１１】
【実施例】図１は本発明の一実施例の構成を示す回路図
である。図において、１０は直流電源、２０は発振部、
３０はインバータ部である。発振部２０は、無安定マル
チバイブレータからなり、演算増幅器ＯＰ、抵抗器Ｒａ
〜Ｒｅ及びコンデンサＣ１によって構成されている。演
算増幅器ＯＰの反転入力端子はコンデンサＣ１を介して
直流電源１０の負極に接続されると共に、抵抗器Ｒｄを
介してその出力端子に接続され、非反転入力端子は抵抗
器Ｒｅを介してその出力端子に接続されると共に、非反
転入力端子には直流電源１０の出力電圧Ｖを抵抗器Ｒ
ａ，Ｒｂによって分圧した電圧Ｖｄが印加されている。
さらに、演算増幅器ＯＰの出力端子は抵抗器Ｒｃを介し
て直流電源１０の正極に接続されている。
である。図において、１０は直流電源、２０は発振部、
３０はインバータ部である。発振部２０は、無安定マル
チバイブレータからなり、演算増幅器ＯＰ、抵抗器Ｒａ
〜Ｒｅ及びコンデンサＣ１によって構成されている。演
算増幅器ＯＰの反転入力端子はコンデンサＣ１を介して
直流電源１０の負極に接続されると共に、抵抗器Ｒｄを
介してその出力端子に接続され、非反転入力端子は抵抗
器Ｒｅを介してその出力端子に接続されると共に、非反
転入力端子には直流電源１０の出力電圧Ｖを抵抗器Ｒ
ａ，Ｒｂによって分圧した電圧Ｖｄが印加されている。
さらに、演算増幅器ＯＰの出力端子は抵抗器Ｒｃを介し
て直流電源１０の正極に接続されている。
【００１２】インバータ部３０は、変圧器３１、電界効
果トランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ１，
Ｑ２、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３，Ｑ６、ＰＮＰ型の
トランジスタＱ４，Ｑ５、ダイオードＤ１〜Ｄ４、抵抗
器Ｒ１〜Ｒ４、及びコンデンサＣａ，Ｃｂによって構成
されている。
果トランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ１，
Ｑ２、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３，Ｑ６、ＰＮＰ型の
トランジスタＱ４，Ｑ５、ダイオードＤ１〜Ｄ４、抵抗
器Ｒ１〜Ｒ４、及びコンデンサＣａ，Ｃｂによって構成
されている。
【００１３】変圧器３１の一次巻線311 の一端311aはト
ランジスタＱ１のドレイン、ダイオードＤ４のカソード
及び抵抗器Ｒ２の一端に接続され、一次巻線311 の他端
311bはトランジスタＱ２のドレイン、ダイオードＤ３の
カソード及び抵抗器Ｒ１の一端に接続されている。ま
た、一次巻線311 の中間タップ311cはトランジスタＱ
３，Ｑ６のそれぞれのコレクタに接続されると共に、直
流電源１０の正極に接続されている。トランジスタＱ１
のソースはトランジスタＱ２のソース、トランジスタＱ
４，Ｑ５のコレクタ及び直流電源１０の負極に接続され
ている。トランジスタＱ３のベース・コレクタ間には抵
抗器Ｒ３が接続され、トランジスタＱ３のエミッタはト
ランジスタＱ１のゲート及びトランジスタＱ４のエミッ
タに接続されている。トランジスタＱ４のベースはダイ
オードＤ１，Ｄ３のアノード、トランジスタＱ３のベー
ス及びコンデンサＣａの一端に接続され、ダイオードＤ
１のカソードはダイオードＤ２のカソード及び演算増幅
器ＯＰの出力端子に接続されている。また、コンデンサ
Ｃａの他端は抵抗器Ｒ１の他端に接続されている。
ランジスタＱ１のドレイン、ダイオードＤ４のカソード
及び抵抗器Ｒ２の一端に接続され、一次巻線311 の他端
311bはトランジスタＱ２のドレイン、ダイオードＤ３の
カソード及び抵抗器Ｒ１の一端に接続されている。ま
た、一次巻線311 の中間タップ311cはトランジスタＱ
３，Ｑ６のそれぞれのコレクタに接続されると共に、直
流電源１０の正極に接続されている。トランジスタＱ１
のソースはトランジスタＱ２のソース、トランジスタＱ
４，Ｑ５のコレクタ及び直流電源１０の負極に接続され
ている。トランジスタＱ３のベース・コレクタ間には抵
抗器Ｒ３が接続され、トランジスタＱ３のエミッタはト
