JP2954825B2 - 直列伝送二値信号の直流分再生方法および装置 - Google Patents

直列伝送二値信号の直流分再生方法および装置

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JP2954825B2
JP2954825B2 JP6005459A JP545994A JP2954825B2 JP 2954825 B2 JP2954825 B2 JP 2954825B2 JP 6005459 A JP6005459 A JP 6005459A JP 545994 A JP545994 A JP 545994A JP 2954825 B2 JP2954825 B2 JP 2954825B2
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  • Manipulation Of Pulses (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直列伝送された二値信号
の直流分再生に関するものであり、自動同軸ケーブルイ
コライザーへの使用に特に適したヒステリシスバイポー
ラクランプ直流分再生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直列伝送された二値信号の平均または直
流成分がゼロでないような信号伝達の分野では、データ
再生を正確に行うため信号の直流成分を受信側で再生す
る必要がある。伝送媒体が信号伝送用交流結合法を用い
る同軸ケーブルの場合、伝送データを再生するには二つ
のステップが必要である。第一のステップでは、高周波
等化処理を行いケーブル内を伝送中に生じた損失を補償
する。第二のステップでは、等化処理された信号の直流
分生成を行って結合回路内で損失した低周波と直流の成
分を修復する。
【０００３】量子化フィードバック(Quantized Feedbac
k ＱＦＢ）は交流結合二値信号の直流分再生を行う上で
標準的な手法である。量子化フィードバックは、直列デ
ジタル伝送の分野用のケーブルイコライザーを実際に実
現(implementations) する場合に利用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この量
子化フィードバック法は入力波形の振幅や立ち上がり時
間の変動の影響を受け易い。伝送ケーブルの長さが長く
なるほど信号の損失が大きくなり、その結果、正確な等
化処理が不可能となるため、このように感度が高いため
高周波イコライザーの動作が極めて重要視される。この
ように高感度であるため、量子化フィードバック法では
再生された波形にジッターが発生してしまうといった問
題がある。
【０００５】そこで本発明は、上記従来技術の有する課
題に鑑みなされたものであり、その目的は従来の量子化
フィードバック法とは異なり入力信号の品質の変動が大
きくても正確に機能し、このため、本質的にケーブルイ
コライザ内の直流分再生器に適した直流分再生装置を提
供することにある。
【０００６】
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の第一の好適態様
は、平均成分(average component)がゼロでない二値信
号を再生する装置であり、 （ａ）第一および第二端子を有する結合コンデンサであ
って、当該第一端子は前記二値信号を結合するものであ
るところの結合コンデンサと、 （ｂ）前記結合コンデンサの前記第二端子に接続されて
おり、所定レンジ内で前記二値信号をクランプするクラ
ンプ手段と、 （ｃ）前記クランプ手段と前記結合コンデンサの前記第
二端子に接続されたフィードバックネットワークと、 （ｄ）前記フィードバックネットワーク内に設けられて
おり、前記二値信号を再生するため制御信号を出力する
手段と、 （ｅ）前記フィードバックネットワーク内に設けられて
おり、前記再生された二値信号を出力する出力ポートと
から構成されていることを特徴とする。
【０００８】
【０００９】本発明の第二の好適態様は、平均成分がゼ
ロでない二値信号を再生すると共に高周波イコライザー
回路とケーブルイコライザーへの使用に適した二値信号
再生装置であって、 （ａ）入力二値信号を前記再生装置に結合するコンデン
サを有し、結合二値信号を生成する入力ポートと、 （ｂ）前記コンデンサに接続されており、前記結合二値
信号が所定レンジを越える場合に当該二値信号をクラン
プするクランプ手段と、 （ｃ）前記コンデンサに結合されており、前記二値信号
の前記非ゼロ成分(thenon-zero component)に相当する
信号成分を生成する生成手段と、 （ｄ）前記コンデンサと前記生成手段に接続されてお
り、前記信号成分を前記結合二値信号に加算して再生二
値信号を生成する加算手段と、 （ｅ）前記加算手段に接続されており、前記再生二値信
号を出力する出力手段と、 （ｆ）前記クランプ手段に設けられており、前記高周波
イコライザー回路を制御するゲイン制御ポートにゲイン
制御信号を出力するゲイン制御手段とから構成されてい
ることを特徴とする。
【００１０】
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の好適実施
例を説明する。
【００１２】直列符号化二値データ(serial encoded bi
nary data)の周波数内容が広いため、これらの信号の伝
送にはバンド幅の広い伝送媒体が必要となる。一般的な
データ伝送装置ではこのような伝送媒体として同軸ケー
ブルが利用されている。
【００１３】図１には一般的な伝送装置１がブロック図
として簡略に示されている。この装置１は送信器２と受
信器４から構成されている。この送信器２と受信器４は
伝送媒体である同軸ケーブル６によって互いに接続され
ている。送信器２には情報を直列二値データに符号化し
て伝送するための電子回路（不図示）が周知の方法で組
み込まれている。同様に、受信器４には伝送されてきた
前記直列二値データを復号（例えば、復調）する回路
（不図示）が組み込まれている。同軸ケーブル６が交流
結合された装置１において、再生回路(restoration cir
cuit) ８と高周波イコライザー９から構成されたケーブ
ルイコライザー回路７が前記受信器４には内蔵されてい
る。再生回路８では前記直列二値信号の低周波と直流の
成分を再生する。当該技術分野の者には周知のことであ
