JP2956771B2 - 周波数復調回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は少なくとも１つのコンデンサ素子を有し、同
調を決めるインダクタンスフリー回路を含む周波数復調
器と、作動状態と周波数復調回路自体が周波数復調器の
出力側に結合された測定回路により調整される較正状態
との間で前記周波数復調回路の状態切換えを行う切換え
装置と、較正信号を発生する較正信号源と、入力端子が
前記測定回路の制御信号出力端子に接続された同調補正
回路とを具える周波数復調回路に関するものである。

（従来の技術） かかる周波数復調回路はドイツ連邦共和国特許明細書
第DE−C2,413,917号に記載されている。このドイツ国の
明細書には、容量素子によって乗算回路の２つの入力端
子間に配列された遅延回路の一部分を構成するようにし
ている。この場合には遅延回路にはインダクタンスを含
まず、乗算回路と相俟って周波数復調器を構成するよう
にしている。この遅延回路の容量素子は測定回路によっ
て制御し得ると共に同調補正回路を構成し、これによっ
て、測定回路により決まり、較正状態にある較正信号源
により周波数復調器に供給される較正周波数に相当する
値に周波数復調器の同調を調整し得るようにする。従っ
て較正周波数はSECAM搬送色信号の２つの色差信号の静
止周波数の平均値となる。

本発明は他の型の周波数復調器および他の較正周波数
に対しても好適な同調補正特性が得られるようにした上
述した種類の周波数復調回路を提供することを目的とす
る。

本発明は少なくとも１つのコンデンサ素子を有し、同
調を決めるインダグタンスフリー回路を含む周波数復調
器と、作動状態と周波数復調回路自体が周波数復調器の
出力側に結合された測定回路により調整される較正状態
との間で前記周波数復調回路の状態切換えを行う切換え
装置と、較正信号を発生する較正信号源と、入力端子が
前記測定回路の制御信号出力端子に結合された同調補正
回路とを具える周波数復調回路において、前記周波数復
調回路は主として前記測定回路とは独立したコンデンサ
素子が組込まれた集積回路とし、前記測定回路は前記周
波数復調器の復調特性の変位を単一較正周波数（fc）で
測定するように配列し、前記較正信号源は前記較正周波
数（fc）の較正信号を発生するように配列し、前記同調
補正回路には乗算器を設けて作動状態における前記周波
数復調器の復調特性の傾斜を補正し、乗算器の信号入力
端子を前記周波数復調器に結合して周波数復調回路の出
力信号の振幅を制御するようにし、この乗算器の制御入
力端子を前記測定回路の制御信号出力端子に結合するよ
うにしたことを特徴とする。

これがため、同調補正回路によって出力信号の振幅、
即ち、出力信号の値の変化、および周波数復調回路の入
力信号の所定の周波数スイングを乗算器によって制御す
る。

集積回路として構成され、例えば、計数検出器、RC発
振器を有する位相または周波数−ロックループ復調器、
周波数決定回路としてのRC遅延回路またはジャイレータ
回路を設けた周波数復調器のようなインダグタンスを有
さない回路によって、同調が決まる周波数復調器に対
し、その復調特性を適宜定め、入力信号の所定較正周波
数をレベルおよびその傾斜を単一較正周波数で測定によ
って乗算器により補正し得るように結合する。

（実施例） 図面につき本発明を説明する。

第１図において、復調すべき周波数変調信号を周波数
復調回路の入力端子１に供給し、この入力端子は切換装
置３の入力端子をも構成する。較正信号源７から発生
し、周波数fcを有する較正信号を切換装置３の入力端子
５に供給する。作動状態にある切換装置３の図示しない
位置では、その入力端子１に供給される周波数変調信号
を出力端子９を経て周波数復調器13の入力端子11に供給
し、この周波数復調器は切換装置３の図示の位置、即ち
較正状態で較正信号を受ける。

周波数復調器13は集積回路の１部分を較正し、従って
インダクタンスを含まない。この復調器の同調は単一の
コンデンサ素子15によって表される回路によって決める
が、この回路は、RC回路又は、シミュレートインダクタ
ンスを容量素子により得るようにしたジャイレータ回路
とし得る同調回路とすることもできる。

周波数復調器13は、例えば計数検出器、直角復調器の
ような集積化可能な型のものとするか、又は位相又は周
波数ロックループを有する型のものとすることができ
る。第1a図に示す復調器の復調特性は標準周波数ｘの関
数として第1b図に示す。ここにｘ＝１とし、較正周波数
fcを標準周波数として選定するが、この周波数は周波数
復調器13が同調されている周波数とする必要が最小とな
るような周波数の付近に選定する必要がある。

