JP2919414B2

JP2919414B2 - 多重伝搬路特性測定方法および受信装置

Info

Publication number: JP2919414B2
Application number: JP9016025A
Authority: JP
Inventors: 信也関澤
Original assignee: WAI AARU PII IDO TSUSHIN KIBAN GIJUTSU KENKYUSHO KK
Current assignee: WAI AARU PII IDO TSUSHIN KIBAN GIJUTSU KENKYUSHO KK
Priority date: 1997-01-14
Filing date: 1997-01-14
Publication date: 1999-07-12
Anticipated expiration: 2017-01-14
Also published as: JPH10200429A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、陸上移動通信等に
おいて、反射や回折等の影響を受けた受信波の到来方向
等を推定する多重伝搬路特性測定方法および多重伝搬路
特性測定用受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】陸上移動通信において、将来のマルチメ
ディア化に伴い伝送情報の高速化および高品質化が要求
されている。ところが、高速のデータ伝送を行うとマル
チパスフェージングによって符号間干渉が起こり受信波
形が大きく歪む。また、伝送速度が高速になるほど符号
間干渉も大きくなる。所定の通信品質を確保するために
は、アダプティブアレーアンテナ等の選択性フェージン
グ対策を講じる必要がある。

【０００３】アダプティブアレーアンテナの検討におい
て、アレーアンテナのアンテナ素子数やアルゴリズムな
どを検討するためには、多重波を構成する到来波の数お
よびその到来方向等を考慮する必要がある。マルチパス
の遅延時間については、これまでに、例えば、関澤ほか
１名、「都市内における１．５ＧＨｚ帯多重路伝搬特
性」、電子情報通信学会論文誌Ｂ−II、Ｖｏｌ．Ｊ７２
−Ｂ−II、Ｎｏ．９、（１９８９−９）、ｐｐ．４９９
−５０１に記載されているように、伝搬路の遅延プロフ
ァイルを測定することにより解明されてきた。しかし、
多重波を構成する到来波の数およびその到来方向，振
幅，位相，遅延時間等を考慮した一般性のある多重伝搬
路特性についてはこれまでにほとんど報告されていな
い。

【０００４】従来、到来方向の測定には、例えば、古賀
ほか１名「市街地低アンテナ高伝搬における伝搬経路同
定」、電子情報通信学会技報ＲＣＳ９５−１２６、（１
９９６−１）ｐｐ．９−１６などで知られているよう
に、一般に受信局のパラボラアンテナを角度的に走査、
すなわち、回転させながら多重波を構成する到来波の到
来方向を測定する方法がある。多重波に含まれる各到来
波の到来方向，振幅，位相，遅延時間は、正確に推定を
行う必要があるだけでなく、これらは、移動局の位置の
違いによって値が大きく変化するため、多重伝搬路特性
の短区間変動特性および長区間変動特性を解明するため
には、これらの値の位置的な変化を測定する必要があ
る。

【０００５】図１１は、複数の地点で到来方向を測定す
る従来の一般的な方法を説明するための概要構成図であ
る。図中、１は送信機、２は無指向性アンテナ、３は受
信機、６は直接到来波、７は建物、８は遅延到来波、１
０１は指向性アンテナである。移動局の指向性アンテナ
１０１として、パラボラアンテナ，八木アンテナ等の指
向性の鋭いものを用いた場合を考える。

【０００６】基地局の送信機１は、無指向性アンテナ２
から連続波（ＣＷ，Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｗａｖｅ）
を送信し、移動局は、この連続波を指向性アンテナ１０
１で受けて受信機３で受信する。受信機３は、直接到来
波６だけではなく建物７で反射した遅延到来波８を含む
多重波を受信することになる。

【０００７】複数の地点で到来方向を測定するこの従来
の方法では、移動局を測定点に静止させて１地点で指向
性アンテナ１０１を回転させ、水平方向の角度を少しず
つ変えて３６０度の方向について多重波を構成する到来
波の到来方向等を求めることができる。しかし、連続波
の送信では、直接到来波６および遅延到来波８などの到
来波を分離することはできない。連続波を送受信する送
受信機の代わりに、遅延プロファイルを測定する多重伝
搬路特性測定装置を用いることによって、多重波の遅延
時間の測定もでき、さらに、各遅延波の到来方向の測定
が可能になる。

【０００８】しかし、１つの測定点Ａ₁において移動局
を静止させた状態で指向性アンテナを１回転させて測定
し、さらに移動局を距離ｄ_y（一般に０．１波長〜数１
０波長）だけ変化させて測定点Ａ₂，Ａ₃…において同
様の測定を行い、これらの動作を何度も繰り返す必要が
ある。

【０００９】例えば、３ＧＨｚ帯では、波長が１０ｃｍ
であるから、波長の長さだけ位置がずれれば伝搬路の状
況が変わってしまう（短区間変動特性）。このため、測
定間隔は、波長よりも十分細かくする必要がある。ま
た、波長よりも十分大きく離れると、今度は周囲の建物
などの環境の変化によって伝搬路の状況が変化する（長
区間変動特性）。そのため、測定範囲は、波長に比べて
十分長い距離にわたって測定する必要がある。

【００１０】このように、実際に多重波を構成する各到
来波の遅延時間、到来方向および振幅，位相等の位置的
な変化を測定するためには、波長が短くなればなるほ
ど、測定点の数が極めて多くなるため、膨大な労力を必
要とするという問題があったため、このような従来の測
定は、限定された一部の場所でしか行われていない。

【００１１】また、従来の到来方向測定では、到来方向
の角度分解能を向上させるため、実効開口面積の大きな
指向性アンテナや、アンテナを角度走査させるための駆
動装置が必要になるため、測定装置が大規模になるとい
う欠点があった。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、多重波を構
成する到来波の到来方向等の多重伝搬路特性を測定する
のに必要な装置の小規模化と測定の効率化をはかること
ができる多重伝搬路特性測定方法および多重伝搬路特性
測定用受信装置を提供することを目的とするものであ
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
おいては、多重伝搬路特性測定方法において、連続波を
送信し、前記連続波を複数のアンテナ素子を有するリニ
アアレーアンテナで受信するとともに、前記リニアアレ
ーアンテナを空間的に移動させ、複数の位置において前
記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を共通の参照
信号を用いて直交復調して個別に複素振幅を出力し、前
記複素振幅を信号処理することにより受信した前記連続
波を構成する到来波の少なくとも到来方向を推定するも
のである。

