JP2985856B2 - 空中線指向誤差検出方法及び装置 - Google Patents
空中線指向誤差検出方法及び装置Info
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- JP2985856B2 JP2985856B2 JP9340890A JP34089097A JP2985856B2 JP 2985856 B2 JP2985856 B2 JP 2985856B2 JP 9340890 A JP9340890 A JP 9340890A JP 34089097 A JP34089097 A JP 34089097A JP 2985856 B2 JP2985856 B2 JP 2985856B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、空中線指向誤差検
出方式に関し、特に地球周回人工衛星などの飛翔体から
の到来ダウンリンク信号に対して地球局受信空中線を指
向させるために、空中線指向誤差を検出するものであ
り、ダウンリンク信号が狭帯域信号、帯域拡散信号の何
れでもダウンリンク変調形式を知ること無く指向誤差を
検出することができる方式に関する。
出方式に関し、特に地球周回人工衛星などの飛翔体から
の到来ダウンリンク信号に対して地球局受信空中線を指
向させるために、空中線指向誤差を検出するものであ
り、ダウンリンク信号が狭帯域信号、帯域拡散信号の何
れでもダウンリンク変調形式を知ること無く指向誤差を
検出することができる方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２及び図３は、モノパルス空中線に対
する従来の空中線指向誤差検出方式を用いた空中線角度
追尾方式を示すものである。図２の方式は、ダウンリン
ク信号が残留搬送波を有するビーコン信号などのような
狭帯域信号の場合に使用される方式であり、図３の方式
は、ダウンリンク信号が搬送波が残留しない帯域拡散信
号の場合に用いられる方式である。
する従来の空中線指向誤差検出方式を用いた空中線角度
追尾方式を示すものである。図２の方式は、ダウンリン
ク信号が残留搬送波を有するビーコン信号などのような
狭帯域信号の場合に使用される方式であり、図３の方式
は、ダウンリンク信号が搬送波が残留しない帯域拡散信
号の場合に用いられる方式である。
【０００３】図２において、残留搬送波を有するビーコ
ン信号等の狭帯域信号がモノパルス空中線１で受信され
ると、モノパルス空中線１からは和系及び差系信号が出
力され、それぞれ低雑音増幅装置（ＬＮＡ）２、３で増
幅された後、周波数変換装置（Ｄ／Ｃ）５、６によりＩ
Ｆ信号に変換され、ＩＦ増幅器８、９、狭帯域フィルタ
（ＢＰＦ）２０、２１により、そのＳ／Ｎが改善され
る。Ｓ／Ｎが改善された和及び差系ＩＦ信号は相関器２
４において、差系ＩＦ信号と、和系ＩＦ信号を１８０度
移相した信号との間で相関がとられ、角度誤差信号が生
成される。
ン信号等の狭帯域信号がモノパルス空中線１で受信され
ると、モノパルス空中線１からは和系及び差系信号が出
力され、それぞれ低雑音増幅装置（ＬＮＡ）２、３で増
幅された後、周波数変換装置（Ｄ／Ｃ）５、６によりＩ
Ｆ信号に変換され、ＩＦ増幅器８、９、狭帯域フィルタ
（ＢＰＦ）２０、２１により、そのＳ／Ｎが改善され
る。Ｓ／Ｎが改善された和及び差系ＩＦ信号は相関器２
４において、差系ＩＦ信号と、和系ＩＦ信号を１８０度
移相した信号との間で相関がとられ、角度誤差信号が生
成される。
【０００４】ダウンリンク信号にドップラ効果による周
波数変移が認められる場合には、和系ＩＦ信号を受信す
る追尾受信機２２を有し、追尾ローカル周波数を周波数
変換装置５、６へフィードバックさせ、周波数変換後の
ＩＦ信号を狭帯域フィルタ２０、２１に通過させる構造
をとる。また、角度誤差信号は和系ＩＦ信号レベル対差
系ＩＦ信号レベルとして表現されるため、和系ＩＦ信号
レベルで差系ＩＦ信号レベルが正規化される必要がある
ため、追尾受信機による受信レベルを用いて、和系ＩＦ
信号レベルの正規化が行われる。