るが、不図示の交流結合回路内を通過する際に直列信号
の低周波と直流の成分が失われてしまう。本発明の再生
回路８を説明する前に従来の一般的な再生方法および装
置を説明する。
【００１４】量子化フィードバック法は、交流結合した
二値信号の直流分再生を行う場合の標準的で周知な方法
である。以下の説明において、直流および交流とはそれ
ぞれ直流電流と交流電流を示すものである。以下に示す
ように、量子化フィードバック法（以下、ＱＦＢ法と称
す）は入力された二値信号波形の振幅および立ち上がり
時間の変動の影響を受け易い。高周波イコライザー９で
はこのような高感度が要求される。周知なように、この
イコライザーは二値信号の振幅を再生することによりケ
ーブル中での損失を補償するものである。当業者には周
知なことであるが、同軸ケーブルの長さが長くなるにつ
れ信号の損失も一層ひどくなり、高周波イコライザー９
が正確に動作することは不可能になってしまう。このよ
うに、ケーブルイコライザー７に使用する場合には前記
ＱＦＢ法では動作損失が生じてしまう。本発明を詳細に
説明する前にＱＦＢ法と入力波形の形状に対する当該方
法の感度についてさらに詳細に説明する。
【００１５】同軸ケーブル６で伝送された直列二値信号
（図１では不図示）は入力二値信号として受信器４に入
力される。図２ａは交流結合前の入力二値信号ＶINが図
示されており、また、図２ｂには交流結合の入力二値信
号ＶINを表す交流結合二値信号波形(AC coupled binary
signal waveform) ＶACが図示されている。当業者には
周知なことであるが、交流結合法では不図示の結合コン
デンサを使用しなくてはならず、このような手法は同軸
伝送装置に共通する特徴である。
【００１６】図２ａには、電圧レベル＋Ｖ1 の場合の論
理レベルが１、電圧レベルが−Ｖ1の場合の論理レベル
が０で、スレッショルド電圧がＶTHとなる入力二値信号
ＶINが図示されている。このスレッショルド電圧ＶTHは
論理１から論理０またはその逆への移行点となる電圧レ
ベルである。図２ａに示すように、入力二値信号ＶINの
スレッショルド電圧ＶTHは論理１と論理０の中間点とな
っている。この中間点はこの場合には０ボルトである。
入力二値信号ＶINの周期はＴ、デューティーサイクルは
Ｄである。デューティーサイクルＤは、論理”１”パル
スの期間ＴH を二値信号ＶINの周期Ｔで割ったものであ
る。
【００１７】交流結合の結果、入力二値信号ＶINの低周
波および直流成分が失われてしまう。直流成分が損失す
ることによりさらに２つの影響がある。まず、交流結合
により直流成分が損失することでデューティーサイクル
Ｄが変化してしまい、その結果ジッターが発生する。次
に、交流結合により入力二値信号ＶINのノイズマージン
も低下させてしまう。図２ｂの交流結合二値信号を参照
しながらデューティーサイクルとノイズマージンに及ぼ
す交流結合の影響について考察する。
【００１８】図２ｂにおいて、入力二値信号ＶINの交流
結合により、直流オフセット電圧ＶOSが生じる。この直
流オフセット電圧ＶOSは入力二値信号ＶINのスレッショ
ルド電圧ＶTHと交流結合二値信号ＶACの中間点の間に存
在する。さらに、直流オフセット電圧が発生した結果、
交流結合二値信号の論理１のレベルが＋Ｖ1 とＶOSを合
計した電圧レベルになっている。同様に、交流結合二値
信号の論理０レベルは−Ｖ1 とＶOSを合計した電圧レベ
ルとなっている。図２ｂに示されているように、直流オ
フセット電圧ＶOSにより論理１パルスの期間ＴH が変化
するため交流結合二値信号のデューティーサイクルも変
化してしまう。
【００１９】交流結合およびこれによって生じた直流オ
フセット電圧ＶOSの影響を定常状態を勘案しながら説明
する。定常状態では、不図示の結合コンデンサに流れ込
むネット電流(net current) はゼロでなくてはならな
い。この状態は、交流結合二値信号ＶAC（図２ｂ参照）
の一サイクルの積分がゼロとなる状態と言い表すことも
できる。定常状態のこの特性を利用して、デューティー
サイクルＤの関数としてオフセット電圧ＶOSを決定する
式（１）を求める。このオフセット電圧ＶOSは、本来の
スレッショルド電圧ＶTH（つまり、この場合ゼロボル
ト）と図２ｂの交流結合信号ＶACのスレッショルド電圧
（論理１と論理０の中間点）の差分である。
【００２０】 ＶOS＝Ｖ1 ×（１−２×Ｄ） …… （１） この式では、交流結合二値信号ＶACはデューティーサイ
クルＤの関数として表されている。周知のとおり、オフ
セット電圧ＶOSはノイズマージンを低下させるため除去
するのが望ましい。また、立上りおよび立下り時間に限
りがあるような実際のシステムでは、オフセット電圧Ｖ
OSが入力二値信号ＶINのデューティーサイクルを変化さ
せてしまい、その結果、ジッターが発生してしまう。
【００２１】図２ａと２ｂに示している本来の入力二値
信号ＶINのデューティーサイクルＤと交流結合二値信号
ＶACを各々考慮しながらジッター問題を説明する。入力
二値信号ＶINの立上り及び立下り時間Ｔs が同じである
と仮定した場合、交流結合二値信号ＶACのデューティー
サイクルに関して次の（２）式が導き出せる。
【００２２】 Ｄ’＝Ｄ＋（ＶOS／Ｖ1 ）×（Ｔs ／Ｔ） …… （２） すでに導き出したオフセット電圧ＶOSに関する式（１）
を代入して交流結合二値信号ＶACのデューティーサイク
ルＤ’を書き直すと Ｄ’＝Ｄ＋（１−２×Ｄ）×（Ｔs ／Ｔ） …… （３） となる。式（２）および（３）からも分かるように、立
上り時間Ｔs がゼロ、または、入力二値信号ＶINのデュ
ーティーサイクルが０．５のいずれかの場合にジッター
はゼロとなる（つまり、デューティーサイクルＤ＝デュ
ーティーサイクルＤ’）。従って、入力二値信号ＶINの
立上り時間Ｔs が小さいため、交流結合によるジッター
の減少になっている。しかし、立上り時間Ｔs が小さい
ことは、オフセット電圧ＶOSのもう一つの副産物である
ノイズマージンの減少には効果がない。
【００２３】量子化フィードバック法（従来技術） 量子化フィードバック（ＱＦＢ）法は直列伝送二値信号
の直流分再生に用いられる周知な方法の一つである。Ｑ
ＦＢでは、オフセット電圧ＶOSを実際に可能な限り電圧
を減少させることにより直流分を再生している。図３に
は典型的な周知のＱＦＢ装置２０が示されている。ＱＦ
Ｂ装置２０では、交流結合二値信号ＶACの直流成分を再