【００１４】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載の多重伝搬路特性測定方法において、前記連続
波は、拡散符号で拡散変調されたものであり、前記個別
の複素振幅を、前記拡散符号と同一で共通の拡散符号と
の相関をとった後に信号処理することにより前記到来波
の遅延時間別に前記到来方向を推定するものである。

【００１５】請求項３に記載の発明においては、多重伝
搬路特性測定用受信装置において、複数のアンテナ素子
を有するリニアアレーアンテナと、該リニアアレーアン
テナを空間的に移動させる手段と、複数の位置において
前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を共通の参
照信号発生器の出力により直交復調して個別に複素振幅
を出力する直交復調手段を有するものである。また、請
求項４に記載の発明においては、多重伝搬路特性測定用
受信装置において、複数のアンテナ素子を有し空間的に
移動されるリニアアレーアンテナの、複数の位置におい
て前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を、共通
の参照信号発生器の出力により直交復調することによ
り、前記各アンテナ素子の複数の位置における複素振幅
を個別に出力する直交復調手段を有するものである。

【００１６】請求項５に記載の発明においては、請求項
３または４に記載の多重伝搬路特性測定用受信装置にお
いて、前記直交復調手段から出力された個別の前記複素
振幅を、送信側の拡散符号と同一で共通の拡散符号と相
関をとることにより、到来波の遅延時間別に前記個別の
複素振幅を出力する逆拡散手段を有するものである。

【００１７】請求項６に記載の発明においては、請求項
３または４に記載の多重伝搬路特性測定用受信装置にお
いて、前記直交復調手段は、複数の位置において前記複
数のアンテナ素子で受信した受信信号をそれぞれ受信
し、前記共通の参照信号発生器の出力により直交復調し
て個別に前記複素振幅を出力する複数の直交復調器を有
するものである。請求項７に記載の発明においては、請
求項３ないし５のいずれか１項に記載の多重伝搬路特性
測定用受信装置において、前記複数のアンテナ素子で受
信した受信信号を順次切り換えて前記直交復調手段に出
力するスイッチ手段を有するものである。請求項８に記
載の発明においては、多重伝搬路特性測定用受信装置に
おいて、複数のアンテナ素子を有し空間的に移動される
リニアアレーアンテナの、複数の位置において前記複数
のアンテナ素子で受信した受信信号をそれぞれ受信し、
共通の参照信号発生器の出力により直交復調することに
より、前記各アンテナ素子の複数の位置における複素振
幅を個別に出力する複数の直交復調器と、該複数の直交
復調器の各出力を入力し、送信側の拡散符号と同一で共
通の拡散符号と相関をとることにより、到来波の遅延時
間別に個別の前記複素振幅を出力する複数の相関器を有
するものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の多重伝搬路特性
測定方法を実現するための概要構成図である。図中、図
１１と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略す
る。４はリニアアレーアンテナ、５はアンテナ素子であ
る。この実施の形態では、移動局は、複数の無指向性の
アンテナ素子５が直線上に配置されたリニアアレーアン
テナ４を用いている。リニアアレーアンテナ４をアンテ
ナ素子５が配置されている方向に対し直角の方向に移動
させながら、各アンテナ素子５で多重波を受信し、各受
信機３で受信信号を直交復調して複素振幅を測定し、所
定の距離ｄｙごとに同様の測定を繰り返し行い、測定値
に対して信号処理を行うことにより多重波を構成する直
接到来波６，遅延到来波８などの到来波の到来方向と複
素振幅を推定するものである。

【００１９】図示の例では移動局が移動中に測定を行っ
ているが、測定点間の距離ｄｙが一定であればよい。し
たがって、各測定点で移動を一旦停止して測定を行うこ
とも可能である。本発明における「リニアアレーアンテ
ナを空間的に移動」とは、このように、各測定点で移動
を一旦停止して測定を行う場合を含む。なお、移動局か
ら基地局に到来する多重波の到来方向の推定は、移動局
側に送信機と無指向性アンテナ、基地局側にリニアアレ
ーアンテナと受信機を用い、同様の測定および信号処理
を行うことによって可能である。

【００２０】図２は、本発明の多重伝搬路特性測定方法
の第１の実施の形態を実現する構成の説明図である。図
１１，図１と同様な部分には同じ符号を用いて説明を省
略する。移動局のリニアアレーアンテナ４は、＃０から
＃（Ｎ₁−１）までの計Ｎ₁本の無指向性のアンテナ素
子５がｘ軸方向にｄ_xの間隔で配置されたものであり、
各アンテナ素子５のそれぞれに対し、直交復調器を備え
た受信機３が＃０から＃（Ｎ₁−１）まで接続された構
成になっている。

【００２１】各受信機３は、Ｙ軸方向に移動中の複数の
位置において、前記複数のアンテナ素子５で受信した受
信信号を共通の参照信号を用いて直交復調して個別に複
素振幅を出力する。この出力を信号処理することにより
到来波の到来方向と大きさを出力する。簡単のため、送
信機および受信機に周波数変換段がないものとして説明
する。

【００２２】送信機１では、連続波発生器１１により角
周波数ω_cの無変調の連続波（ＣＷ）を発生させて無指
向性アンテナ２から送信する。各受信機３は、各アンテ
ナ素子５で受信した受信信号を、上述した連続波と同じ
角周波数ω_cの参照信号の同相出力およびπ／２移相器
を通した直交出力と乗算器でそれぞれ乗算しローパスフ
ィルタを通すことにより直交復調する。同相チャネル
（Ｉチャネル），直交チャネル（Ｑチャネル）別に出力
が得られ、これを複素振幅で表すことができる。