波数変移が認められる場合には、和系ＩＦ信号を受信す
る追尾受信機２２を有し、追尾ローカル周波数を周波数
変換装置５、６へフィードバックさせ、周波数変換後の
ＩＦ信号を狭帯域フィルタ２０、２１に通過させる構造
をとる。また、角度誤差信号は和系ＩＦ信号レベル対差
系ＩＦ信号レベルとして表現されるため、和系ＩＦ信号
レベルで差系ＩＦ信号レベルが正規化される必要がある
ため、追尾受信機による受信レベルを用いて、和系ＩＦ
信号レベルの正規化が行われる。
【０００５】また、図３において、搬送波が残留しない
帯域拡散信号がモノパルス空中線１で受信されると、モ
ノパルス空中線１からは和系及び差系信号が出力され、
それぞれ低雑音増幅装置（ＬＮＡ）２、３で増幅された
後、周波数変換装置（Ｄ／Ｃ）５、６によりＩＦ信号に
変換され、ＩＦ増幅器８、９、広帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ）３０、３１により、そのＳ／Ｎが改善される。Ｓ／
Ｎが改善された和及び差系ＩＦ信号は相関器３４におい
て、差系ＩＦ信号と、和系ＩＦ信号を１８０度移相し、
かつ所定時間遅延した信号との間で相関がとられ、角度
誤差信号が生成される。 図３の場合には、狭帯域ＩＦ
フィルタを用いることが困難となるため、広帯域フィル
タ３０から出力される和系ＩＦ信号はデータ復調器３２
で一旦復調され、この復調データにより再変調器３６で
再変調されたＩＦ信号を用いて、相互相関積がとられ
る。
帯域拡散信号がモノパルス空中線１で受信されると、モ
ノパルス空中線１からは和系及び差系信号が出力され、
それぞれ低雑音増幅装置（ＬＮＡ）２、３で増幅された
後、周波数変換装置（Ｄ／Ｃ）５、６によりＩＦ信号に
変換され、ＩＦ増幅器８、９、広帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ）３０、３１により、そのＳ／Ｎが改善される。Ｓ／
Ｎが改善された和及び差系ＩＦ信号は相関器３４におい
て、差系ＩＦ信号と、和系ＩＦ信号を１８０度移相し、
かつ所定時間遅延した信号との間で相関がとられ、角度
誤差信号が生成される。 図３の場合には、狭帯域ＩＦ
フィルタを用いることが困難となるため、広帯域フィル
タ３０から出力される和系ＩＦ信号はデータ復調器３２
で一旦復調され、この復調データにより再変調器３６で
再変調されたＩＦ信号を用いて、相互相関積がとられ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図２のような角度誤差
検出方式は、ダウンリンク信号が搬送波が残留する変調
波、及び狭帯域信号に対しては、最も効率の良い方式で
あるが、ダウンリンク信号が帯域拡散信号の場合には、
ＩＦ帯域フィルタを狭帯域化してＳ／Ｎを改善すること
はできず角度誤差検出は不可能になる。
検出方式は、ダウンリンク信号が搬送波が残留する変調
波、及び狭帯域信号に対しては、最も効率の良い方式で
あるが、ダウンリンク信号が帯域拡散信号の場合には、
ＩＦ帯域フィルタを狭帯域化してＳ／Ｎを改善すること
はできず角度誤差検出は不可能になる。
【０００７】また、図３の角度誤差検出方式は、入力さ
れるダウンリンク信号の変調方式が既知であれば、再変
調回路を具備することにより、角度誤差を検出すること
が可能な方式を提供している。しかしながらこの方式
は、ダウンリンク信号の変調波が既知であることと、更
にそれに応じた再変調回路を具備する必要があり、任意
のダウンリンク信号に対する角度誤差検出方式を提供す
るものでない。
れるダウンリンク信号の変調方式が既知であれば、再変
調回路を具備することにより、角度誤差を検出すること
が可能な方式を提供している。しかしながらこの方式
は、ダウンリンク信号の変調波が既知であることと、更
にそれに応じた再変調回路を具備する必要があり、任意
のダウンリンク信号に対する角度誤差検出方式を提供す
るものでない。
【０００８】本発明は、ダウンリンク信号が狭帯域信
号、帯域拡散信号の何れの場合でも、またダウンリンク
変調形式を知らなくても指向誤差を検出することができ