その復調特性は、周波数ｘの関数として値ｙを示し、
ここにｙは出力電流又は電圧値である。公称復調特性は
ｘ＝１のとき、点ｙ＝ａを通過する。

実際には、復調特性はｘ＝１のとき、その同調を決め
る回路15の許容交差のため、値ｙ＝ｎとなる。実線区分
により表される公称復調特性は式ｙ＝axに対するライン
125の１部分を形成する。回路を注意深く設計する場合
には直流エラーを回避することができ、点ｙ＝ｎを中心
とする周波数復調実線の復調特性は、式ｙ＝nxを有する
ライン117の１部分を形成することを確かめた。ｘ＝０
のときは、このラインは実験中にみられたように公称特
性ｙ＝axの点と同一の点を通過する。この場合には便宜
上原点はｘ＝０、ｙ＝０とするが、これは後述するよう
に本質的なものではない。

出力端子17に発生する周波数復調器13によって復調さ
れた信号は乗算器21の入力端子19に供給し、その他方の
入力端子23には値a/nを有する制御信号を供給する。従
って、ｘ＝１のとき、較正周波数の領域における所望の
公称特性である特性ｙ＝axを乗算器21の出力端子25に得
ることができる。

乗算器21の他方の入力端子23における値a/nの制御信
号は測定回路29の出力側27から得ることができ、その第
１入力端子31には乗算器21の出力端子25に接続された入
力端子35から、較正状態において切換装置３の出力端子
33から乗算器21の出力信号を受ける。測定回路29の第２
入力端子37には信号源39から値ａの信号を供給する。こ
の値ａは較正状態における公称復調特性に対し既知の値
である。測定回路29は利得率の高い差動増幅器とし、所
望の値a/nがループ作動のため、その力側に発生する。
この値をメモリ回路により測定回路で記憶し、作動状態
においてもその出力端子27で得られるようにし、周波数
復調回路の出力端子をも較正する乗算器21の出力端子25
において常時所望の復調特性が保持されるようにする。

周波数復調回路を組込んだテレビジョン回路では、切
換装置３は、例えば各フィールドフライバック周期にお
いてそのスイッチング信号入力端子41に供給される切換
信号に応答して較正状態に或る時間に亘り周期的に調整
し得るようにする。乗算器21は、これがレベルシフトを
生じないか、又は周波数復調器に組込み得る場合には増
幅器の後段に設けることができる。

第２図において、第１図に示すものと同一部分には同
一符号を付して示す。

本例では、周波数復調器13は、位相ロックループを有
する型のものとし、発振器43を設け、その同調を、入力
端子45に供給され、乗算器21の出力端子25から得た制御
信号によって制御し得るようにする。発振器43の自然周
波数はコンデンサ素子15によって信号的に表され、その
同調を決める回路によって決めるようにする。周波数復
調器13の出力端子を位相検波器49の出力端子に接続し、
この位相検波器の入力端子を周波数復調器13の入力端子
11に接続し、他方の入力端子を発振器43の出力端子47に
接続する。

通常、周波数復調器の入力端子45の信号は出力信号と
して用いる。この信号は第2b図の復調特性225を有し、
その有効部分は較正周波数で値ｎを有する。しかし、こ
の場合には乗算器21の入力端子19の信号を周波数復調回
路の出力信号として用いる。この場合には乗算器21はそ
の増幅率がn/aとなる。その理由は制御ループに測定回
路29が組込まれているからであり、従ってその入力端子
19に所望の復調特性217が得られるようになる。

これがため、第１及び２図において、乗算器21は同調
補正回路として作用する。

第3a及び3b図において、第１及び２図に示すものと同
一部分には同一符号を付して示す。

本例回路は、復調特性を示す座標系の零点とは一致し
ない零レベルを復調特性335が有するように構成する。
従って周波数復調器13の復調特性317は所望の復調特性3
35が有するものと同一のｙ軸と交点を有するようにな
る。本例では乗算器21は同調補正回路51の１部分として
用いることができ、この同調補正回路の入力端子53を周
波数復調器13の出力端子17に接続し、同調補正回路の出
力端子55を切換装置３の入力端子35に接続する。従っ
て、この出力端子55によって周波数復調回路の出力端子
をも構成する。

本例では乗算器21の入力端子19を加算回路57を経て同
調補正回路51の入力端子53に接続する。又、この加算回
路57には信号源59から値（ｋ−ａ）の信号を供給する。
乗算器21の出力端子25を減算回路61を経て同調補正回路
51の出力端子55に接続する。更に信号源59から供給させ
る値（ｋ−ａ）の信号を減算回路61に供給してこの値を
乗算器21の出力信号から減算する。