【００２３】上述した参照信号は、共通の参照信号発生
器から供給され、＃０〜＃（Ｎ₁−１）の受信機３は、
振幅，角周波数ω_c，位相が同一の参照信号を用いて受
信信号を直交復調する。リニアアレーアンテナ４をアン
テナ素子５が配置されているｘ軸方向に対して直角のｙ
軸方向に移動させながら間隔ｄ_y毎に、受信機３から複
素振幅を出力する処理をＮ_ms回繰り返すことにより、次
に説明するように、多重波を構成する到来波の到来方向
等が推定できる。＃ｎ₁のアンテナ素子５に接続された
受信機３の、ｙ軸方向のｎ₂ｄ_yの位置における複素振
幅は、ｘ（ｎ₁，ｎ₂）と表すことができる。説明をわ
かりやすくするため、最初に１次元配置のリニアアレー
アンテナを移動させずに測定する場合について説明す
る。

【００２４】図３は、１次元配置のリニアアレーアンテ
ナを移動させずに到来波の到来方向を推定する場合の説
明図である。図３（Ａ）は１次元配置のリニアアレーア
ンテナを示す図であり、図３（Ｂ）は到来波の波長とｘ
軸方向の空間周波数との関係を示す図である。図中、１
１は測定点、１２は到来波である。測定点１１は、アン
テナ素子の位置である。図２に示した、ｎ₁＝０，１，
２，・・・，Ｎ₁−１番目までのＮ₁個のアンテナ素子
５からなる１次元配置のリニアアレーアンテナ４を考え
る。ただし、記号表示を簡単にするため、ｎ₁をｎ、Ｎ
₁をＮ、ｄ_xをｄに置き換えて説明する。また、到来波
の波長をλとする。各アンテナ素子の指向性は等方性と
し、測定点１１の間隔、すなわち、アンテナ素子の間隔
ｄはｄ＜λ／２とする。

【００２５】図３（Ａ）において、このアレーアンテナ
には、ｍ＝１，２，３，・・・Ｍ番目までのＭ波の到来
波Ｓ_m（ｔ）１２がＸ軸に対する到来角α_mで入射した
と仮定する。また、到来波Ｓ_m（ｔ）１２は、平面波で
ｘｙ平面方向から到来し、全ての測定点についてＳ
_m（ｔ）のそれぞれの到来方向は変化しないと仮定す
る。

【００２６】ｎ＝０番目のアンテナ素子の測定点を位相
基準としたとき、到来波Ｓ_m（ｔ）１２がｎ番目のアン
テナ素子に入射したときの位相差Δ_m（ｎ）は、次式で
表される。

【数１】また、Ｍ波の到来波Ｓ_m（ｔ）１２をｎ番目のアンテナ
素子の測定点１１で受信したときの受信信号ｘ（ｎ，
ｔ）は、次式で表される。

【数２】

【００２７】ｔ＝ｔ₀で時間的にサンプリングしたとき
の受信信号ｘ（ｎ，ｔ₀）を便宜上ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ，
ｔ₀）で表現することにする。ｘ（ｎ）を、ｘ軸に沿っ
た距離方向に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）する。なお、
この場合の離散フーリエ変換は、ｘ軸の距離上の信号に
ついて行っている。普通、離散フーリエ変換は、時間軸
上の信号について行われる場合が多いが、数学的には同
じものである。ｘ（ｎ）を、離散フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ）したとき、離散スペクトルＸ（ｋ）は、次式で表さ
れる。

【数３】ただし、ｋは０≦ｋ≦Ｎ−１の整数とする。ｋに対応す
る空間周波数ｆ_s（ｋ）は、次式で表される。

【数４】

【００２８】空間周波数ｆ_s（ｋ）は、ｘ軸方向に沿っ
た単位距離あたりの到来波Ｓ_m（ｔ）１２の周期数であ
る。この逆数１／ｆ_s（ｋ）は、ｘ軸方向に沿った見か
け上の波長であり、図３（Ｂ）に示すように、波長λと
の間には、（１／ｆ_s（ｋ））ｃｏｓα（ｋ）＝λの関
係がある。空間周波数ｆ_s（ｋ）の最大値ｆ_smaxは、ｆ
_smax＝（１／λ）であるから、この関係を用いると、ｆ
_s（ｋ）から到来波Ｓ_m（ｔ）１２のｘ軸に対する角度
α（ｋ）を、次式のように推定することができる。

【数５】

【００２９】式（４）からわかるように、ｋは、距離Ｎ
ｄあたりの到来波Ｓ_m（ｔ）の周期数に対応している。
空間周波数ｆ_s（ｋ）および角度α（ｋ）は、離散的な
値として推定される。式（５）からもわかるように、角
度α（ｋ）がπ／２＜α（ｋ）＜３π／２の範囲のとき
には、空間周波数ｆ_s（ｋ）は、マイナスの値を取る。
このとき、到来波Ｓ_m（ｔ）１２は、ｘ軸の逆方向から
入射する。

【００３０】上述した式（４）において、Ｎ／２≦ｋ≦
Ｎ−１の範囲内において、空間周波数ｆ_s（ｋ）がマイ
ナスのときのｋとの関係を示している。一般の離散フー
リエ変換は、０≦ｋ≦Ｎ−１のような定義域で変換され
る。式（３）のＸ（ｋ）の定義域を拡張し、−Ｎ／２≦
ｋ≦Ｎ／２−１の範囲のものとし、かつ、式（３）のＸ
（ｋ）が周期Ｎの周期性を有することから、Ｎ／２≦ｋ
≦Ｎ−１のｋにおけるＸ（ｋ）の値をｋを、Ｎだけ負方
向にシフトさせた−Ｎ／２≦ｋ≦−１の範囲のｋに対す
るＸ（ｋ）の値とすることができる。

【００３１】図４は、図３において、到来方向と空間周
波数との関係の具体例を示す説明図である。式（２）に
示したｘ（ｎ，ｔ）を表すｘ（ｎ）の実部について図
示する。３１はｘ軸方向（α_m＝０［ｒａｄ］）からの
到来波のｘ（ｎ）の実部、３３は真横（α_m＝±π／２
［ｒａｄ］）からの到来波の実部、３２は到来波がα_m
＝０〜±π／２［ｒａｄ］の角度から来るときの実部で
ある。簡単のため、ｄ＝λ／２で図示している。