ランジスタＱ１のゲート及びトランジスタＱ４のエミッ
タに接続されている。トランジスタＱ４のベースはダイ
オードＤ１，Ｄ３のアノード、トランジスタＱ３のベー
ス及びコンデンサＣａの一端に接続され、ダイオードＤ
１のカソードはダイオードＤ２のカソード及び演算増幅
器ＯＰの出力端子に接続されている。また、コンデンサ
Ｃａの他端は抵抗器Ｒ１の他端に接続されている。
【００１４】トランジスタＱ６のベース・コレクタ間に
は抵抗器Ｒ４が接続され、トランジスタＱ６のエミッタ
はトランジスタＱ２のゲート及びトランジスタＱ５のエ
ミッタに接続されている。トランジスタＱ５のベースは
ダイオードＤ２，Ｄ４のアノード、トランジスタＱ６の
ベース及びコンデンサＣｂの一端に接続され、コンデン
サＣｂの他端は抵抗器Ｒ２の他端に接続されている。
は抵抗器Ｒ４が接続され、トランジスタＱ６のエミッタ
はトランジスタＱ２のゲート及びトランジスタＱ５のエ
ミッタに接続されている。トランジスタＱ５のベースは
ダイオードＤ２，Ｄ４のアノード、トランジスタＱ６の
ベース及びコンデンサＣｂの一端に接続され、コンデン
サＣｂの他端は抵抗器Ｒ２の他端に接続されている。
【００１５】次に、前述の構成よりなる本実施例の動作
を図４に示す波形図に基づいて説明する。前述したよう
に発振部２０は無安定マルチバイブレータ回路からな
り、その発振周波数はコンデンサＣ１及び抵抗器Ｒｄの
時定数によって決まり、演算増幅器ＯＰの反転入力端子
への印加電圧Ａは略三角波形状に変化する。また、演算
増幅器ＯＰの非反転入力端子への印加電圧Ｖｄは前記電
圧Ａの最小値よりもやや高い電圧に設定されているの
で、前記時定数によって演算増幅器ＯＰの出力信号のレ
ベルがハイレベル・ローレベルの間で切り替えられる。
を図４に示す波形図に基づいて説明する。前述したよう
に発振部２０は無安定マルチバイブレータ回路からな
り、その発振周波数はコンデンサＣ１及び抵抗器Ｒｄの
時定数によって決まり、演算増幅器ＯＰの反転入力端子
への印加電圧Ａは略三角波形状に変化する。また、演算
増幅器ＯＰの非反転入力端子への印加電圧Ｖｄは前記電
圧Ａの最小値よりもやや高い電圧に設定されているの
で、前記時定数によって演算増幅器ＯＰの出力信号のレ
ベルがハイレベル・ローレベルの間で切り替えられる。
【００１６】初期状態においてはインバータ部３０のコ
ンデンサＣａ，Ｃｂのそれぞれは未充電状態であり、ト
ランジスタＱ３，Ｑ６のそれぞれのベースには抵抗器Ｒ
３，Ｒ４を介してハイレベルの電圧が印加され、トラン
ジスタＱ３，Ｑ６はオン状態となるので、発振部２０の
出力信号Ｂがハイレベルにあるとき、トランジスタＱ
１，Ｑ２のゲート電圧Ｃ，Ｄはハイレベルとなり、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２はこれらの電気的特性、即ちゲート
・ソース間のオン電圧の違いにより、このオン電圧の低
い方がオン状態となり他方がオフ状態となる。
ンデンサＣａ，Ｃｂのそれぞれは未充電状態であり、ト
ランジスタＱ３，Ｑ６のそれぞれのベースには抵抗器Ｒ
３，Ｒ４を介してハイレベルの電圧が印加され、トラン
ジスタＱ３，Ｑ６はオン状態となるので、発振部２０の
出力信号Ｂがハイレベルにあるとき、トランジスタＱ
１，Ｑ２のゲート電圧Ｃ，Ｄはハイレベルとなり、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２はこれらの電気的特性、即ちゲート
・ソース間のオン電圧の違いにより、このオン電圧の低
い方がオン状態となり他方がオフ状態となる。
【００１７】例えばトランジスタＱ１がオン状態となり
トランジスタＱ２がオフ状態となったときは、オン状態
となったトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の電圧
は前記ゲート・ソース間のオン電圧まで低下し、トラン
ジスタＱ１を介して変圧器３１の一次巻線311 に通電さ
れる。ここで、変圧器３１の一次巻線311 の一端311a及
び他端311bの電位Ｅ，Ｆは異なったものとなる。即ち、
一次巻線311 の一端311aの電位Ｅは中間タップ311cの電