従って周波数復調器13の出力端子17の復調特性317に
よってＩラインｙ＝（ｎ＋ｋ−ａ）ｘ−（ｋ−ａ）の１
部分を構成する。乗算器21の入力端子19ではこの特性は
式ｙ＝（ｎ＋ｋ−ａ）ｘの復調特性ライン319の１部分
となる。乗算器21の入力端子23の制御信号は復調特性ラ
イン325となる。その理由は測定回路29の制御ループに
よって乗算計数を値k/（ｎ＋ｋ−ａ）に調整し、この値
によってライン325が式ｙ＝〔k/（ｎ＋ｋ−ａ）〕・
（ｎ＋ｋ−ａ）ｘ＝kxを有するようにするが、その後減
算回路61によって式ｙ＝kx−（ｋ−ａ）を有するライン
335を発生し、その１部分が所望の復調特性を形成する
ようにする。

値ｋ及びａは所望の公称復調特性に対し既知である。
これが復調特性の有効部分に位置する場合には、値ｘ＝
１がａ＝０に従って任意に選択され得るようにする。

第4a及び4b図において第1,2及び３図に示すものと同
一部分には同一符号を付して示す。

本例では、測定回路29の入力端子31を較正状態で第３
図に示す場合のように同調補正回路51の出力端子55に接
続しないで、減算回路63を経て同調補正回路51の入力端
子53に接続されている乗算器21の入力端子19に接続す
る。本例では第4b図の復調特性455は特性ラインｙ＝kx
−（ｋ−ａ）の１部分を形成するが、周波数復調器13の
出力端子17の復調特性はライン417の１部分を形成する
と共に式ｙ＝（ｎ＋ｋ−ａ）ｘ−（ｋ−ａ）を有する。

測定回路29の制御ループの作動のもとで、減算回路65
によってこのライン417を、較正状態で点ｘ＝1,y＝ａを
発生するライン419に推移する。これがため、この場合
減算器63は測定回路29の出力端子65から値（ｎ−ａ）を
有する制御信号を受ける。従ってライン419の式は次の
ようになる。

ｙ＝（ｎ＋ｋ−ａ）ｘ−（ｎ＋ｋ−2a） 乗算器21によってこのライン419の傾斜を率k/（ｎ＋
ｋ−ａ）で補正し、これによりｘ軸との交点を中心とし
て回転を生ぜしめるようにし、これによって式ｙ＝kx−
〔ｋ（ｎ＋ｋ−2a）／（ｎ＋ｋ−ａ）〕を有するライン
425を生ぜしめるようにする。

同調補正回路51に出力端子55と乗算器21の出力端子25
との間に配列された加算回路67によって、これに値ａ
（ｎ−ａ）／（ｎ＋ｋ−ａ）を加算し、この値を測定回
路29の出力端子69から得るようにする。これによってラ
イン425をライン455に推移し、その１部分によって所望
の公称復調特性を形成するようにする。この際値ｋ及び
ａは既知とすると共に値ｎ−ａは制御中測定回路29によ
って発生させるため、上述した補正値k/（ｎ＋ｋ−ａ）
及びａ（ｎ−ａ）／（ｎ＋ｋ−ａ）を簡単に測定回路29
によって計算し得るようにする。

第3a及び3b図の回路において、切換装置３の入力端子
35は加算回路57の出力端子に任意に接続することがで
き、従って測定回路29は、入力端子31の値（ｎ＋ｋ−
ａ）と、入力端子37の値ａと、既知の値ｋとを計算して
出力端子27から値k/（ｎ＋ｋ−ａ）を発生し得るように
する。

第3a及び3b図並びに第4a及び4b図に示す場合には、同
調補正回路51は、乗算器21のほかに、加算回路57及び減
算回路61を有するか又は減算回路63及び加算回路67を有
するレベル補正回路を設けるようにしている。

第5a及び5b図において、第1a及び1b図〜第4a及び4b図
に示すものと同一部分には同一符号を付して示す。

本例では、切換回路３の入力端子35を周波数復調器13
の出力端子17に接続すると共に、同調補正回路51では乗
算器21の入力端子19を同調補正回路51の入力端子53に接
続し、且つ、乗算器21の出力端子25を減算器71を経て同
調補正回路51の出力端子55に接続する。従ってレベルシ
フト回路として作動する減算回路71は測定回路29の出力
端子73から値〔（ｎ−ｋ）・（ｋ−ａ）〕／（ｎ＋ｋ−
ａ）の信号を受ける。第3a及び3b図並びに第4a及び4b図
に示す場合には、乗算器21によってその入力端子23に値
k/（ｎ＋ｋ−ａ）の信号を受ける。