【００３２】ｘ軸方向（α_m＝０［ｒａｄ］）から到来
波が来たときの到来波の実部３１には、ｘ軸方向の波長
がλ＝２ｄとなる出力変化が表れている。真横（α_m＝
±π／２［ｒａｄ］）から到来波が来たときの到来波の
実部３３には、ｘ軸方向の波長がλ＝∞となり出力変化
がない。中間の角度から到来波が来たときの到来波の実
部３２には、見かけ上の波長が２ｄ〜∞となる出力変化
が表れる。例えば、α_m＝２π／３［ｒａｄ］から到来
波が来たときの見かけ上の到来波の実部３２には、見か
け上の波長が４ｄとなる出力変化が表れる。このように
到来波の到来方向α_mによって直交復調出力には波長が
異なる正弦波状の出力変化が表れる。空間周波数は、上
述したｘ軸方向（α_m＝０［ｒａｄ］）からの到来波に
対して、１／（２ｄ）、真横（α_m＝±π／２［ｒａ
ｄ］）からの到来波に対して０、図示のα_m＝０〜±π
／２［ｒａｄ］の到来波に対して０〜１／（２ｄ）とな
る。

【００３３】図５は、図３に示した１次元配置のリニア
アレーアンテナで到来波の到来方向を推定する場合に検
出される到来角α_mの説明図である。図中、図３と同様
な部分には同じ符号を付して説明を省略する。４１は円
錐である。図３に示した推定方法では、到来波Ｓ
_m（ｔ）１２がｘｙ平面に対して仰角をもって到来する
場合には、推定する角度α_mは、ｘ軸に対しての到来角
であり、ｘ軸に対して角度α_mをなす円錐４１上であれ
ば、どの方向からの到来波であるかを判別することがで
きず、到来波の２，３次元的な方向を推定できない。到
来波Ｓ_m（ｔ）１２がｘｙ平面上を伝搬して来ることが
あらかじめわかっている場合にも、図中に×印を付した
点を通る２つの到来角＋α_mと−α_mのいずれであるか
は識別できない。また、リニアアレーアンテナの並んで
いる方向（α_m＝０，π［ｒａｄ］）ほど角度分解能が
悪い。

【００３４】図６は、２次元配置のアレーアンテナを移
動させずに到来波の到来方向を推定する場合の説明図で
ある。図中、図３と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。５１は電波の偽の到来方向である。Ｎ₁
・Ｎ₂個のアンテナ素子からなる２次元配置のアレーア
ンテナを考える。ｎ₁およびｎ₂は、ｎ₁＝０，１，
２，・・・Ｎ₁−１，ｎ₂＝０，１，２，・・・Ｎ₂−
１である。アンテナ素子の位置が測定点１１である。測
定点１１は、ｘ軸方向に原点から間隔ｄ_xで距離（Ｎ₁
−１）・ｄ_xまでの点、ｙ軸方向に原点から間隔ｄ_yで
距離（Ｎ₂−１）・ｄ_yまでである。各アンテナ素子の
指向性は等方性で、ｄ_x，ｄ_y＜λ／２とする。アレー
アンテナにはｍ＝１，２，３，・・・，Ｍ番目までの到
来波Ｓ_m（ｔ）１２がｘ軸に対する角度α_m，ｙ軸に対
する角度β_mで入射したと仮定する。

【００３５】（ｎ₁，ｎ₂）＝（０，０）番目のアンテ
ナ素子を位相基準としたとき、到来波Ｓ_m（ｔ）１２が
（ｎ₁，ｎ₂）番目のアンテナ素子に入射したときの位
相差をΔ_m（ｎ₁，ｎ₂）とすると、各アンテナ素子の
位置の測定点１１の受信信号ｘ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）は、
次式の通りとなる。

【数８】

【００３６】ｔ＝ｔ₀で時間的にサンプリングしたとき
の受信信号ｘ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ₀）を便宜上ｘ（ｎ₁，
ｎ₂）＝ｘ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ₀）で表現すると、ｘ（ｎ
₁，ｎ₂）の離散フーリエ変換は次式で示される。

【数９】ただし、０≦ｋ₁≦Ｎ₁−１，０≦ｋ₂≦Ｎ₂−１とす
る。

【００３７】ｋ₁およびｋ₂に対応する空間周波数ｆ_sk
（ｋ₁）およびｆ_sy（ｋ₂）は、次式で表される。

【数１０】

【数１１】ｋ₁およびｋ₂に対応する最大の空間周波数ｆ_smaxは、
ともにｆ_smax＝１／λであるから、空間周波数ｆ_sk（ｋ
₁）およびｆ_sy（ｋ₂）から、ｘ軸に対する角度α（ｋ
₁），ｙ軸に対する角度β（ｋ₂）を推定すると、次式
のようになる。

【数１２】

【数１３】

【００３８】また、次式に示すように、α（ｋ₁），β
（ｋ₂）からγ（ｋ₁，ｋ₂）を推定することも可能で
ある。

【数１４】また、α（ｋ₁），β（ｋ₂），γ（ｋ₁，ｋ₂）か
ら、ｙ軸に対する方位角Φ_di（ｋ₁，ｋ₂）は、次式の
通りとなる。

【数１５】なお、ｘｙ平面に対する仰角Φ_el（ｋ₁，ｋ₂）につい
ては、単に、π／２からγ（ｋ₁，ｋ₂）を引いた値に
なる。しかし、γ（ｋ₁，ｋ₂）には解が２つにあり、
到来波Ｓ_m（ｔ）１２の仰角Φ_el（ｋ₁，ｋ₂）も正負
の値があるため、ｘｙ平面に対して上下方向の分離がで
きず、電波の偽の到来方向５１と識別できない。これを
識別するためには３次元空間上の測定を行う必要があ
る。しかし、２次元空間上の測定において、到来波Ｓ_m
（ｔ）１２の仰角Φ_el（ｋ₁，ｋ₂）が正であるという
前提条件があれば、３次元の到来方向の測定が可能にな
る。

【００３９】上述した２次元配置のアレーアンテナによ
る測定では、仰角Φ_el（ｋ₁，ｋ₂）が０［ｒａｄ］に
近づくほど角度分解能が悪いが、方位角Φ_di（ｋ₁，ｋ
₂）の角度分解能については、どの角度についても良好
な結果が得られる。測定に用いるリニアアレーアンテナ
のアンテナ高が地面に近い場合は到来波の仰角はほとん
ど正の値になるので、例えば、陸上移動局や低アンテナ
基地局における到来波の方位角および仰角方向の推定に
適する。