る角度誤差検出方式を提供することを目的とするもので
ある。
号、帯域拡散信号の何れの場合でも、またダウンリンク
変調形式を知らなくても指向誤差を検出することができ
る角度誤差検出方式を提供することを目的とするもので
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の空中線指向誤差
検出方式は、ダウンリンク信号に対する和系及び差系信
号を所要のＩＦ信号に周波数変換し、共通の利得により
増幅した後、ＡＤ変換を行い、和系、差系のそれぞれに
対し高速フーリエ変換を行い、各周波数セルに対して、
差系レベルを和系レベルで除算することにより、和系レ
ベルで正規化された相関スペクトラムデータを得、周波
数軸に累積加算した後、時間軸方向に累積加算すること
により、帯域拡散信号に対する角度誤差を検出すること
により空中線指向誤差を検出することを特徴としてい
る。
検出方式は、ダウンリンク信号に対する和系及び差系信
号を所要のＩＦ信号に周波数変換し、共通の利得により
増幅した後、ＡＤ変換を行い、和系、差系のそれぞれに
対し高速フーリエ変換を行い、各周波数セルに対して、
差系レベルを和系レベルで除算することにより、和系レ
ベルで正規化された相関スペクトラムデータを得、周波
数軸に累積加算した後、時間軸方向に累積加算すること
により、帯域拡散信号に対する角度誤差を検出すること
により空中線指向誤差を検出することを特徴としてい
る。
【００１０】また、狭帯域ダウンリンク信号受信時に
は、高速フーリエ変換後のデータに対して周波数軸での
累積加算はバイパスし、時間軸方向にのみ累積加算する
ことにより角度誤差を検出することを特徴としている。
は、高速フーリエ変換後のデータに対して周波数軸での
累積加算はバイパスし、時間軸方向にのみ累積加算する
ことにより角度誤差を検出することを特徴としている。
【００１１】
【発明の実施の形態】第１図は、本発明の空中線指向誤
差検出方式の実施の形態を示すブロック図である。図１
において、モノパルス空中線１は、到来電波を受信し、
受信電力の全てを和系として出力すると共に、到来電波
の入射角に応じて、角度誤差用受信電力を差系として出
力する機能を有する。通常、角度誤差受信電力がゼロと
なるとき、和系受信電力出力が最大となる特性を有し、
開口面の２軸方向に対してそれぞれの誤差出力が存在す
る。
差検出方式の実施の形態を示すブロック図である。図１
において、モノパルス空中線１は、到来電波を受信し、
受信電力の全てを和系として出力すると共に、到来電波
の入射角に応じて、角度誤差用受信電力を差系として出
力する機能を有する。通常、角度誤差受信電力がゼロと
なるとき、和系受信電力出力が最大となる特性を有し、
開口面の２軸方向に対してそれぞれの誤差出力が存在す
る。
【００１２】ＬＮＡ２、３は、低雑音増幅装置であり、
モノパルス空中線１より出力される和電力と差電力をそ
れぞれ低雑音にて増幅する。ローカル周波数発生器４は
受信周波数を中間周波数（ＩＦ）に変換するための基準
周波数源であり、この場合は和系、差系の周波数変換器
（Ｄ／Ｃ）５、６に共通に出力される。Ｄ／Ｃ５、６
は、受信周波数をローカル周波数により中間周波数（Ｉ
Ｆ）に変換する周波数変換器である。ＡＧＣ制御電圧発
生器７は、中間周波増幅器８、９の利得を制御する電圧
発生源であり、通常追尾受信機より供給されるが、本実
施例では、固定値としている。中間周波増幅器８、９
は、ＩＦ信号を所定の利得により増幅する増幅器であ
る。
モノパルス空中線１より出力される和電力と差電力をそ
れぞれ低雑音にて増幅する。ローカル周波数発生器４は
受信周波数を中間周波数（ＩＦ）に変換するための基準
周波数源であり、この場合は和系、差系の周波数変換器
（Ｄ／Ｃ）５、６に共通に出力される。Ｄ／Ｃ５、６
は、受信周波数をローカル周波数により中間周波数（Ｉ
Ｆ）に変換する周波数変換器である。ＡＧＣ制御電圧発
生器７は、中間周波増幅器８、９の利得を制御する電圧
発生源であり、通常追尾受信機より供給されるが、本実
施例では、固定値としている。中間周波増幅器８、９
は、ＩＦ信号を所定の利得により増幅する増幅器であ