周波数復調器13の出力端子17の復調特性は式ｙ＝（ｎ
＋ｋ−ａ）ｘ−（ｋ−ａ）のライン517の１部分を形成
し、これにより乗算器21の出力端子25に式ｙ＝kx−｛k/
〔ｎ＋ｋ−ａ（ｋ−ａ）〕｝を有するライン525を得る
ことができ、その結果減算回路71における推移に応答し
て式〔（ｎ−ｋ）・（ｋ−ａ）〕／（ｎ＋ｋ−ａ）を有
するライン555を得ることができ、その１部分によって
同調補正回路51の出力端子55における所望の公称復調特
性を形成し得るようにする。

減算回路71及び乗算器21の位置は互いに交換し得るこ
とは勿論である。この場合には測定回路29の出力端子73
から値〔（ｎ−ｋ）・（ｋ−ａ）〕/kの信号を供給する
必要があり、ｋ＝ａの場合にはレベル補正は行う必要が
ないことは勿論である。

又、第3a及び3b図にも示したように、加算回路によっ
て乗算器の前段で値（ｋ−ａ）を加算する場合には乗算
器21は測定回路29によって制御する必要があるだけであ
り、しかも、乗算器を後段で減算回路により値（ｋ−
ａ）を再び減算すると共に測定回路によって加算回路及
び乗算器間の零レベルに対し値（ｎ＋ｋ−ａ）を測定し
て乗算係数k/（ｎ＋ｋ−ａ）を簡単に決め得るようにす
るのが好適である。

第6a及び6b図において第1a及び1b図〜第5a及び5b図に
示すものと同一部分には同一符号を付して示す。本例回
路は、切換装置３及び測定回路29の位置と、位相ロック
ループの発振器43を電流制御発振器とするために直流の
レベルシフトを生ぜしめる加算回路57として形成したレ
ベルシフト回路を同調補正回路51が有する点とが第2a及
び2b図に示す回路と相違する。本例では位相検波器49に
よってその出力端子17に電流を発生すると共にその第２
出力端子75を他端が零レベルに接続された抵抗77に接続
すると共に差動増幅器81の入力端子79に接続し、差動増
幅器81の出力端子83を周波数復調回路の出力端子とし、
差動増幅器81の他方の入力端子85を他端が零レベルに接
続されている抵抗87に接続すると共に電流源回路91の出
力端子89にも接続する。この電流源回路91の他方の出力
端子93によってレベルシフト電流を加算回路57に供給す
る。

測定回路29はその入力端子37に較正信号源７から較正
周波数fcを較正信号を受けてこれを周波数検波器95に供
給し、この周波数検波器95の他方の入力端子には発振器
43の出力端子47に接続された測定回路29の入力端子31か
ら発振器43の出力信号を供給する。この周波数検波器95
は、その出力端子の数及びその平滑化回路網に関する点
以外は周波数復調器13の位相検波器49と同一とする。位
相検波器95の出力端子97を較正状態において、切換装置
３の接点99を経てメモリ回路として作用するコンデンサ
101に接続すると共に測定回路29の出力端子27にも接続
する。

切換装置３の他方の切換接点103によって作動状態に
おいて、位相検波器49の出力端子179を同調補正回路51
の入力端子53に接続する。

本例では同調補正回路51の出力端子55の復調特性はラ
イン655に位置し、乗算器21の入力端子19の復調特性は
ライン619に位置し、同調補正回路51の入力端子53の復
調特性はライン653に位置し、この状態において電流値
をｙ軸に沿って位置させる必要がある。

電流源回路91の夫々出力端子93及び89によって供給さ
れる電流の符号が逆で絶対値が等しい場合には差動増幅
器81の出力信号の零レベルは、抵抗87の値を抵抗77の値
のz/（ｋ−ａ）倍とすることにより−ｚに調整すること
ができる。これがため、多数の差動増幅器81及び多数の
異なる抵抗87を用いることにより復調すべき信号の種々
の静止周波数に相当する種々の零レベルの出力信号を得
ることができ、これにより例えばSECAMテレビジョン受
像機に用いる場合に、１つの周波数復調器によって２つ
の色差信号及び正しい出力レベルの識別信号を得ること
ができる。