位よりも低くなると共に、一次巻線311 の他端311bの電
位Ｆは中間タップ311cの電位よりも高くなる。これによ
り、ダイオードＤ４を介してトランジスタＱ６のベース
電圧がローレベルとされトランジスタＱ６がオフ状態と
され、トランジスタＱ２はオフ状態となる。また、ダイ
オードＤ３を介してトランジスタＱ３のベース電圧がハ
イレベルとされトランジスタＱ３がオン状態とされ、ト
ランジスタＱ１のオン状態は安定したものとされる。さ
らに、これに伴いコンデンサＣａはトランジスタＱ３，
Ｑ４のベース側が負極として充電され、コンデンサＣｂ
はトランジスタＱ５，Ｑ６のベース側が正極として充電
される。
トランジスタＱ２がオフ状態となったときは、オン状態
となったトランジスタＱ１のドレイン・ソース間の電圧
は前記ゲート・ソース間のオン電圧まで低下し、トラン
ジスタＱ１を介して変圧器３１の一次巻線311 に通電さ
れる。ここで、変圧器３１の一次巻線311 の一端311a及
び他端311bの電位Ｅ，Ｆは異なったものとなる。即ち、
一次巻線311 の一端311aの電位Ｅは中間タップ311cの電
位よりも低くなると共に、一次巻線311 の他端311bの電
位Ｆは中間タップ311cの電位よりも高くなる。これによ
り、ダイオードＤ４を介してトランジスタＱ６のベース
電圧がローレベルとされトランジスタＱ６がオフ状態と
され、トランジスタＱ２はオフ状態となる。また、ダイ
オードＤ３を介してトランジスタＱ３のベース電圧がハ
イレベルとされトランジスタＱ３がオン状態とされ、ト
ランジスタＱ１のオン状態は安定したものとされる。さ
らに、これに伴いコンデンサＣａはトランジスタＱ３，
Ｑ４のベース側が負極として充電され、コンデンサＣｂ
はトランジスタＱ５，Ｑ６のベース側が正極として充電
される。
【００１８】前記発振部２０の出力信号がローレベルに
反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５が共にオン状態
となり、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲートには共にロー
レベルの電圧が印加されるので、トランジスタＱ１，Ｑ
２は共にオフ状態とされる。これにより、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２が同時にオン状態となるクロスカレントが防
止される。
反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５が共にオン状態
となり、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲートには共にロー
レベルの電圧が印加されるので、トランジスタＱ１，Ｑ
２は共にオフ状態とされる。これにより、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２が同時にオン状態となるクロスカレントが防
止される。
【００１９】この後、発振部２０の出力信号Ｂがハイレ
ベルに反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５は共にオ
フ状態となると共に、コンデンサＣａの充電極性に基づ
いて、トランジスタＱ３がオフ状態となり、トランジス
タＱ１は引き続きオフ状態とされる。また、コンデンサ
Ｃｂの充電極性に基づいて、トランジスタＱ６がオン状
態となり、トランジスタＱ２がオン状態にされる。これ
により、トランジスタＱ２を介して一次巻線311 に通電
される。このときの通電方向はトランジスタＱ１がオン
状態のときとは逆方向とされ、一次巻線311 の一端の電
位と他端の電位が反転されるため、コンデンサＣａ，Ｃ
ｂの充電極性が反転される。
ベルに反転されると、トランジスタＱ４，Ｑ５は共にオ
フ状態となると共に、コンデンサＣａの充電極性に基づ
いて、トランジスタＱ３がオフ状態となり、トランジス
タＱ１は引き続きオフ状態とされる。また、コンデンサ
Ｃｂの充電極性に基づいて、トランジスタＱ６がオン状
態となり、トランジスタＱ２がオン状態にされる。これ