生して直流分再生出力信号ＶQ を生成する。次に、図３
のＱＦＢシステムによってオフセット電圧ＶOSが低下す
る間、このオフセット電圧が低下することによりオフセ
ット再生出力信号ＶQ にジッターが発生し、このジッタ
ーは入力二値信号Ｖ1 の振幅と比較器出力信号Ｖ2 の振
幅との誤差および前記入力信号の立上り時間Ｔs の両方
に比例することを以下に説明する。
【００２４】図３の量子化フィードバックシステム２０
は、電圧比較器２２、入力ＲＣネットワーク２４、フィ
ードバックループＲＣネットワーク２６、加算ユニット
２８から構成されている。加算ユニット２８への入力の
一つは前記入力ＲＣネットワーク２４から出力され、ま
た、このネットワークは結合コンデンサ３０を介して二
値信号ＶINをＱＦＢシステム２０へ結合する。加算ユニ
ット２８へのもう一つの入力はフィードバックループＲ
Ｃネットワーク２６からのもので、このネットワーク２
６はさらに電圧比較器２２の出力部に接続されている。
電圧比較器２２からは従来の方法で電圧信号ＶC が出力
される。フィードバックループＲＣネットワーク２６で
は出力電圧ＶC をフィルター処理してフィードバック電
圧信号ＶFBを生成する。この電圧信号は加算ユニット２
８のもう一方の入力端に入力される。加算ユニット２８
は、入力二値信号ＶINから求めた交流結合信号ＶAC（す
なわち、入力ＲＣネットワーク２４を用いて入力二値信
号ＶINを積分したもの）に電圧フィードバック信号ＶFB
を加算する。加算ユニット２８からは、交流結合電圧信
号ＶACとフィードバック電圧信号ＶFBを加算した再生電
圧信号ＶQ が出力される。従って、図３の従来のＱＦＢ
システムでは、電圧フィードバック信号ＶFBを交流結合
二値信号ＶACに加算することによりオフセット電圧ＶOS
を減少させている。
【００２５】次に、図３の従来の量子化フィードバック
システム２０によるジッターの発生を説明する。ジッタ
ーは入力二値信号ＶINの振幅と比較器出力信号ＶC との
誤差および入力二値信号ＶINの立上り時間ＴS の両方に
比例している。
【００２６】図３の量子化フィードバックシステム２０
では、入力ＲＣネットワーク２４の時間定数はフィード
バックループＲＣネットワーク２６（ローパスフィルタ
ーとして機能する）と同じである。説明を簡略化するた
め、入力ＲＣネットワーク２４とフィードバックループ
ＲＣネットワーク２６の時間定数は、フィードバック電
圧信号ＶFBが直流量(DC quantity) と考えられる程度の
大きさであると仮定する。フィードバック電圧信号ＶFB
は、比較器２２の出力電圧ＶC と加算ユニット２８から
の直流分再生出力信号ＶQ のデューティーサイクルＤQ
を用いて次のような式で表すことができる。
【００２７】 ＶFB＝ＶC ×（２×ＤQ −１） …… （４） ここで、ＤQ は直流分再生出力信号ＶQ のデューティー
サイクルである。
【００２８】すでに説明したように、定常状態交流結合
二値信号ＶACは本来の二値信号ＶINとオフセット電圧Ｖ
OSの合計として表すことができ、この特性を利用して直
流分再生出力信号ＶQ を次の式で書き表すことができ
る。
【００２９】 ＶQ ＝ＶIN＋ＶOS＋ＶFB …… （５） （すなわち、ＶAC＝ＶIN＋ＶOS）直流分再生出力信号Ｖ
Q のデューティーサイクルＤQ は次のように表すことが
できる。
【００３０】 ＤQ ＝Ｄ＋（（ＶOS＋ＶFB）／Ｖ1 ）×（ＴS ／Ｔ） …… （６） ここで、Ｖ1 はＶINの振幅であり、Ｖ2 はＶC の振幅で
ある。
【００３１】オフセット電圧ＶOSの式（１）とフィード
バック電圧ＶFBの式（４）を上記の式（６）に代入して
直流分再生出力信号ＶQ のデューティーサイクルＤQ の
式（７）は次のように導き出すことができる。
【００３２】 ＤQ ＝（Ｄ×（１−２×ＴS ／Ｔ）＋（１−Ｖ2 ／Ｖ1 ）×ＴS ／Ｔ）／ （１−（Ｖ2 ／Ｖ1 ）×（２×ＴS ／Ｔ）） …… （７） ジッターがゼロ、つまり、ＤQ ＝Ｄの状態となるには、
入力二値信号ＶINの振幅Ｖ1 が比較器出力信号ＶC の振
幅Ｖ2 に等しくなるか、入力二値信号ＶINの立上り時間
ＴS がゼロとならなくてはならないことがデューティー
サイクルＤQ に対する上記２つの式、すなわち（６）と
（７）から分かる。従って、フィードバック電圧ＶFBに
よってオフセット電圧ＶOSが正確に打ち消された場合に
ジッターは最小となり、また、直流分再生出力信号ＶQ
のノイズマージンは最大になる。これは、入力二値信号
ＶINの振幅Ｖ1 が直流分再生電圧信号ＶQ の振幅Ｖ2 に
等しくなる条件でもある。逆に、振幅が等しくなる状態
（つまり、Ｖ1 ＝Ｖ2 ）が維持できない場合は、上記の
式から、量子化フィードバックシステム２０（図３参
照）によって直流分再生出力信号ＶQ にジッターが発生
することになり、このジッターは入力二値信号ＶIN（つ
まり、Ｖ1 ）の振幅と比較器出力信号ＶC （つまり、Ｖ
2 ）との誤差および入力二値信号ＶINの立上り時間（つ
まり、ＴS ）の両方に比例したものとなることが分か
る。
【００３３】本発明のヒステリシスバイポーラークラン
プ直流分再生器図４を参照する。この図は、本発明のヒ
ステリシスバイポーラークランプ直流再生器３０を表す
ブロック図である。クランプ直流分再生器３０はクラン
プ回路３２、電圧比較器３４、フィードバックネットワ
ーク３６から構成されている。入力二値信号ＶINは結合
コンデンサ３８を介して直流分再生器３０に接続されて
いる。結合コンデンサ３８の一方の端子には加算ノード
４０接続されている。加算ノード４０はクランプ回路３
２の入力端子、電圧比較器３４の正の入力端子、フィー
ドバックネットワーク３６の出力端子から構成されてい
る。
【００３４】図５を参照する。この図には直流分再生器
３０を構成する回路素子が詳細に示されている。電圧比
較器３４はデジタルデータ出力端４２へ直流分再生出力
信号ＶDATAを出力し、電圧比較器３４の出力４２は微分
バッファー(differential buffer) ４４の正の端子に入
力される。この微分バッファー４４はフィードバック出
力電流ＩFBを出力し、この電流は加算ノード４０に流入
する。
【００３５】次に図５を再度参照する。前記クランプ回
路３２は第一および第二ダイオードＤ1 とＤ2 から構成
されている。第一ダイオードＤ1 のアノードは第二ダイ
オードＤ2 のカソードと加算ノード４０に接続されてい
る。ダイオードＤ1 のカソードは第一クランプ電圧基準