第７図において、第1a〜6a図に示すものと同一素子に
は同一符号を付して示す。本例回路は、第6a図の零レベ
ルに接続された抵抗77の代りに同調補正回路51の入力端
子53に接続された抵抗103を用いると共に第6a図の抵抗8
7の代りに同調補正回路51の入力端子107に接続された抵
抗105を用い、この入力端子107を加算回路59に接続する
点が第6a図の回路とは相違する。これがため第6a図の位
相検波器49の出力端子75を省略することができる。

電流源回路91の出力端子93によって供給される電流が
第6a図に示す場合の電流の1.5倍であり、且つ電流源91
の出力端子89が消費する電流が第6a図の消費電流の1/2
である場合には抵抗105及び103間の比を第6a図の場合の
比の２倍として復調特性の同一位置で差動増幅器81と同
一に設定し得るようにする必要がある。

第８図において第1a〜７図に示すものと同一部分には
同一符号を付して示す。本例では入力端子１にSECAM色
信号を供給する。このSECAM色信号は、１ライン周期に
4.40625MHzの搬送波で周波数変調された赤色差信号と、
次の１ライン周期に4.25MHzの搬送波で周波数変調され
た青色差信号とを交互に有する。これらのライン周期
中、識別信号を示す関連の未変調搬送波がライン周期の
始端に主として現われるようになる。

較正信号源７によってカラーテレビジョン受像機にし
ばしば用いられる4.43MHzの較正信号を発生する。

本例では切換装置３の出力端子９と周波数復調器13の
入力端子11との間にリミッタ109を設けて入力端子１か
ら受信する信号及び較正信号源７から受信する信号の振
幅比が復調回路の自動同調補正の１部分を呈し得ないよ
うにする。

周波数復調器13は、発振器43から、位相検波器49、そ
の出力端子111及び同調補正回路57,21を経て発振器43の
制御信号入力端子に至る位相ロックループを有する型の
ものとする。位相検波器49の第２出力端子113は出力端
子111とし、切換装置３の入力端子35に接続する。この
切換装置３の入力端子35は、較正状態でコンデンサ101
に接続されている出力端子33に接続すると共に作動状態
で他端が回路の零レベル（図面では接地点）に接続され
ている抵抗115及び抵抗119に接続し、この抵抗119の他
端は赤色差信号増幅器123の入力端子121及び青色差信号
増幅器129の入力端子127に接続する。

周波数補正回路として作動する乗算器21は周波数復調
器13の部分を構成する。発振器43は電流制御型、例えば
ギルバート型のものとする。この場合には測定回路29は
位相検波器49の出力端子113と、他端が接地されたコン
デンサ101とで構成する。電流源回路91の出力端子89を
他端が回路の零レベルに接続された分圧器133に接続す
る。

この分圧器133の口出しタップ137は赤色差色号増幅器
123の他方の入力端子139に接続し、これにより差動増幅
器81に対し第6a図につき説明した所と同様に赤色差信号
の黒レベルを発生し得るようにする。分圧器133の電流
源回路91との接続点を青色差信号増幅器129の他方の入
力端子140に接続し、これにより青色差信号の黒レベル
を発生し得るようにする。分圧器133の口出しタップ141
から比較回路145の入力端子143に基準レベルを供給し、
比較回路145の信号入力端子147は、他の２個の出力端子
111及び113と同様に構成された位相検波器49の第３出力
端子149に接続すると共に他端が回路の零レベルに接続
されている抵抗151に接続する。

比較回路145はその入力端子143の信号レベルを色差信
号増幅器123及び129の入力端子139及び140の信号レベル
間の中間レベルに選定し、これにより比較回路145及び
ゲート回路（図示せず）と相俟って復調識別信号からラ
イン周波数の1/2の周波数成分を得るようにする。

抵抗115及び151によって位相検波器49の出力電流を出
力電圧に変換する。

抵抗119と色差信号増幅器123及び129の入力端子121及
び127との接続点を抵抗153に接続し、この抵抗153の他
端を増幅器157の入出力端子間に配列されたコンデンサ1
55に接続する。増幅器157の利得率は、その入力端子159
に供給され同調補正を行う制御信号の場合のようにコン
デンサ101から発生する制御信号によって制御し得るよ
うにする。

デエンファシスフィルタを構成する抵抗119及び153並
びにコンデンサ155を具える回路は、発振器43の同調を
決める回路の場合と同様にコンデンサ15と共に集積回路
に組込み、従ってコンデンサ15と同一の公差を有するよ
うにする。増幅器157の入力端子159で制御信号により制
御を行うことによって、このデエンファシスフィルタの
周波数特性も自動的に補正されるようになる。