により、トランジスタＱ２を介して一次巻線311 に通電
される。このときの通電方向はトランジスタＱ１がオン
状態のときとは逆方向とされ、一次巻線311 の一端の電
位と他端の電位が反転されるため、コンデンサＣａ，Ｃ
ｂの充電極性が反転される。
【００２０】これにより、インバータ部３０は、変圧器
３１、トランジスタＱ１〜Ｑ６、ダイオードＤ１〜Ｄ４
及びコンデンサＣａ，Ｃｂ等よりなる自励式発振回路に
よって構成されると共に、インバータ部３０のオフ状態
は発振部２０の出力信号Ｂに同期して制御されるので、
再び発振部２０の出力信号Ｂがローレベルに反転され、
さらにハイレベルに反転されたときには、同様にしてト
ランジスタＱ１がオン状態にされると共に、トランジス
タＱ２がオフ状態とされ、発振部２０の出力信号Ｂに同
期して変圧器３１の一次巻線311 への通電方向が反転さ
れて、変圧器３１の二次巻線312 には交流電圧Ｇが発生
される。
３１、トランジスタＱ１〜Ｑ６、ダイオードＤ１〜Ｄ４
及びコンデンサＣａ，Ｃｂ等よりなる自励式発振回路に
よって構成されると共に、インバータ部３０のオフ状態
は発振部２０の出力信号Ｂに同期して制御されるので、
再び発振部２０の出力信号Ｂがローレベルに反転され、
さらにハイレベルに反転されたときには、同様にしてト
ランジスタＱ１がオン状態にされると共に、トランジス
タＱ２がオフ状態とされ、発振部２０の出力信号Ｂに同
期して変圧器３１の一次巻線311 への通電方向が反転さ
れて、変圧器３１の二次巻線312 には交流電圧Ｇが発生
される。
【００２１】従って、発振部２０を演算増幅器ＯＰを用
いた無安定マルチバイブレータ回路によって構成してい
るので、発振部２０における消費電流を従来よりも低減
することができる。さらに、トランジスタＱ１，Ｑ２の
ドライブ回路をトランジスタＱ３〜Ｑ６によって構成し
ているため、スイッチングスピードを早めることができ
ると共に、前記ドライブ回路の制御電力を小さくするこ
とができるので、回路全体の消費電流を従来よりも低減
することができ、効率を大幅に向上させることができ
る。さらに、トランジスタＱ１，Ｑ２が同時に導通する
ことがないので、変圧器３１が両点弧現象を引き起こす
ことがなく、安定した動作を維持することができる。
いた無安定マルチバイブレータ回路によって構成してい
るので、発振部２０における消費電流を従来よりも低減
することができる。さらに、トランジスタＱ１，Ｑ２の
ドライブ回路をトランジスタＱ３〜Ｑ６によって構成し
ているため、スイッチングスピードを早めることができ
ると共に、前記ドライブ回路の制御電力を小さくするこ
とができるので、回路全体の消費電流を従来よりも低減
することができ、効率を大幅に向上させることができ
る。さらに、トランジスタＱ１，Ｑ２が同時に導通する
ことがないので、変圧器３１が両点弧現象を引き起こす
ことがなく、安定した動作を維持することができる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、発
振部を無安定マルチバイブレータ回路によって構成して
いるので、前記発振部における消費電流を従来よりも低
減することができるので、回路全体の消費電流を従来よ
りも低減することができ、効率を大幅に向上させること
ができる。さらに、第１及び第２のスイッチ素子が同時
に導通することがないので、変圧器が両点弧現象を引き
起こすことがなく、安定した動作を維持することができ
るという非常に優れた効果を奏するものである。
振部を無安定マルチバイブレータ回路によって構成して
いるので、前記発振部における消費電流を従来よりも低
減することができるので、回路全体の消費電流を従来よ
りも低減することができ、効率を大幅に向上させること
ができる。さらに、第１及び第２のスイッチ素子が同時
に導通することがないので、変圧器が両点弧現象を引き
起こすことがなく、安定した動作を維持することができ
るという非常に優れた効果を奏するものである。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図
【図２】従来例を示す回路図