Ｕ1 の正の端子に接続されている。クランプ電圧基準Ｕ
1 の負の端子は、信号接地と第二クランプ電圧基準Ｕ2
の正の端子に接続されている。第二電圧基準Ｕ2 の負の
端子は第二ダイオードＤ2 のアノードに接続されてクラ
ンプ回路３２が完成する。
【００３６】第一電圧基準Ｕ1 は、第一ダイオードＤ1
のクランプ電圧、つまり、ノード４０に信号がある時に
ダイオードＤ1 がオンとなる電圧レベルを設定する。す
なわち、ピーク電圧値が第一電圧基準Ｕ1 の値を越える
時、ダイオードＤ1 は交流結合二値信号ＶACの正のピー
クをクランプする。同様に、第二電圧基準Ｕ2 は、ノー
ド４０における交流結合二値信号ＶACの負のピークをク
ランプする電圧値を設定する。従って、クランプ回路３
２は交流結合二値信号ＶACの正と負のピークの両方をク
ランプするのである。
【００３７】図５に示すように、正のフィードバックル
ープは電圧比較器３４、フィードバックネットワーク３
６、加算ノード４０から構成されている。このフィード
バックネットワーク３６の機能は２重である。まず第一
に、フィードバックネットワーク３６は、電圧比較器３
４を用いて信号ＶACの最後の遷移が行われた後に交流結
合二値信号ＶACの論理状態をラッチする。交流結合二値
信号ＶACに次の遷移が発生するまで比較器３４の出力は
ラッチされたままとなる。比較器３４の出力をタップし
て(tapped)出力端子４２へ直流分再生出力信号ＶDATAを
出力する。電圧比較器３４は交流結合二値信号ＶAC（ア
ナログフォーマット）をデジタルフォーマットデータ出
力信号に変換する。つまり、比較器３４の供給電圧設定
によって、直流分再生出力信号ＶDATAの正のピークはハ
イに、また、負のピークはローと判断される。
【００３８】フィードバックネットワーク３６の第二の
機能としては、交流結合二値信号ＶACを再生するための
フィードバック電流ＩFBを加算ノード４０に出力する。
フィードバック電流ＩFBは、電圧比較器３４からの正の
入力がなされるバッファー４４によって生成される。バ
ッファー４４の出力は加算ノード４０に接続され、これ
によりフィードバック電流ＩFB用の正のフィードバック
ループが完成する。加算ノード４０では、フィードバッ
ク電流ＩFBが交流結合二値信号ＶACに加算される。
【００３９】上述したように、本発明の直流分再生回路
３０では交流結合二値信号ＶACのジッターが減少する。
図５と６を参照しながらジッターの減少を説明する。図
６ａは、結合コンデンサ３８によって直流分再生回路３
０に接続された入力二値信号ＶINが示されている。図６
ａの入力二値信号ＶINには、立上り時間（立上りスロー
プＳR ）および立下り時間（立下りスロープＳF ）が等
しくないためジッターが発生した様子が示されている。
入力二値信号ＶINの振幅は２Ｖ1 （つまり、＋Ｖ1 から
−Ｖ1 ）ピークピークである。
【００４０】入力二値信号ＶINのジッターをゼロにする
方法の一つは、立上り時間と立下り時間を等しくする、
つまり、スロープＳR ＝スロープＳF とすることであ
る。図６ａの入力二値信号ＶINの特性を考慮しながらこ
の方法を説明する。図６ａにおいて、入力二値信号ＶIN
（伝送状態）のビット幅をＴH とする。ビット幅ＴH は
ローからハイへ遷移する点とハイからローへ遷移する点
の距離である。有効または実際のビット幅ＴH'は、スレ
ッショルド電圧ＶTH（つまり、中間レベルの電圧値）と
交差する遷移点の間隔である。図６ａにおいて、入力二
値信号ＶINの有効ビット幅ＴH'は、論理スレッショルド
ＶTHと入力二値信号ＶINが交差する点と立上りスロープ
ＳR の開始エッジの間の遅れＴDR（図６ａ）、前記交差
点と立下りスロープＳF の開始エッジの間の遅れＴ
DF（図６ｂ）、ビット幅ＴH で表すことができる。単純
な加算を用いると有効ビット幅ＴH'は ＴH'＝ＴH ＋ＴDF−ＴDR …… （８） となる。立上り遅れ時間と立下り遅れ時間（つまり、Ｔ
DRとＴDF）は、立上りスロープＳR 、立下りスロープＳ
F 、入力二値信号ＶINの振幅Ｖ1 を用いて次のように表
すことができる。
【００４１】 ＴDF＝−Ｖ1 ／ＳF …… （９） ＴDR＝Ｖ1 ／ＳR …… （１０） 立上り時間遅れＴDRと立下り時間遅れＴDFの式（９）と
（１０）を前記式（８）に代入すると有効ビット幅ＴH'
は次のようになる。
【００４２】 ＴH'＝ＴH −Ｖ1 ／ＳF −Ｖ1 ／ＳR ＝ＴH −Ｖ1 ×（１／ＳF ＋１／ＳR ） …… （１１） 従って、式（８）−（１１）によれば、式（８）の立上
り遅れ時間ＴDRと立下り遅れ時間ＴDFが等しい場合ジッ
ターはゼロ（すなわち、ＴH'＝ＴH ）となる。このた
め、立上りスロープと立下りスロープは等しく、つま
り、ＳR ＝ＳF とならなくてはならない。
【００４３】次に図６ｂを参照する。この図には、直流
分再生二値（つまり、アナログ）信号ＶDCを生成するた
め本発明によって直流分再生された交流結合二値信号Ｖ
ACが示されている。直流分再生二値信号ＶDCはクランプ
回路３２とフィードバック電流ＩFBの動作によって加算
ノード４０に出力される。直流分再生二値信号ＶDCは、
交流結合二値信号ＶACをクランプし、また、フィードバ
ック電流ＩFBを用いて立上り時間と立下り時間を制御す
ることにより生成される。
【００４４】図６ｂにおいて、直流分生成二値信号ＶDC
の正のピークは電圧＋ＶCLAMP によって求められる。電
圧値＋ＶCLAMP は、ダイオードＤ1 と電圧基準Ｕ1 によ
ってクランプされた交流結合二値信号ＶACのピーク値に
相当する。同様に、直流分再生二値信号ＶDCの負の値は
電圧−ＶCLAMP によって求められる。この−Ｖ
CLAMPは、ダイオードＤ2 と電圧基準Ｕ2 でクランプさ
れた交流結合二値信号ＶACの負のピークに相当する。交
流結合二値信号ＶACをクランプすると、フィードバック
電流ＩFBは各ダイオード、つまり、Ｄ1 またはＤ2 のい
ずれかに流入する。説明のため、ダイオードＤ1 とＤ2
は理想的なダイオード、つまり、フォワード電圧を無視
できるものとする。この場合、クランプ回路３２は、＋
ＶCLAMP から−ＶCLAMP の範囲の電圧に対して極めて高
い入力インピーダンスである。このように入力インピー
ダンスが高いため、交流結合二値信号ＶACがクランプ電
圧範囲内の時、つまり、ダイオードＤ1 またはＤ2 が導
通してない場合は、フィードバック電流ＩFBのほとんど