【００４０】しかし、２次元配列のアレーアンテナを構
成するためにｘｙ平面上にＮ₁・Ｎ₂個のアンテナ素子
を配置する必要があるため、アンテナ素子数が多くな
り、それに応じて受信機の数もアンテナ素子と同じ数だ
け必要になるので装置規模がかなり大きなものとなり、
あまり現実的ではない。もちろん、３次元配列のアレー
アンテナを構成して３次元空間上の測定をする場合に
は、さらにアンテナ素子数が多くなる。

【００４１】再び、図１，図２に戻る。リニアアレーア
ンテナ４をアンテナ素子５が配置されているｘ軸方向に
対して直角のｙ軸方向に移動させながら間隔ｄ_y毎に、
受信機３から複素振幅を出力する処理をＮ_ms回繰り返す
ことにより、複数の地点で多重波を構成する到来波の到
来方向を推定する原理について説明する。

【００４２】図７は、図１，図２に示した多重伝搬路特
性測定方法の測定点を説明するｘｙ平面図である。図
中、１１は図３に示した１１と同様に測定点であるが、
アンテナ素子は常時この位置にあるわけではない。６１
は図１，図２に示したリニアアレーアンテナ４で一度に
測定できる測定点の範囲、６２は信号処理の１回毎の処
理範囲である。移動測定により、ｙ軸方向に離散的に配
置された測定点１１でも、順次、受信信号を直交復調し
た複素振幅を出力する。測定点１１は、マトリクス状で
あり、図示のｘ，ｙ軸平面上の２次元位置（ｎ₁，
ｎ₂）で表すことができる。リニアアレーアンテナ４で
一度に測定できる測定点の範囲６１は、ｘ軸に平行なＮ
₁個の点である。

【００４３】１回毎の処理範囲６２は、例えば、測定点
（０，０），（０，Ｎ₂−１），（Ｎ₁−１，Ｎ₂−
１），（Ｎ₁−１，０）で囲まれた合計Ｎ₁×Ｎ₂個の
測定点である。各測定点における連続波の受信信号につ
いて、測定点１１間の相対的な振幅および位相が直交復
調器を用いて測定される。各測定点１１に到来する到来
波Ｓ_m（ｔ）１２は、次のように表すことができる。

【数１６】ただし、Ａ_mはｍ番目の到来波Ｓ_m（ｔ）の振幅、ω_c
は送信機の参照信号（ローカル信号）の角周波数、θ_m
は送信アンテナと位相基準点（ｎ₁，ｎ₂）＝（０，
０）の間における、到来波Ｓ_m（ｔ）１２の伝搬通路差
等による位相差である。また、ある期間内でＡ_mおよび
θ_mが一定であるような伝搬路が時間変化しない状況下
を考える。このとき、リニアアレーアンテナ４のｙ軸の
位置ｎ₂におけるアンテナ素子ｎ₁の受信信号ｒ
（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）は、次式で表される。

【数１７】ここで、Ｍは到来波の数、Δ_m（ｎ₁，ｎ₂）は、（ｎ
₁，ｎ₂）＝（０，０）の位置を位相基準としたときの
測定点１１間の位相差である。

【００４４】送信機の連続波の角周波数と受信機の参照
信号の角周波数を同じω_cにし、送信機の連続波の角周
波数を基準にして直交復調するとき、受信信号ｒ
（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）を直交復調すると次式で示す同相成
分Ｉ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）および直交成分Ｑ（ｎ₁，
ｎ₂，ｔ）が得られる。

【数１８】

【数１９】ただし、θ_aは、送信機に対する受信機の参照信号の位
相差であり、θ_mは式（１６）に示したように、到来波
間の位相差を表す。式（８）の受信信号ｘ（ｎ₁，
ｎ₂，ｔ）と同様に複素数で表すことができる。Ｋは定
数である。

【数２０】

【００４５】ｔ＝ｔ₀でサンプリングしたときのＩ（ｎ
₁，ｎ₂，ｔ）およびＱ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）は、Ｉ（ｎ
₁，ｎ₂，ｔ₀）およびＱ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ₀）とな
り、便宜上Ｉ（ｎ₁，ｎ₂）＝Ｉ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）お
よびＱ（ｎ₁，ｎ₂）＝Ｑ（ｎ ₁，ｎ₂，ｔ）で表現す
ることにすると、受信信号は、次式のように表現され
る。

【数２１】

【００４６】送受信機のキャリアの位相や伝搬路が時間
的に変化しない期間中であれば、ｔ≠ｔ₀においても式
（２１）は成り立つ。すなわち、測定点１１のアンテナ
素子５で受信した信号に対して直交復調を行うことによ
り、式（１８），（１９）で表わされるＩ（ｎ₁，
ｎ₂，ｔ）およびＱ（ｎ₁，ｎ₂，ｔ）には、到来波Ｓ
_m（ｔ）１２の角周波数ω_cでの位相回転がなくなり、
角周波数ω_cに対する相対的な位相差Δ_m（ｎ₁，
ｎ₂）とθ_a，θ_mだけが残り、これらが時間的に変動
しない限り時間的に変化しない。

【００４７】また、この位相差Δ_m（ｎ₁，ｎ₂）は、
各測定点（ｎ₁，ｎ₂）１１のｘ軸方向，ｙ軸方向の位
置の差に由来する連続波の空間上の位相差によるもので
あり、これは、式（２）の位相差Δ_m（ｎ）や式（８）
の位相差Δ_m（ｎ₁，ｎ₂）と同様である。式（２１）
を式（９）に代入して離散フーリエ変換を行うことによ
って、ｔ＝ｔ₀における到来波Ｓ_m（ｔ）１２の到来方
向の推定が可能となる。

【００４８】式（２１）のθ_aは、送信機の連続波に対
する受信機の参照信号の位相差であり定数である。ま
た、θ_mについても、ｍ番目の到来波ごとに伝搬通路差
の違いによって値が異なるが、すべての測定点に対して
同じ値である。このため、式（２１）のｘ（ｎ₁，
ｎ₂）について離散フーリエ変換を行った場合、離散ス
ペクトルＸ（ｎ₁，ｎ₂）は、一定の位相差が生じるだ
けで到来方向推定に問題はない。