る。
【００１３】広帯域フィルタ１０、１１は、ＩＦ信号に
対して所定の帯域幅、通常入力信号の帯域幅に帯域制限
を行うためのフィルタである。狭帯域受信の場合は、狭
くする程効率が良いが、入力信号が広帯域な場合には、
帯域幅を狭くすることはできない。ＡＤ変換器１２、１
３は、入力ＩＦ信号をディジタルデータに変換するため
の変換器である。
対して所定の帯域幅、通常入力信号の帯域幅に帯域制限
を行うためのフィルタである。狭帯域受信の場合は、狭
くする程効率が良いが、入力信号が広帯域な場合には、
帯域幅を狭くすることはできない。ＡＤ変換器１２、１
３は、入力ＩＦ信号をディジタルデータに変換するため
の変換器である。
【００１４】ＦＦＴ１４、１５は高速フーリエ変換器又
は演算回路であり、時系列入力データの１ブロックを高
速に復素フーリエ変換し、パワースペクトラムを１ブロ
ック出力する。除算器１６は、和及び差系のパワースペ
クトラムデータを周波数セル毎に除算を行い、和系を基
準とした差系のレベルを算出する。
は演算回路であり、時系列入力データの１ブロックを高
速に復素フーリエ変換し、パワースペクトラムを１ブロ
ック出力する。除算器１６は、和及び差系のパワースペ
クトラムデータを周波数セル毎に除算を行い、和系を基
準とした差系のレベルを算出する。
【００１５】信号検出判定器１７は、和系パワースペク
トラムデータから、信号の存在をスレッショルド判定す
るものであり、入力パワースペクトラムが狭帯域な場合
には、周波数軸加算演算をバイパスするように制御す
る。周波数軸加算器１８は、和系レベルで正規化された
パワースペクトラムデータに対し、帯域信号である場合
に、周波数軸に拡散されたスペクトラムを各周波数セル
毎に加算を行い、スペクトラムを収斂させる。
トラムデータから、信号の存在をスレッショルド判定す
るものであり、入力パワースペクトラムが狭帯域な場合
には、周波数軸加算演算をバイパスするように制御す
る。周波数軸加算器１８は、和系レベルで正規化された
パワースペクトラムデータに対し、帯域信号である場合
に、周波数軸に拡散されたスペクトラムを各周波数セル
毎に加算を行い、スペクトラムを収斂させる。
【００１６】時間軸加算器１９は、ＦＦＴのブロック毎
に入力される時系列パワースペクトラムデータを累積加
算し、この積分効果により、パワースペクトラムのＳ／
Ｎを改善し、角度誤差検出信号として出力する機能を有
している。
に入力される時系列パワースペクトラムデータを累積加
算し、この積分効果により、パワースペクトラムのＳ／
Ｎを改善し、角度誤差検出信号として出力する機能を有
している。
【００１７】次に、本発明の動作について、図１を参照
して説明する。モノパルス空中線１より入力される和系
及び差系ダウンリンク信号ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）は、低雑
音増幅器２、３で増幅された後、周波数変換装置５、６
に入力され、和差系共通のローカル周波数発振器４から
のローカル周波数により周波数変換されてＩＦ信号とな
る。このＩＦ信号は共通のＡＧＣ制御電圧発生器７から
のＡＧＣ制御電圧で制御されているＩＦ増幅器８、９に
より共通の利得で増幅され、広帯域フィルタ１０、１３
を通過した後、ＡＤ変換器１２、１３によりディジタル
データに変換される。
して説明する。モノパルス空中線１より入力される和系
及び差系ダウンリンク信号ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）は、低雑
音増幅器２、３で増幅された後、周波数変換装置５、６
に入力され、和差系共通のローカル周波数発振器４から
のローカル周波数により周波数変換されてＩＦ信号とな
る。このＩＦ信号は共通のＡＧＣ制御電圧発生器７から
のＡＧＣ制御電圧で制御されているＩＦ増幅器８、９に
より共通の利得で増幅され、広帯域フィルタ１０、１３
を通過した後、ＡＤ変換器１２、１３によりディジタル
データに変換される。
【００１８】ディジタル化された和系及び差系ＩＦ信号
は、ＦＦＴ１４、１５でそれぞれ高速フーリエ変換さ