全ては結合コンデンサ３８に強制的に流入される。
【００４５】直流分再生二値信号ＶDCの立上りエッジＳ
R を考慮しながらクランプ回路３２の動作を説明する。
入力二値信号ＶINがゼロボルト以下であればフィードバ
ック電流ＩFBの極性は負である。フィードバック電流Ｉ
FBの極性は、電圧比較器３４とバッファー４４（図５）
によって制御されている。図６ｂの遷移期間の開始点４
６では、ダイオードＤ2 はオフとなり、このため、フィ
ードバック電流ＩFBは結合コンデンサ３８に流入する。
フィードバック電流ＩFBの値は一定となるよう設計され
ているため、コンデンサ３８の電圧ＶC は、速度ＩFB／
Ｃで線形に充電される。ここで、Ｃは結合コンデンサ３
８である。しかしながら、結合コンデンサの電圧ＶC の
このような変化は、交流結合二値信号ＶACが負である限
り（つまり、交流結合二値電圧ＶACがフィードバック電
流ＩFBの極性を制御する限り）、入力二値信号ＶINの変
化によって妨げられてしまう。従って、入力二値信号Ｖ
INの遷移速度と結合コンデンサの電圧ＶC の変化速度と
の差である傾斜が直流分再生二値信号に生じるというこ
とになる。図６ｂにはこの傾斜が示されている。図にお
いて、直流分再生二値信号ＶDCには立上りスロープはＳ
RAと立下りスロープＳFAが生じている。直流分再生信号
ＶDCの立上りスロープは、 ＳRA＝ＳR −ＩFB／Ｃ …… （１２） ここで、ＳＲは入力二値信号ＶINの立上りスロープであ
り、第二項はフィードバック電流ＩFBによって発生する
コンデンサ充電電圧ＶC である。同様に、直流分再生二
値信号の立下りスロープは次のように表すことができ
る。
【００４６】 ＳFA＝−（ＳF ＋ＩFB／Ｃ） …… （１３） ここで、ＳF は入力二値信号ＶIN（図６ａ）の立下りス
ロープであり、第二項はフィードバック電流ＩFBによる
結合コンデンサ３８の充電速度である。
【００４７】次のように、直流分再生二値信号ＶDCのピ
ーク振幅用基準Ｕ1 とＵ2 のクランプ済み電圧値＋Ｖ
CLAMP と−ＶCLAMP を用いて直流分再生二値信号ＶDCの
立上りスロープＳRAと立下りスロープＳFAを対応する立
上りエッジ遅れＴDRA と立下りエッジ遅れＴDFA に変換
することができる。
【００４８】 ＴDRA ＝ＶCLAMP ／ＳRA＝ＶCLAMP ／（ＳR −ＩFB／Ｃ） ……（１４） ＴDFA ＝−ＶCLAMP ／−ＳFA＝ＶCLAMP ／（ＳF ＋ＩFB／Ｃ） …（１５） 再び図６ｂにおいて、直流分再生二値信号ＶDCのビット
幅ＴHAは、入力二値信号ＶINのビット幅ＴH 、立上り遅
れ時間ＴDRA 、立下り遅れ時間ＴDFA を用いて次のよう
に表すことができる。
【００４９】 ＴHA＝ＴH ＋ＴDFA −ＴDRA …… （１６） ＴDRA とＴDFA の式（１４）と（１５）を式（１６）に
代入すると、直流分再生二値信号ＶDCのビット幅を基準
Ｕ1 とＵ2 の電圧値ＶCLAMP 、フィードバック電流
ＩFB、立上りスロープおよび立下りスロープ、つまり、
ＳR とＳF で表される。
【００５０】 ＴHA＝ＴH −ＶCLAMP ×（１／（ＳR −ＩFB／Ｃ）＋１／（ＳF ＋ＩFB／Ｃ）） …… （１７） ＳR ×Ｃ（または−ＳF ×Ｃ）＞＞ＩFB …… （１８） 従って、式（１７）から、フィードバック電流ＩFBが小
さいため直流分再生二値信号ＶDCの立上りスロープＳRA
と立下りスロープＳFAは入力二値信号ＶINつまりＳR≒
ＳRAとＳF≒ＳFAのスロープよりもほんの僅か傾斜が緩
いということになる。ＴH'の式（１１）とＴHAの式（１
７）を比較すると、Ｖ1 ／ＶCLAMP の割合に近い量だけ
直流分再生二値信号では入力二値信号ＶINの時のジッタ
ーエラーが減少していることが分かる。これは、図６ｂ
の所で説明したように、交流結合二値信号ＶACを＋Ｖ
CLAMP と−ＶCLAMP にクランプしたためである。本発明
の好適実施態様において、この割合は通常は４以上であ
り、この時ジッターは少なくとも２−３倍の減少とな
る。ノイズマージンを考慮すると、基準Ｕ1 とＵ2 のク
ランプ電圧値＋ＶCLAMP と−ＶCLAMP を減少するため減
少できるジッターの量は制限されてしまう。
【００５１】次に図６ｃを参照しながら電圧比較器３４
のラッチ機能を説明する。比較器３４のラッチ機能は直
流分再生二値信号ＶDCを直流分デジタル出力信号ＶDATA
に変換することである。直流分再生デジタル出力信号Ｖ
DATAの論理レベルは１と０で、これらのレベルは電圧比
較器３４の出力特性（つまり、比較器３４への正と負の
電圧線）によって設定される。直流分再生アナログ信号
ＶDCを再生デジタル信号ＶDATAに変換するためのスレッ
ショルド電圧レベルは、電圧比較器３４の負の端子に接
続された基準電圧レベルによって定まる。この場合、基
準電圧レベルは０ボルトに設定されている。従って、比
較器３４の負の端子の基準電圧レベルよりも小さな遷移
を直流再生分二値信号ＶDCが行うまで電圧比較器３４の
出力は、ハイのままとなる（つまり、論理１）。また、
電圧比較器３４の入力特性（例えば、オープンループ高
利得）を、同軸線を長距離伝送されたため減衰してしま
った信号などの弱い交流結合二値信号ＶACの検出に使用
することもできる。
【００５２】高周波等化用自動ゲイン調整 図１の従来の装置で説明したように、同軸ケーブル６か
ら入力された二値信号ＶINは減衰したり、またはその振
幅が損失してしまってる。正確なデータ再生を行うた
め、交流結合二値信号ＶACを高周波等化処理(high freq
uency equalization) と低周波等化処理（つまり、直流
分再生）の両方を施す必要がある。すでに詳細に説明し
たように、本発明の直流分再生器８では交流結合二値信
号ＶACの直流および低周波成分を再生する。一方、高周
波イコライザー９では交流結合二値信号ＶACの高周波成
分を再生または等化する。本発明の第二実施例では、上
記直流分再生器８を改良し、高周波イコライザーの動作
を制御する自動ゲインコントローラーと一体化してい
る。以下に説明するように、自動ゲインコントローラー
では改良型直流分再生器と高周波イコライザー９の両方
の動作を最適にすることができる。
【００５３】次に、図７を参照する。この図は、本発明
の第二実施例に係る改良型直流分再生器５０と自動ゲイ
ンコントローラー５２を内蔵したケーブルイコライザー
７のブロック図である。自動ゲインコントローラー５２