第９図は第８図の位相検波器49、乗算器21、発振器43
及び増幅器157を更に詳細に示す。図中、第1a〜８図に
示すものと同一部分には同一符号を付して示す。

位相検波器49はトランジスタ161,163及び165,167の２
つのエミッタ結合対を具える。トランジスタ161及び165
のコレクタを供給電圧源正端子に接続する。トランジス
タ163及び167のコレクタを電流源169及び抵抗171に接続
し、この抵抗の他端をコンデンサ173及び電流ミラー回
路177の入力端子175に接続する。抵抗171及びコンデン
サ173によって位相検波器の出力信号の平滑フィルタを
構成する。各トランジスタ161,167及び163,165のベース
には発振器43から発振信号を逆相で供給する。

トランジスタ161,163及び165,167の対の相互接続エミ
ッタを夫々トランジスタ179及び181のコレクタに接続
し、これらトランジスタ179及び181の相互接続エミッタ
を電流源183を経て電圧供給源負端子に接続し、これら
トランジスタのベースによって色信号又は第８図に示す
リミッタ109から発生する較正信号の入力端子11を構成
する。

位相検波器49のこの部分の検出作動は既知であるもの
とする。

位相検波器49の出力端子113及び149を電流ミラー回路
177の出力とし、この回路177から入力端子175に供給さ
れる電流と同一の大きさの電流を発生し得るようにす
る。これは電流ミラー回路177の他の２つの出力端子198
及び187の各々に対してもあてはまり、他の３つの出力
端子198,191及び193の各々は入力端子175に供給される
電流と同一の大きさの電流を消費するものとする。

増幅器157は電流源回路195を具え、この回路を抵抗15
3及びコンデンサ155の接続点の信号によって制御し、こ
れにより２個のトランジスタ197,199の相互接続エミッ
タに電流を供給し、これらトランジスタのベースをコン
デンサ101の両端に接続する。トランジスタ199のコレク
タを２個の抵抗201,203の直列接続部を経て電圧供給源
正端子に接続するが、トランジスタ197のコレクタは抵
抗201及び203の接続点に接続し、トランジスタ199のコ
レクタをコンデンサ155に接続する。かかる可制御増幅
器の作動は充分既知である。

更に、コンデンサ101の両端を乗算器21の入力端子23
を経てエミッタ結合対のトランジスタ205,207のベース
に接続し、これらトランジスタ205,207のエミッタを電
流源209を経て電圧供給源負端子に接続する。

直列接続のダイオード211、抵抗213、抵抗215及び電
流源219を電圧供給源の正及び負端子間に配設する。ト
ランジスタ207のコレクタを電流源219と抵抗215との接
続点に接続し、トランジスタ205のコレクタを抵抗215及
び213の接続点に接続する。

トランジスタ205及び207は抵抗213及び215に相俟っ
て、トランジスタ197及び199が抵抗201及び203と相俟っ
て形成する制御回路と同様の制御回路を構成する。トラ
ンジスタ207のコレクタに発生すると共にコンデンサ101
の両端間の電圧によって制御される直流電圧は電流ミラ
ー回路177の出力端子185及び187により供給される電流
を直接制御しない。即ち、所望の制御は増幅器157の制
御とは逆とする必要がある。

トランジスタ207のコレクタに発生し、コンデンサ101
の両端の電圧によって制御される直流電圧は、２個のエ
ミッタホロワ221,223を経て電流ミラー回路の出力端子1
85,187に供給し、これら出力端子を夫々発振器43の端子
227,229に接続すると共にダイオード231,233の陽極に接
続し、その陰極をダイオード235の陰極に接続すると共
に電流ミラー回路177の出力端子189に接続する。ダイオ
ード235の陽極をエミッタホロワトランジスタ237のエミ
ッタに接続し、このトランジスタのベースを抵抗213及
びダイオード211の陰極の接続点に接続する。

エミッタホロワ221,223,237はダイオード231,233,235
と相俟ってリミッタ回路を形成し、従って発振器43の端
子227,229において電流ミラー回路177の出力端子185,18
7から受けた電流により生ずる電圧は制限されるように
なる。この場合の上限はエミッタホロワ237によって決
まり、下限はエミッタホロワ221及び223によって決ま
る。