【００４９】上述した式を用いた到来波の到来方向推定
では、アンテナ素子で測定する到来波の振幅および位相
について、同一のサンプリング時点での絶対的な値を測
定する必要はなく、相対的な値を測定すればよい。した
がって、全てのアンテナ素子５において複数の到来波の
振幅および位相を同時刻で測定する必要がない。したが
って、１次元配置のリニアアレーアンテナを移動させる
ことによっても、アンテナ素子を２次元配置した場合と
同様に到来方向を推定することができる。もちろん、送
信機の連続波発生器と受信機の参照信号発生器とは同一
の発振器を用いるか、または、周波数の確度および安定
度の高い発振器を用いる必要がある。

【００５０】上述したように、直交復調した複素数出力
である、式（２１）のｘ（ｎ₁，ｎ₂）を用いて離散フ
ーリエ変換を行い、空間周波数ｆ_sx，ｆ_syごとに到来波
を分離し、次に、空間周波数ｆ_sx，ｆ_syと到来角との関
係から、到来角で決まる到来方向別に到来波を分離する
ことができる。図７に示したように、１回毎の処理範囲
６２を順次ｙ軸方向にずらせていけば、異なる測定地点
の１回毎の処理範囲６２においても同様に多重波を構成
する到来波の到来方向およびその複素振幅を順次推定す
ることができる。

【００５１】なお、離散フーリエ変換は、移動局におい
て実時間で処理を行ってもよいが、直交復調出力および
測定時点の時刻データ等、その他処理に必要なデータを
一旦記憶装置に蓄積した上で、後日、記憶装置からこれ
らのデータを読み出して離散フーリエ変換を行うように
して多重波を構成する到来波の到来方向および複素振幅
を推定してもよい。

【００５２】１次元配列のリニアアレーアンテナ４を用
いた移動測定では、アンテナ素子５の数が少なくてす
む。例えば、周波数３ＧＨｚ帯の測定を行う場合、直径
１ｍのパラボラアンテナと同じ実効開口面積の２次元配
置のリニアアレーアンテナ４を素子間隔をλ／２（約５
ｃｍ）で実現するとすれば、素子数は約４００本とな
り、さらにそれぞれに個別に受信機を設けることは容易
ではない。これに対し、１次元配列のリニアアレーアン
テナ４を移動させて測定すれば、素子数は約２０本です
む。しかし、正確な距離情報（間隔ｄ_y）が取り出せる
車両または台車等にリニアアレーアンテナ４を搭載して
測定を行う必要がある。また、リニアアレーアンテナ４
が１度の測定に要する時間をｔ_m、波長をλとすると、
移動速度ｖはｖ＜＜λ／ｔ_mの条件を満たす必要があ
る。

【００５３】なお、アンテナ素子５を２次元平面上の全
ての測定点または、１回毎の処理範囲６２に配置するこ
とは現実的でない。しかし、リニアアレーアンテナをｙ
軸方向に複数本配置して移動測定することも可能であ
る。また、アンテナ素子５は必ずしも、移動方向に直交
する方向に配置する必要はない。例えば、移動方向に対
して斜めに、例えば、４５度ずらせて配置し、所定距離
移動した後には、マトリクス状の測定点が得られる。こ
の場合、アンテナ素子５の間の間隔を拡げても測定点の
間隔を同じにすることができる。したがって、アンテナ
素子５間の相互結合の影響を軽減することができる。

【００５４】図８は、本発明の多重伝搬路特性測定方法
の第２の実施の形態の説明図である。図中、図１１、図
１，図２と同様な部分には、同じ符号を付して説明を省
略する。７１は送信機、７２は受信機である。概要構成
は、図１に示したものとほぼ同様であるが、図１，図２
に示した連続波（ＣＷ）の送受信機に代えて、遅延プロ
ファイル測定用の送受信機７１，７２を用いる。

【００５５】基地局においては、遅延プロファイル測定
用の送信機７１に無指向性アンテナ２が接続され、ＰＮ
符号発生器８１から出力された拡散符号で搬送波を拡散
変調した連続波を送信する。移動局においては、各アン
テナ素子５の＃０〜＃（Ｎ₁−１）のそれぞれに対して
遅延プロファイル測定用の受信機７２の＃０〜＃（Ｎ₁
−１）が接続されている。リニアアレーアンテナ４をア
ンテナ素子５が配置されているｘ軸方向に対して直角の
ｙ軸方向に移動させながら、間隔ｄ_y毎に遅延プロファ
イルの測定をＮ_ms回繰り返して行う。

【００５６】各アンテナ素子５で受信した受信信号を直
交復調して得た個別の複素振幅を、送信側の拡散符号と
同一の共通の拡散符号と相関をとって逆拡散することに
より、多重波を到来波の遅延時間別に分離した複素振幅
を出力する。この出力を遅延時間別に離散フーリエ変換
することにより到来波の遅延時間別に到来波の到来方向
とその複素振幅（振幅および位相）を出力する。

【００５７】具体的には、図２を参照して説明した第一
の実施の形態とほぼ同様に、各受信機３は、各アンテナ
素子５で受信した受信信号を、上述した搬送波と同じ角
周波数ω_cの参照信号（ローカル信号）を出力する参照
信号発生器の同相および直交出力と乗算器でそれぞれ乗
算しローパスフィルタを通すことにより直交復調する。
直交復調出力は、さらに、同相出力、直交出力別に、送
信側のＰＮ符号発生器８１と同一のＰＮ符号を発生する
ＰＮ符号発生器からの逆拡散符号と相関器で相関がとら
れ相関が検出される。