は改良型直流分再生器５０と高周波イコライザー９の間
に接続されている。後で詳細に説明するが、自動ゲイン
コントローラー５２からは、基準電流ＩREF と信号電流
ＩSIG の差の関数である電圧制御信号ＶAGC が出力され
る。この信号電流ＩSIG は結合二値信号ＶACの振幅に比
例している。
【００５４】次に図８を参照する。この図には本発明の
第二実施例に係る直流分再生器５０と自動ゲインコント
ローラー５２が詳細に示されている。図５の部材と同じ
部材には同一の符号を付した。自動ゲインコントローラ
ー５２（点線）は、基準電流ＩREF を出力する電流ソー
ス５４、積分コンデンサＣAGC 、電圧出力ライン５６か
ら構成されている。自動ゲインコントローラー５２は、
ノード６０によって電流ソース５４に接続された電流入
力ライン５８を介して直流分再生器５０に接続されてい
る。当業者には周知なことではあるが、基準電流ＩREF
の大きさは、最適高周波等化となるレベルで高周波イコ
ライザー９（図７）の等化出力が安定するよう選択しな
くてはならない。一般的な高周波イコライザー９の場
合、基準電流ＩREF の範囲は２００−３００μＡとす
る。
【００５５】自動ゲインコントローラー５２からは、積
分コンデンサＣAGC に流入する制御電流ＩAGC が出力さ
れる。コンデンサＣAGC では制御電流ＩAGC を積分して
電圧制御信号ＶAGC を生成する。この信号はライン５６
を介して高周波イコライザーに出力される。ゲイン制御
電流ＩAGC はノード６０における基準電流ＩREF と信号
電流ＩSIG の差である。信号電流ＩSIG はライン５８を
介して直流分再生器５０に流入する電流成分である。信
号電流ＩSIG はフィードバック電流ＩFBとクランプ電流
ＩCLAMP の差から生成される。ここで、クランプ電流Ｉ
CLAMP とは、導通ダイオードＤ1 またはＤ2 に流入する
電流である。図８において、クランプ電流ＩCLAMP は、
ダイオードＤ1 が導通状態であれば電流ＩD1、また、ダ
イオードＤ2 が導通状態であれば電流ＩD2に相当する。
ここで思い出して欲しいが、結合二値信号ＶACが正の場
合はダイオードＤ1 が導通し、また、結合二値信号ＶAC
が負の場合はダイオードＤ2 が導通する。つまり、自動
ゲインコントローラー５２では、クランプ電流ＩD1また
はＩD2とフィードバック電流ＩFB（つまり、ＩSIG＝Ｉ
D1（またはＩD2）−ＩFB）の差と基準電流ＩREF とを比
較する。基準電流Ｉ REF と信号電流ＩSIG の差は電流Ｉ
AGC であり、コンデンサＣAGC はこの電流を積分して電
圧制御信号ＶAGC を生成する。次に、電圧制御信号Ｖ
AGC は高周波イコライザー９のゲインを制御するためネ
ガティブフィードバックされる。クランプダイオードＤ
1 またはＤ2 を流れる電流は二値信号ＶACの振幅に比例
しているため、以下の説明から明かなように、直流分再
生器５２によって優れた自動利得制御が実現される。
【００５６】図８の直流分再生器５０の第二実施例で
は、クランプダイオードＤ1 とＤ2 （図５参照）の代わ
りにトランジスタＱ1 とＱ2 が用いられている。トラン
ジスタＱ1 とＱ2 により図８の電流センサ６２とクラン
プ回路３２を一体化することができる。電流センサ６２
は、ダイオード接続トランジスタＱ1 が導通状態の場
合、つまり、交流結合二値信号ＶACが正の場合にこのト
ランジスタ内を流れる電流を検出する。交流結合二値信
号ＶACが負の場合は、ダイオード電流ＩD2が信号電流Ｉ
SIG の直流成分である。
【００５７】電流センサ６２は、ダイオード接続トラン
ジスタＱ1 （つまり、ダイオードＤ1 ）とトランジスタ
Ｑ1Aの組み合わせで構成されている。トランジスタＱ1A
のベースは、ダイオード接続トランジスタＱ1 のベース
に接続されてカレントミラーを構成している。電流セン
サ６２は、自動ゲインコントローラー５２からの電流出
力ライン５８に接続されている。クランプ電流ＩCLAMP
は、トランジスタＱ1とＱ2 のどちらが導通しているか
によって電流ＩD1または電流ＩD2となる。トランジスタ
Ｑ2 がフォーワードバイアスまたは導通状態であれば電
流ＩD2がコレクタ電流としてＱ2 内を流れる。加算ノー
ド４０に現れた交流接続二値信号ＶACによってダイオー
ド接続トランジスタＱ1 がフォワードバイアスされる場
合はもう一方のダイオード電流ＩD1がＱ1 を流れる。検
出トランジスタＱ1Aにはコレクタ電流ＩC1A が流れてい
る。ダイオード接続トランジスタＱ1 と検出器Ｑ1Aから
なるカレントミラーが動作することにより、検出トラン
ジスタＱ1Aのコレクタ電流ＩC1A は、Ｑ1 がフォワード
バイアスされた時にＱ1 内を流れるダイオード電流ＩD1
（つまり、クランプ電流ＩCLAMP ）に等しくなる。ダイ
オードトランジスタＱ1 が逆バイアスまたは非導通状態
の時は、加算ノード４０の交流結合二値信号ＶACが負で
あるため、フォワードバイアスまたは導通状態のトラン
ジスタＱ2 のコレクタに流れ込む電流ＩD2がクランプ電
流ＩCLAMP になる。
【００５８】再度図８を参照する。クランプ電流Ｉ
CLAMP （つまり、電流ＩD1またはＩD2）は加算ノード４
０に流れ込む。クランプ回路３２で入力二値信号ＶINが
クランプされることにより、クランプ電流ＩCLAMP はフ
ィードバック電流ＩFBを越えてしまう。さらに、クラン
プ電流ＩCLAMP （つまり、電流ＩD1またはＩD2）は入力
二値信号ＶINの振幅および立上り時間の尺度(measure)
である。従って、信号電流ＩSIG は、結合コンデンサ３
８の電圧の変化によって生じる電流である。信号電流Ｉ
SIG の振幅またはパルスの高さは、入力二値信号ＶINの
立上り速度に比例する。一方、信号電流ＩSIG の期間
（つまり、パルス幅）は、入力二値信号ＶINがクランプ
レベルを越えた量（つまり、電圧基準Ｕ1 またはＵ2 ）
に比例し、また、入力信号ＶINの立上り速度に反比例す
る。従って、信号電流ＩSIG の平均（つまり、パルスの
高さ × パルス幅）は、立上り時間に左右されない入
力信号ＶINの振幅のおよその尺度(measure) となる。こ
れらの関係が図９に分かりやすく示されている。
【００５９】図９には、加算ノード４０で入力二値信号
ＶINをクランプしたためトランジスタＱ1 とＱ2 のコレ
クタに流入する電流ＩD1とＩD2の波形が示されている。
フィードバック電流ＩFBは、クランプ回路３２（図５お