発振器43はギルバート型のものとする。電流ミラー回
路177の出力端子185,187から発生した電流は端子227,22
9に供給する。従って同一値の電流が端子239,241から電
流ミラー回路177の出力端子191,193に流れるようにな
る。これら端子239,241をコンデンサ15の両端に接続
し、各電流源240及び242に接続し、更にトランジスタ24
3及び245のエミッタに夫々接続する。各トランジスタ24
3及び245のコレクタを各端子229及び227に接続し、更に
トランジスタ247及び249のベースに夫々接続する。これ
らトランジスタ247及び249は、そのエミッタを各トラン
ジスタ245及び243のベースに接続し、発振器43を出力端
子47に接続し、且つそのコレクタに正の電源電圧を供給
する。

各電流源244,246及び240,242は夫々互に等しい電流を
供給、即ち放出すると共に第８図の電流源回路91の出力
端子93から電流を供給する電流源の機能を呈するように
する。

発振器43の各トランジスタ243,249及び245,247を交互
に導通させ、従ってトランジスタ245,247及び243,249を
夫々非導通状態とする。トランジスタ243及び249が導通
すると、端子227の電圧がエミッタホロワ237によって決
まる最高制限値となり、端子229の電圧がエミッタホロ
ワ223によって決まる最低制限値となるものとする。従
って端子239の電圧が高くなり、端子241の電圧は、トラ
ンジスタ245及び247が導通を開始するまで減少し、これ
により端子229の電圧をエミッタホロワ237により決まる
最高制限値とし、端子227の電圧をエミッタホロワ221に
よって決まる最低制限値とする。次いで端子241の電圧
が高くなり、端子239の電圧はトランジスタ243及び249
が再び導通を開始するまで減少する。これがため、デュ
ーティサイクル50％の方形波が出力端子47に発生し、そ
の周波数をコンデンサ15の充電電流によって決め、従っ
て電流ミラー回路177から得た電流及び端子227及び229
の電圧の制限値間の差によって決め、この差をコンデン
サ101の両端間の電圧によって決めるようにする。

電流ミラー回路177の端子189から取出した電流によっ
て、トランジスタ243及び245のコレクタ電圧のエミッタ
ホロワ221,223又は237により生ずる制限値を補正し、こ
れによって位相結合ループ49,21,43の復調特性の非直線
性を補償し得るようにする。

上述した乗算器21は、前述した所から明らかなよう
に、位相ロックループ周波数復調器の発振器43の１部分
を形成する。その理由は発振器の周波数、従って周波数
復調器の出力電流は２つの量、即ち位相検波器の出力電
流及び発振器のコレクタ電圧の制限値間の差の逆数値に
比例するようになる。

これら２つの量の比例が生ずる周波数復調器の他の型
のものを計数検出器とし、これらの量を周波数変調信号
の零クロスで発生すると共に積分されるパルスの振幅及
びその持続時間とする。従ってこれら量による乗算は第
９図の乗算に対し逆数となり、デエンファシスの制御に
よる同期は種々の手段で得る必要がある。

【図面の簡単な説明】

第1aおよび1b図は本発明周波数復調回路およびその復調
特性を夫々示す回路図および特性図、 第2aおよび2b図は周波数復調器として位相結合制御ルー
プを有する本発明周波数復調回路およびその復調特性を
示す回路図および特性図、 第3aおよび3b図はレベルシフト回路を設けた本発明周波
数復調回路およびその復調特性を夫々示す回路図および
特性図、 第4aおよび4b図は測定回路により制御されるレベルシフ
ト回路を設けた本発明周波数復調回路およびその復調特
性を夫々示す回路図および特性図、 第5aおよび5b図は測定回路により制御されるレベルシフ
ト回路を設けた本発明周波数復調回路の他の例およびそ
の復調特性を夫々示す回路図および特性図、 第6aおよび6b図は位相ロックループとして形成された周
波数復調器を有する本発明周波数復調回路およびその復
調特性を夫々示す回路図および特性図、 第７図は位相ロックループとして形成された周波数復調
器を有する本発明周波数復調回路の他の例を示す回路
図、 第８図はSECAMカラーテレビジョン受像機用の本発明周
波数復調回路を示す回路図、 第９図は第８図の周波数復調回路の一部分の構成を詳細
に示す回路図である。 ３……切換装置、 ７……較正信号源、 13……周波数復調器、 15……容量素子、 21……乗算器、 27……制御信号出力端子、 29……測定回路、 39……信号源 43、49、51……位相ロック制御ループ 51……同調補正回路 57、61、63、67……レベルシフト回路 59……信号源 89、131、133、141……レベル取出し回路 95……周波数検出器 111、113、149……第３出力回路 119、153、155、157……フィルタ回路 123、129……色差信号増幅器 145……差動増幅器