れ、周波数軸にパワースペクトラムが求められる。ここ
で、フーリエ変換された和系、及び差系パワースペクト
ラムデータを極座標表示で表すと以下のようになる。
は、ＦＦＴ１４、１５でそれぞれ高速フーリエ変換さ
れ、周波数軸にパワースペクトラムが求められる。ここ
で、フーリエ変換された和系、及び差系パワースペクト
ラムデータを極座標表示で表すと以下のようになる。
【００１９】 Ｘ（ω）＝｜Ｘ（ω）｜∠θｘ（ω） ＝∫ｘ（ｔ）ｅｘｐ｛−ｊωｔ｝ｄｔ （和系） Ｙ（ω）＝｜Ｙ（ω）｜∠θｙ（ω） ＝∫ｙ（ｔ）ｅｘｐ｛−ｊωｔ｝ｄｔ （差系） ここで、ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）はフーリエ変換前の和系及
び差系の実時間データ、ωはフーリエ変換後の角周波数
セル、｜Ｘ（ω）｜、｜Ｙ（ω）｜は、角周波数ωに対
する和系及び差系振幅、θｘ（ω）、θｙ（ω）は、角
周波数ωに対する和系及び差系の位相を表している。
び差系の実時間データ、ωはフーリエ変換後の角周波数
セル、｜Ｘ（ω）｜、｜Ｙ（ω）｜は、角周波数ωに対
する和系及び差系振幅、θｘ（ω）、θｙ（ω）は、角
周波数ωに対する和系及び差系の位相を表している。
【００２０】和系及び差系のパワースペクトラムデータ
Ｘ（ω）、Ｙ（ω）は、除算器１６で、周波数セルω毎
に、除算され、和系スペクトラムデータで差系スペクト
ラムデータが正規化される。
Ｘ（ω）、Ｙ（ω）は、除算器１６で、周波数セルω毎
に、除算され、和系スペクトラムデータで差系スペクト
ラムデータが正規化される。
【００２１】Ｙ（ω）／Ｘ（ω）＝｜Ｙ（ω）｜／｜Ｘ
（ω）｜∠｛θｙ（ω）−θｘ（ω）｝ ここで、誤差系信号Ｙ（ω）は、和系信号Ｘ（ω）を用
いて、以下のような関係でモノパルス空中線より供給さ
れるものとする。
（ω）｜∠｛θｙ（ω）−θｘ（ω）｝ ここで、誤差系信号Ｙ（ω）は、和系信号Ｘ（ω）を用
いて、以下のような関係でモノパルス空中線より供給さ
れるものとする。
【００２２】Ｙ（ω）＝ε（μ）｜Ｘ（ω）｜∠｛θｘ
（ω）＋φ（μ）｝ 但し、ε（μ）は空中線角度誤差μに対する和差間レベ
ル差特性、φ（μ）は、和差間位相オフセットである。
（ω）＋φ（μ）｝ 但し、ε（μ）は空中線角度誤差μに対する和差間レベ
ル差特性、φ（μ）は、和差間位相オフセットである。
【００２３】除算器１６の出力は、 Ｙ（ω）／Ｘ（ω）＝ε（μ）∠φ（μ） となり、空中線角度誤差を、和差間パワースペクトラム
の除算値として求めることができる。
の除算値として求めることができる。
【００２４】ダウンリンク信号が、ビーコン信号のよう
な狭帯域信号である場合には、各周波数ωに対してω＝
ωoなる周波数セルにのみフーリエ変換後のスペクトラ
ムデータが得られ、帯域拡散信号に対しては、ダウンリ
ンク有効帯域の全てのωに対してスペクトラムデータが
得られる。
な狭帯域信号である場合には、各周波数ωに対してω＝
ωoなる周波数セルにのみフーリエ変換後のスペクトラ
ムデータが得られ、帯域拡散信号に対しては、ダウンリ
ンク有効帯域の全てのωに対してスペクトラムデータが
得られる。
【００２５】信号検出判定器１７は、和系スペクトラム
データから、ダウンリンク信号の存在を検出し、帯域拡
散信号の場合には、周波数軸加算器１８を駆動し、周波
数軸にスペクトラムデータを累積加算することにより、
周波数軸に拡散した空中線指向誤差を収斂させた後、時
間軸加算器１９により、時間軸積分を行い、所要のＳ／
Ｎ改善を行った空中線角度誤差検出データを出力するよ
うに動作する。即ち 角度誤差検出データ：＝ΣΣＹ（ω）／Ｘ（ω） また、ダウンリンク信号が狭帯域信号の場合には、周波
数軸加算器１８をバイパスし、時間軸加算器１９によ
り、時間軸積分のみを行い、所要のＳ／Ｎ改善を行った
空中線角度誤差検出データを出力するように動作する。
即ち 角度誤差検出データ：＝ΣＹ（ωｏ）／Ｘ（ωｏ） モノパルス空中線装置及び局内装置の和系、差系間に機
器遅延時間差τが存在する場合は、誤差スペクトラムデ
ータに、角周波数ωを関数とした位相オフセットφ（μ