よび８参照）に流入する正のフィードバック電流であ
る。図９ａの入力二値信号ＶINの場合、立上りエッジＳ
R を考慮する。ノード４０に結合された入力信号ＶINの
正の立上りエッジＳR によってダイオード接続トランジ
スタＱ1 は導通する。つまり、電流ＩD1がフィードバッ
ク電流ＩFBと共にダイオードＤ1 に流入する。ダイオー
ド接続トランジスタＱ1 （つまり、ＩD1−ＩFB）に流入
するネット電流(net current) は、入力二値信号ＶINの
振幅および立上り時間に比例する。電流ＩD1は、結合コ
ンデンサ３９の静電容量Ｃと入力信号の変化速度との
積、つまり、ＩD1＝Ｃ × ｄＶIN／ｄｔから算出する
ことができる。ダイオード接続トランジスタＱ1 をフォ
ワードバイアスした時に流れる信号振幅電流ＩSIG は、
フィードバック電流ＩFBを引いた電流ＩD1（つまり、Ｉ
CLAMP ）に等しい。信号振幅電流ＩSIG は結合コンデン
サ３８の両端の電圧変化（つまり、ｄＶIN／ｄｔ）から
生じるため、振幅電流ＩSIG の振幅は入力二値信号ＶIN
（つまり、変化速度）の立上り時間に比例する。一方、
図９ｃの信号振幅電流ＩSIG のパルス幅は、電圧基準Ｕ
1 を入力二値信号ＶINが越える量に比例し、また、入力
信号ＶINの立上りＳR の速度に反比例する。信号の立上
りが早くなるほど振幅は大きくなる。つまり、パルスの
幅は狭くなる。従って、信号振幅電流ＩSIG の平均、つ
まり、パルスの高さ × パルス幅が入力二値信号ＶIN
の振幅のおおよその尺度(measure) となる。入力二値信
号ＶINの立下りエッジ（図９ａのＳF ）の場合も同じで
ある。
【００６０】本発明の第二実施例の直流分再生器５０は
自動ゲインコントローラー５２と一体にして高周波イコ
ライザー９に接続することができる。そして、このイコ
ライザー９で負のフィードバック（つまり、ＶAGC ）制
御を行うため、イコライザー９のマッチングや動作を正
確に行うための制限が緩和される。
【図面の簡単な説明】
【図１】典型的な同軸伝送装置を簡略に示すブロック図
【図２】２ａは交流結合を行う前の典型的な二値信号
（入力波形）を示す波形図で、２ｂは交流結合後の図２
ａの二値信号を示す波形図
【図３】従来の量子化フィードバック法を用いた従来の
装置を示す回路図
【図４】本発明に係るヒステリシスバイポーラークラン
プ直流分再生装置を示すブロック図
【図５】図４の直流分再生装置を示す回路図
【図６】６ａは同軸ケーブル伝送と交流結合を行った二
値信号を示す波形図であり、６ｂは本発明に係る図６ａ
の二値信号の再生途中での状態を示す波形図であり、６
ｃは本発明に係る図６ａの二値信号の再生が完全に終了
した状態を示す波形図
【図７】本発明の第二実施例に係るヒステリシスバイポ
ーラクランプ直流再生器を用いた改良型ケーブルイコラ
イザーを示すブロック図
【図８】自動ゲイン制御器と一体に形成された図７の直
流分再生器の回路図
【図９】９ａ−９ｅは図８の直流分再生器のクランプ回
路に伴う様々な電圧および電流を示す波形図
【符号の説明】
７ ケーブルイコライザー回路 ８ 再生回路 ９ 高周波イコライザー ３０ ヒステリシスバイポーラークランプ直流分再生
器 ３２ クランプ回路 ３４ 電圧比較器 ３６ フィードバックネットワーク ３８ 結合コンデンサ ４０ 加算ノード ４２ デジタルデータ出力 ４４ 微分バッファー ５０ 直流分再生器 ５２ 自動ゲインコントローラー ５４ 電流ソース ６２ 電流センサー
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03K 5/007 H04B 3/14 H04L 25/00 - 25/66

Claims (14)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 各々が立上りエッジおよび立下りエッジ
    を有する１以上のパルスから成ると共に直流成分を有す
    る入力二値信号を第一および第二端子を有するコンデン
    サを介して結合された結合二値信号の直流成分を再生す
    る直流分再生装置において、 （ａ）前記コンデンサを有して成り、前記入力二値信号
    を前記コンデンサの前記第一端子に受信して前記第二端
    子に前記結合二値信号を生成する入力ポートと、 （ｂ）前記コンデンサの第二端子に結合された前記結合
    二値信号を受信する入力部を有して成り、前記結合二値
    信号が該結合二値信号中のジッターを減少させるよう選
    択された所定レンジを越える場合に前記結合二値信号を
    クランプするクランプ手段と、 （ｃ）前記結合二値信号の前記パルスの立上りエッジお
    よび立下りエッジを制御する信号成分を生成する、前記
    コンデンサの第二端子に接続された前記信号成分用の出
    力部を有する信号成分生成手段と、 （ｄ）前記信号成分生成手段の出力部と前記コンデンサ
    の第二端子とに接続されて成り、前記結合二値信号と前
    記信号成分とを加算して該信号成分に依存する立上りエ
    ッジおよび立下りエッジを有するパルスから成る再生二
    値信号を生成する加算手段と、 （ｅ）前記加算手段の出力部に接続された入力部および
    前記信号成分生成手段の入力部に接続された出力部を有
    して成り、前記再生二値信号を出力する出力手段とから
    構成されていることを特徴とする直流分再生装置。
  2. 【請求項２】 前記クランプ手段は第一および第二ダイ
    オードから構成されており、当該ダイオードはそれぞれ
    カソードとアノード端子を備えており、前記第一ダイオ
    ードの前記アノードは前記第二ダイオードの前記カソー
    ドに接続されており、かつ前記クランプ手段の入力部を
    形成しており、前記第一ダイオードの前記カソードと前
    記第二ダイオードの前記アノードが接続していることを
    特徴とする請求項１記載の直流分再生装置。
  3. 【請求項３】 前記クランプ手段は第一および第二信号
    基準手段をさらに具備しており、当該第一信号基準手段
    は前記第一ダイオードの前記カソードに接続されてお
    り、当該第二信号基準手段は前記第二ダイオードの前記
    アノードに接続されており、前記第一ダイオードおよび
    前記第一信号基準手段からは前記二値信号をクランプす
    るため前記所定範囲で上限を出力し、また、前記第二ダ