フロントページの続き (72)発明者 ヘンリカス・テオドラス・ペトラス・ヨ ハネス・ヴァン・エルク オランダ国ナイメヘン ヘルストベーク ２ (72)発明者 ブルノ・ピエール・ジャン‐マリー・モ ッテ オランダ国ナイメヘン ヘルストベーク ２ (56)参考文献 特開 昭60−47513（ＪＰ，Ａ)

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１つのコンデンサ素子（15）を
   有し、同調を決めるインダクタンスフリー回路を含む周
   波数復調器（13）と、作動状態と周波数復調回路自体が
   周波数復調器（13）の出力側に結合された測定回路（2
   9）により調整される較正状態との間で前記周波数復調
   回路の状態切換えを行う切換え装置（３）と、較正信号
   を発生する較正信号源（７）と、入力端子（23）が前記
   測定回路の制御信号出力端子（27）に結合された同調補
   正回路（21、51）とを具える周波数復調回路において、
   前記周波数復調回路は主として前記測定回路（29）とは
   独立したコンデンサ素子（15）が組み込まれた集積回路
   とし、前記測定回路（29）は前記周波数復調器（13）の
   復調特性の変位を単一較正周波数（fc）で測定するよう
   に配列し、前記較正信号源（７）は前記較正周波数（f
   c）の較正信号を発生するように配列し、前記同調補正
   回路（21、51）には乗算器（21）を設けて作動状態にお
   ける前記周波数復調器（13）の復調特性の傾斜を補正
   し、乗算器（21）の信号入力端子（19）を前記周波数復
   調器（13）に結合して周波数復調回路の出力信号の振幅
   を制御するようにし、この乗算器の制御入力端子（23）
   を前記測定回路（29）の制御信号出力端子（27）に結合
   するようにしたことを特徴とする周波数復調回路。
2. 【請求項２】前記同調補正回路はレベルシフト回路（5
   7、61;63、67）を具えることを特徴とする請求項１に記
   載の周波数復調回路。
3. 【請求項３】前記レベルシフト回路（63、67）を前記測
   定回路により制御し得るようにしたことを特徴とする請
   求項２に記載の周波数復調回路。
4. 【請求項４】前記測定回路（29）には周波数検波器（9
   5）を具えることを特徴とする請求項１、２または３に
   記載の周波数復調回路。
5. 【請求項５】前記周波数復調器（13）は位相ロック制御
   ループ（43、49、51）を有する型のものとし、前記乗算
   器（21）を前記制御ループの負帰還部分に組込むように
   したことを特徴とする請求項１〜４の何れかの項に記載
   の周波数復調回路。
6. 【請求項６】SECAMカラーテレビジョン受像機に適用す
   るに当たり、前記周波数復調器（13）の出力端子（11
   3）に２つの色差信号増幅器（123、129）の入力端子（1
   21、127）を結合し、この信号増幅器の他方の入力端子
   （139、140）をその各々に対し異なるレベルを得る回路
   （89,131,133）に接続するようにしたことを特徴とする
   請求項５に記載の周波数復調回路。
7. 【請求項７】周波数復調器（13）の出力端子（113）を
   フィルタ回路（119、153、155、157）を経て色差増幅器
   （123、129）の関連する入力端子（121、127）結合し、
   このフィルタ回路をも集積回路に組込み、このフィルタ
   回路の増幅器（157）は前記測定回路（29）によって制
   御し得ると共に入出力端子間に配列された第２コンデン
   サ素子（115）を有するようにしたことを特徴とする請
   求項６に記載の周波数復調回路。
8. 【請求項８】前記位相ロック制御ループにはギルバート
   型の電流制御発振器（43）と、第１、第２および第３出
   力回路（111、113、149）を有する位相検出器（49）と
   を具え、前記第１出力回路（111）は乗算器（21）の第
   １入力端子（19）に結合し、前記第２出力回路（113）
   は切換装置（３）を経て測定回路（29）の出力端子（10
   1）に結合し、前記第３出力回路（149）は差動増幅器
   （145）の入力端子（147）に結合し、この差動増幅器
   （145）は全波リミッタとして構成すると共にその他方
   の入力端子（143）を色差信号増幅器（123、129）の他
   方の入力端子（139、140）でレベルの平均値に相当する
   あるレベルを得る回路（141）に接続するようにしたこ
   とを特徴とする請求項７に記載の周波数復調回路。
9. 【請求項９】前記乗算器（21）によって周波数復調器
   （13）の一部分を構成するようにしたことを特徴とする
   請求項１〜８の何れかの項に記載の周波数復調回路。