＋ωτ）を生ずるが、これは、周波数軸加算時に、角度
補正することにより取り除くことが可能である。
データから、ダウンリンク信号の存在を検出し、帯域拡
散信号の場合には、周波数軸加算器１８を駆動し、周波
数軸にスペクトラムデータを累積加算することにより、
周波数軸に拡散した空中線指向誤差を収斂させた後、時
間軸加算器１９により、時間軸積分を行い、所要のＳ／
Ｎ改善を行った空中線角度誤差検出データを出力するよ
うに動作する。即ち 角度誤差検出データ：＝ΣΣＹ（ω）／Ｘ（ω） また、ダウンリンク信号が狭帯域信号の場合には、周波
数軸加算器１８をバイパスし、時間軸加算器１９によ
り、時間軸積分のみを行い、所要のＳ／Ｎ改善を行った
空中線角度誤差検出データを出力するように動作する。
即ち 角度誤差検出データ：＝ΣＹ（ωｏ）／Ｘ（ωｏ） モノパルス空中線装置及び局内装置の和系、差系間に機
器遅延時間差τが存在する場合は、誤差スペクトラムデ
ータに、角周波数ωを関数とした位相オフセットφ（μ
＋ωτ）を生ずるが、これは、周波数軸加算時に、角度
補正することにより取り除くことが可能である。
【００２６】
【発明の効果】本発明は、モノパルス空中線から出力さ
れた和系差系信号をそれぞれフーリエ変換し、スペクト
ラムデータ間の相互相関をとり、更にスペクトラムデー
タの周波数軸／時間軸に加算することにより、拡散され
たスペクトラムを収斂することによりＳ／Ｎが改善され
た角度誤差検出が可能となり、ダウンリンク信号が狭帯
域信号及び帯域拡散信号の何れでも空中線指向誤差を検
出することができるので、従来のように、ダウンリンク
信号が帯域拡散信号の場合に、変調方式に応じた角度誤
差検出回路を選別する必要がなくなり、かつ空中線指向
追尾が困難とされてきたスペクトラム拡散信号に対する
空中線追尾も可能とすることができる。
れた和系差系信号をそれぞれフーリエ変換し、スペクト
ラムデータ間の相互相関をとり、更にスペクトラムデー
タの周波数軸／時間軸に加算することにより、拡散され
たスペクトラムを収斂することによりＳ／Ｎが改善され
た角度誤差検出が可能となり、ダウンリンク信号が狭帯
域信号及び帯域拡散信号の何れでも空中線指向誤差を検
出することができるので、従来のように、ダウンリンク
信号が帯域拡散信号の場合に、変調方式に応じた角度誤
差検出回路を選別する必要がなくなり、かつ空中線指向
追尾が困難とされてきたスペクトラム拡散信号に対する
空中線追尾も可能とすることができる。
【００２７】
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【図３】従来例を示すブロック図である。
１ モノパルス空中線 ２、３ 低雑音増幅器 ４ ローカル周波数発生器 ５、６ 周波数変換器 ７ ＡＧＣ制御電圧発生器 ８、９ 中間周波増幅器 １０、１１ 広帯域フィルタ １２、１３ ＡＤ変換器 １４、１５ 高速フーリエ変換器 １６ 除算器 １７ 信号検出判定器 １８ 周波数軸加算器 １９ 時間軸加算器 ２０、２１ 狭帯域フィルタ ２２ 追尾受信機 ２３ １８０度移相 ２４ 相関器 ２５ 低域フィルタ ３０、３１ 広帯域フィルタ ３２ データ復調器 ３３ １８０度移相、ディレイ回路 ３４ 相関器 ３５ 低域フィルタ
Claims (6)
- 【請求項１】 モノパルス空中線から出力される和系信
号及び差系信号を入力し、それぞれＡＤ変換、フーリエ
変換を行い、和差系間クロススペクトラムを算出し、該
和差系間クロススペクトラムを、周波数軸方向及び時間
軸方向に累積加算することにより空中線指向誤差を検出
することを特徴とする空中線指向誤差検出方法。 - 【請求項２】 到来電波が狭帯域信号の場合は、前記周
波数軸方向の累積加算をバイパスし、前記時間軸方向の
累積加算のみを行うことを特徴とする請求項１記載の空
中線指向誤差検出方法。 - 【請求項３】 到来電波が帯域拡散信号の場合は、前記
周波数軸方向に累積加算を行って拡散された信号の圧縮
を行った後、前記時間軸上に累積加算することを特徴と
する請求項１記載の空中線指向誤差検出方法。 - 【請求項４】 モノパルス空中線を到来電波源に指向さ