    イオードおよび前記第二信号基準手段からは前記二値信
    号をクランプするため前記所定範囲の下限を出力するこ
    とを特徴とする請求項２記載の直流分再生装置。
  4. 【請求項４】 前記信号成分生成手段は、前記出力手段
    の出力部および前記コンデンサの第二端子に接続された
    フィードバックネットワークから構成されて成るもので
    あり、 前 記信号成分は、前記結合二値信号中のパルスの立上り
    エッジおよび立下りエッジを制御する前記コンデンサに
    供給される電流を供給するものであることを特徴とする
    請求項３記載の直流分再生装置。
  5. 【請求項５】 前記出力手段は、前記再生二値信号をデ
    ジタルレベル出力信号に変換するデジタル変換手段を備
    えていることを特徴とする請求項４記載の直流分再生装
    置。
  6. 【請求項６】 前記クランプ手段に接続された入力部を
    有してゲイン制御信号を出力するゲイン制御手段をさら
    に具備しており、また、前記結合二値信号の振幅に応じ
    て振幅信号を出力する振幅信号出力手段を前記クランプ
    手段は備えており、さらに、前記入力部に入力された前
    記振幅信号から前記ゲイン制御信号を生成する手段を前
    記ゲイン制御手段は備えていることを特徴とする請求項
    ２または３記載の直流分再生装置。
  7. 【請求項７】 前記振幅信号出力手段は前記第一および
    第二ダイオードに接続された電流センサーから構成され
    ており、前記電流センサーは前記ゲイン制御手段の前記
    入力部にも接続されており、前記結合二値信号によって
    前記ダイオードがそれぞれオンになった時に前記ダイオ
    ードのいずれか一方に流入する電流に応じて前記電流セ
    ンサーは前記振幅信号出力することを特徴とする請求項
    ６記載の直流分再生装置。
  8. 【請求項８】 前記ゲイン制御手段は前記ゲイン制御信
    号を出力するゲイン制御出力部を具備しており、当該ゲ
    イン制御出力部は、高周波イコライザーの動作を制御す
    る前記ゲイン制御信号に反応する手段を有する当該高周
    波イコライザーに接続されていることを特徴とする請求
    項７記載の直流分再生装置。
  9. 【請求項９】 各々が立上りエッジおよび立下りエッジ
    を有する１以上のパルスから成ると共に直流成分を有す
    る二値信号の再生装置であり、ケーブルイコライザーシ
    ステムの高周波イコライザー回路への使用に適した二値
    信号の直流成分を再生する直流分再生装置において、 （ａ）入力二値信号をコンデンサの第一端子に受信し
    て、該コンデンサの第二端子に結合二値信号を生成する
    入力ポートと、 （ｂ）前記コンデンサの第二端子に接続された前記結合
    二値信号を受信する入力部を具備して成り、前記結合二
    値信号が所定レンジを越えた時に前記結合二値信号をク
    ランプするクランプ手段と、 （ｃ）前記結合二値信号中のパルスの立上りエッジおよ
    び立下りエッジを制御する信号成分を生成する、前記コ
    ンデンサの第二端子に接続された前記信号成分用の出力
    部を有する信号成分生成手段と、 （ｄ）前記コンデンサの第二端子と前記信号成分生成手
    段の出力部とに接続されて成り、前記結合二値信号と前
    記信号成分とを加算して該信号成分に依存する立上りエ
    ッジおよび立下りエッジを有するパルスから成る再生二
    値信号を生成する加算手段と、 （ｅ）前記加算手段の出力部に接続された入力部および
    前記信号成分生成手段の入力部に接続された出力部を有
    して成り、前記再生二値信号を出力する出力手段と、 （ｆ）前記結合二値信号の振幅に応じた振幅信号を生成
    する振幅信号生成手段を有して成る前記クランプ手段に
    接続された入力部と、該入力部に入力された前記振幅信
    号に基づいてゲイン制御信号を発生する発生手段とを有
    して成り、該ゲイン制御信号を供給するゲイン制御手段
    とから構成されていることを特徴とする直流分再生装
    置。
  10. 【請求項１０】 前記振幅信号生成手段は、前記ゲイン
    制御手段の前記入力部に接続された、前記クランプ手段
    に流れ込む電流とクランプされた前記結合二値信号とに
    応じて前記振幅信号を生成する電流センサから構成され
    ていることを特徴とする請求項９記載の直流分再生装
    置。
  11. 【請求項１１】 前記ゲイン制御手段は前記ゲイン制御
    信号を出力するゲイン制御出力部を具備しており、当該
    ゲイン制御出力部は高周波イコライザーの動作を制御す
    る前記ゲイン制御信号に反応する手段を備えた高周波イ
    コライザーに接続されていることを特徴とする請求項１
    ０記載の直流分再生装置。
  12. 【請求項１２】 各々が立上りエッジおよび立下りエッ
    ジを有する１以上のパルスから成ると共に直流成分を有
    する入力二値信号をコンデンサを介して結合された結合
    二値信号の直流成分を再生する直流分再生方法におい
    て、 （ａ）前記コンデンサを介して前記入力二値信号を入力
    して前記結合二値信号を生成する段階と、 （ｂ）前記結合二値信号が所定レンジを越えた時に前記
    結合二値信号をクランプする段階と、 （ｃ）前記結合二値信号中のパルスの立上りエッジおよ
    び立下りエッジを制御して前記結合二値信号に応じた信
    号成分を生成する段階と、 （ｄ）前記結合二値信号と前記信号成分とを加算して再
    生二値信号を生成する段階とからなることを特徴とする
    直流分再生方法。
  13. 【請求項１３】 デジタル論理レベルを有する出力信号
    へ前記再生二値信号を変換する段階をさらに具備したこ
    とを特徴とする請求項１２記載の直流分再生方法。
  14. 【請求項１４】 高周波イコライザーのゲインを制御す
    る振幅信号を生成する段階をさらに具備し、該振幅信号
    が前記クランプ段階（ｂ）においてクランプされた前記
    結合二値信号の振幅に応じることを特徴とする請求項１
    ２または１３記載の直流分再生方法。
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