【００５８】図１１で説明したように、多重波には、直
接到来波６に対して遅延時間の異なる複数の遅延到来波
８が含まれている。遅延到来波８は、それぞれの遅延時
間に応じて、ＰＮ符号の符号位相が遅れた状態で受信さ
れる。ＰＮ符号発生器から出力されるＰＮ符号の符号位
相を１／２チップずつシフトさせながら相関器で相関を
検出して行くことにより、直接到来波６および複数の遅
延到来波８のＰＮ符号の符号位相とＰＮ符号発生器の位
相とが一致するごとに出力に大きな相関値のピークが得
られる。このときの符号位相によって到来波の遅延時間
がわかる。したがって、直交復調して得た複素振幅を、
相関値のピークごとに、言い換えれば、直接到来波６お
よび複数の遅延到来波８の遅延時間別に分離することが
できる。

【００５９】遅延時間τに対する同相出力，直交出力の
それぞれの相関出力は、一般にＩ，Ｑチャネル成分の遅
延プロファイル、あるいは、複素遅延プロファイルと呼
ぶ。図７に示した測定点（ｎ₁，ｎ₂）１１における受
信信号がＭ波の到来波の合成信号であって、ｍ（ｍ＝
１，２，３，・・・・，Ｍ）番目の到来波の遅延時間を
τ_mとする。測定点（ｎ₁，ｎ₂）１１における受信信
号に対して、到来波の遅延時間τ_mごとに複素振幅のの
同相出力，直交出力のそれぞれの相関出力を分離したも
のを、簡単に複素数でρ（ｎ₁，ｎ₂，τ_m）と表す。

【００６０】ここで、ＰＮ符号と相関をとる前の直交復
調出力ｘ（ｎ₁，ｎ₂）は、離散フーリエ変換により、
空間周波数スペクトルが求められ、到来方向別に複素振
幅が得られた。この直交復調出力ｘ（ｎ₁，ｎ₂）の同
相成分、直交成分の大きさは、直交復調出力ｘ（ｎ₁，
ｎ₂）をＰＮ符号と相関をとって遅延時間τ_mごとに分
離した相関出力であるρ（ｎ₁，ｎ₂，τ_m）の同相成
分、直交成分の大きさにも反映されている。したがっ
て、遅延時間τ_k別に分離したρ（ｎ₁，ｎ₂，τ_m）
からも、遅延時間τ_mごとに、到来波の空間周波数別の
振幅が得られ、到来波の到来方向および複素振幅を推定
することができる。

【００６１】図９は、本発明の第２の実施の形態の多重
伝搬路特性測定方法で得られる出力結果を簡単に説明す
るための模式的な線図である。図９（Ａ）は、本発明の
第２の実施の形態の多重伝搬路特性測定方法で得られる
出力結果の例であり、図９（Ｂ）は、比較例として、従
来の遅延プロファイル測定装置で得られる出力結果の例
である。図中、８１，８２，８３は、従来の遅延プロフ
ァイル測定装置で得られた遅延時間τ_k別の到来波の出
力レベルである。８１ａ〜８１ｃ，８２ａ〜８２ｂ，８
３ａ〜８３ｃは、遅延時間τ_k別の到来波を、さらに方
向角などの到来角θ別に分離したときの到来波である。

【００６２】図９（Ｂ）に示すように、従来の遅延プロ
ファイル測定装置においては、ＰＮ符号で搬送波を変調
して送信し、受信機では、受信信号とＰＮ符号との相関
をとることにより等価的に伝搬路のインパルス応答とな
る相関出力の掃引出力が得られる。図示の例では、到来
波８１は、適宜決められた基準時刻０から時間τ₁だけ
遅れていることがわかり、到来波８２，８３は、時間τ
₂，時間τ₃だけ遅れていることがわかる。

【００６３】これに対し、図９（Ａ）に示すように、本
発明の第２の実施の形態においては、到来波８１は、さ
らに方向角などの到来角θが異なる到来波８１ａ，８１
ｂ，８１ｃがある場合これらを知ることができる。到来
波８２，８３についても同様に、到来角θが異なる複数
の到来波からなる場合でも分離して出力することができ
る。このような測定結果が、図７に示した１回毎の処理
範囲６２での受信波の測定および信号処理からわかり、
ｙ軸方向の間隔ｄｙ毎にずらせた１回毎の処理範囲６２
ごとに得られる。なお、図では、到来波の受信レベルの
みを図示しているが、到来波は、到来方向別に複素振幅
が出力されるため、位相も同時に出力することができ
る。

【００６４】したがって、移動測定によって平面上の離
散的な測定点における複素遅延プロファイルを測定し、
１回毎の処理範囲６２内において、到来波に対して遅延
時間別に個別にそれらの複素振幅に基づいて離散フーリ
エ変換を行うことにより、到来波の遅延時間τ_k別に空
間周波数が求められ、これから到来波の到来方向および
複素振幅を推定できる。遅延プロファイル測定装置自体
は、従来のものと同様な装置を用いることができるが、
遅延プロファイル測定用の受信機は、複数台設けられ、
各アンテナ素子５ごとに接続される。第１の実施の形態
の場合と同様に、このような移動測定を行う場合、リニ
アアレーアンテナ４を正確な距離情報が取り出せる車両
または台車等に搭載して測定を行う必要がある。図７に
示したリニアアレーアンテナ４で一度に測定できる測定
点の範囲６１での測定に要する時間をｔ_m、波長をλと
すると、移動速度ｖはｖ＜＜λ／ｔ_mの条件を満たす必
要がある。

【００６５】図１０は、本発明の多重伝搬路特性測定方
法の第３の実施の形態の説明図である。図中、図１１，
図１，図２，図８と同様な部分には、同じ符号を付して
説明を省略する。９１は高速切り換えスイッチである。
図８に示した第２の実施の形態と比較して、遅延プロフ
ァイル測定用の受信機７２を削減して１つにしたもので
ある。そのため、複数のアンテナ素子５と受信機７２と
の間に高速切り換えスイッチ９１が設けられている。複
数のアンテナ素子５の出力を、順次、高速切り換えスイ
ッチ９１で選択して受信機７２に出力し、受信機７２
は、各アンテナ素子の遅延プロファイルを時分割処理に
より測定する。第２の実施の形態と同様に、リニアアレ
ーアンテナ４をＹ軸方向に移動させながら、間隔ｄｙ毎
に同様の測定をＮｍｓ回繰り返して行う。