せるために供される空中線指向誤差検出装置において、 前記モノパルス空中線から出力される和系信号及び差系
信号をそれぞれディジタルデータに変換するＡＤ変換器
と、前記ディジタルデータをそれぞれフーリエ変換して
和系及び差系のスペクトラムデータを出力するフーリエ
変換器と、前記和系及び差系のスペクトラムデータの相
互相関をとり、和差系間クロススペクトラムを算出する
相関器と、前記和差系間クロススペクトラムを周波数軸
方向及び時間軸方向に累積加算する周波数軸加算器及び
時間軸加算器を備えていることを特徴とする空中線指向
誤差検出装置。 - 【請求項５】 前記フーリエ変換された和系のスペクト
ラムデータに基づいて前記到来電波が狭帯域信号である
か帯域拡散信号であるかを判定する判定手段を備え、前
記判定手段は、前記到来電波が狭帯域信号であると判定
したときには、前記和差系間クロススペクトラムを前記
時間軸加算器にのみ入力して角度誤差信号を得るように
制御し、前記到来電波が帯域拡散信号であると判定した
ときには、前記和差系間クロススペクトラムを前記周波
数軸加算器に入力して拡散された信号の圧縮を行った後
前記時間軸加算器に入力して角度誤差信号を得るように
制御することを特徴とする請求項４記載の空中線指向誤
差検出装置。 - 【請求項６】 前記モノパルス空中線は、地球周回人工
衛星等の飛翔体からのダウンリンク信号を受信する地球
局における地球局用のモノパルス空中線であることを特
徴とする請求項４記載の空中線指向誤差検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9340890A JP2985856B2 (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 空中線指向誤差検出方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9340890A JP2985856B2 (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 空中線指向誤差検出方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11160406A JPH11160406A (ja) | 1999-06-18 |
| JP2985856B2 true JP2985856B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=18341259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9340890A Expired - Lifetime JP2985856B2 (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 空中線指向誤差検出方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2985856B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2357385A (en) * | 1999-12-18 | 2001-06-20 | Roke Manor Research | Optimisation of spread spectrum signal receiver in particular direction |
| KR101092579B1 (ko) | 2010-10-18 | 2011-12-13 | 한국과학기술원 | 안테나의 방위방향 지향오차 감소방법 |
-
1997
- 1997-11-27 JP JP9340890A patent/JP2985856B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11160406A (ja) | 1999-06-18 |
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