【図３】従来例の動作を説明する波形図
【図４】本発明の一実施例の動作を説明する波形図
１０…直流電源、２０…発振部、ＯＰ…演算増幅器、Ｒ
ａ〜Ｒｅ…抵抗器、Ｃ１…コンデンサ、３０…インバー
タ部、３１…変圧器、Ｑ１、Ｑ２…電界効果トランジス
タ、Ｑ３〜Ｑ６…トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオー
ド、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗器、Ｃａ，Ｃｂ…コンデンサ。
ａ〜Ｒｅ…抵抗器、Ｃ１…コンデンサ、３０…インバー
タ部、３１…変圧器、Ｑ１、Ｑ２…電界効果トランジス
タ、Ｑ３〜Ｑ６…トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオー
ド、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗器、Ｃａ，Ｃｂ…コンデンサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/538 H02M 3/28 H02M 7/537
Claims (1)
- 【請求項１】 所定の定電圧が印加される中間タップを
備えた一次巻線を有する変圧器と、前記一次巻線の両端
のそれぞれに対応して接続された第１及び第２のスイッ
チ素子と、該第１及び第２のスイッチ素子のオンオフ状
態を交互に切り替える切り替え制御手段とを備えたイン
バータ回路において、 前記切り替え制御手段は、無安定マルチバイブレータ回
路と、 前記第１のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第１
の状態制御回路と、 前記第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する第２
の状態制御回路と、 前記一次巻線の一端と中間タップとの間に接続された第
１の充放電回路と、 前記一次巻線の他端と中間タップとの間に接続された第
２の充放電回路とからなると共に、 前記第１の状態制御回路は、前記無安定マルチバイブレ
ータ回路の出力信号が一方のレベルにある間に前記第１
の充放電回路の充電極性に基づいて前記第１のスイッチ
素子をオン状態とし、 前記第２の状態制御回路は、前記無安定マルチバイブレ
ータ回路の出力信号が一方のレベルにある間に前記第２
の充放電回路の充電極性に基づいて前記第２のスイッチ
素子をオン状態とする、 ことを特徴とするインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04043108A JP3029727B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04043108A JP3029727B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05244779A JPH05244779A (ja) | 1993-09-21 |
| JP3029727B2 true JP3029727B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=12654644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04043108A Expired - Lifetime JP3029727B2 (ja) | 1992-02-28 | 1992-02-28 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3029727B2 (ja) |
-
1992
- 1992-02-28 JP JP04043108A patent/JP3029727B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05244779A (ja) | 1993-09-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000104 |