【００６６】この実施の形態の場合、リニアアレーアン
テナ４の全てのアンテナ素子５の測定に要する時間が、
第２の実施の形態の場合と比べて、アンテナ素子５の数
（Ｎ₁）倍だけ大きくなる。したがって、移動速度ｖ
は、ｖ＜＜λ／（Ｎ×ｔｍ）の条件を満たす必要があ
る。しかし、測定条件として周波数が３ＧＨｚ（波長λ
＝０．１ｍ）、１点の遅延プロファイルの測定に要する
時間を２０μｓｅｃとすると、アンテナ素子５の数が数
１０本で、１０ｋｍ／ｈ程度の移動速度であれば、実用
上差し支えない程度の誤差ですむ。

【００６７】上述した説明では、受信機７２は１つしか
用いなかったが、アンテナ素子５の数よりも少なくする
ものの、受信機７２を２台以上用い、さらに、高速切り
換えスイッチ９１も２個以上用いて、異なる複数のアン
テナ素子５について同時に受信信号を並行処理すれば、
処理速度を上げることができる。また、上述した説明で
は、第２の実施の形態を前提として遅延プロファイル測
定用の受信機７２の数を削減したものであるが、同様に
して、第１の実施の形態を前提とした場合には、受信機
３の数を削減することもできる。

【００６８】なお、到来方向を推定するのに、第１の実
施の形態において、無変調の連続波を用いたが、第２の
実施の形態と同様なＰＮ符号で拡散変調された連続波を
用いて、到来方向のみを推定してもよい。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
リニアアレーアンテナで２次元平面空間上の測定が可能
になるため、アンテナ素子数が大幅に削減できること、
アンテナ駆動装置を必要としないこと、さらには、リニ
アアレーアンテナに対して少ない数の受信機で測定する
ことも可能となることから、到来する多重波の到来波の
到来方向と複素振幅、あるいは、遅延時間を含めた多重
伝搬路特性を、規模が小さな測定装置で容易に測定でき
るという効果がある。これまでにほとんど解明されてい
なかった、測定位置の変化に対する到来方向特性等の測
定が可能になるため、陸上移動伝搬の解明や高度な移動
無線技術の研究・開発に寄与するところが大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の多重伝搬路特性測定方法を実現するた
めの概要構成図である。

【図２】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第１の実施
の形態を実現する構成の説明図である。

【図３】１次元配置のリニアアレーアンテナを移動させ
ずに到来波の到来方向を推定する場合の説明図である。

【図４】図３において、到来方向と空間周波数との関係
の具体例を示す説明図である。

【図５】図３に示した１次元配置のリニアアレーアンテ
ナで到来波の到来方向を推定する場合に検出される到来
角α_mの説明図である。

【図６】２次元配置のアレーアンテナを移動させずに到
来波の到来方向を推定する場合の説明図である。

【図７】図１，図２に示した多重伝搬路特性測定方法の
測定点を説明するｘｙ平面図である。

【図８】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第２の実施
の形態の説明図である。

【図９】本発明の第２の実施の形態の多重伝搬路特性測
定方法で得られる出力結果を簡単に説明するための模式
的な線図である。

【図１０】本発明の多重伝搬路特性測定方法の第３の実
施の形態の説明図である。

【図１１】複数の地点で到来方向を測定する従来の一般
的な方法を説明するための概要構成図である。

【符号の説明】

１，７１送信機、２無指向性アンテナ、３，７２
受信機、４リニアアレーアンテナ、５アンテナ素
子、６直接到来波、８遅延到来波、１１測定点、
１２到来方向、６１リニアアレーアンテナで一度に
測定できる測定点の範囲、６２信号処理の１回毎の処
理範囲、９１高速切り換えスイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩ // Ｇ０１Ｓ 7/32 Ｇ０１Ｓ 7/32 ＥＨ０４Ｂ 7/26 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｋ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】連続波を送信し、前記連続波を複数のア
ンテナ素子を有するリニアアレーアンテナで受信すると
ともに、前記リニアアレーアンテナを空間的に移動さ
せ、複数の位置において前記複数のアンテナ素子で受信
した受信信号を共通の参照信号を用いて直交復調して個
別に複素振幅を出力し、前記複素振幅を信号処理するこ
とにより受信した前記連続波を構成する到来波の少なく
とも到来方向を推定することを特徴とする多重伝搬路特
性測定方法。
【請求項２】前記連続波は、拡散符号で拡散変調され
たものであり、前記個別の複素振幅を、前記拡散符号と
同一で共通の拡散符号との相関をとった後に信号処理す
ることにより前記到来波の遅延時間別に前記到来方向を
推定することを特徴とする請求項１に記載の多重伝搬路
特性測定方法。
【請求項３】複数のアンテナ素子を有するリニアアレ
ーアンテナと、該リニアアレーアンテナを空間的に移動
させる手段と、複数の位置において前記複数のアンテナ
素子で受信した受信信号を共通の参照信号発生器の出力
により直交復調して個別に複素振幅を出力する直交復調
手段を有することを特徴とする多重伝搬路特性測定用受
信装置。
【請求項４】複数のアンテナ素子を有し空間的に移動
されるリニアアレーアンテナの、複数の位置において前
記複数のアンテナ素子で受信した受信信号を、共通の参
照信号発生器の出力により直交復調することにより、前
記各アンテナ素子の複数の位置における複素振幅を個別
に出力する直交復調手段を有することを特徴とする多重
伝搬路特性測定用受信装置。
【請求項５】前記直交復調手段から出力された個別の
前記複素振幅を、送信側の拡散符号と同一で共通の拡散
符号と相関をとることにより、到来波の遅延時間別に前
記個別の複素振幅を出力する逆拡散手段を有することを
特徴とする請求項３または４に記載の多重伝搬路特性測
定用受信装置。
【請求項６】前記直交復調手段は、複数の位置におい
て前記複数のアンテナ素子で受信した受信信号をそれぞ
れ受信し、前記共通の参照信号発生器の出力により直交
復調して個別に前記複素振幅を出力する複数の直交復調
器を有することを特徴とする請求項３または４に記載の
多重伝搬路特性測定用受信装置。
【請求項７】前記複数のアンテナ素子で受信した受信
信号を順次切り換えて前記直交復調手段に出力するスイ
ッチ手段を有することを特徴とする請求項３ないし５の
いずれか１項に記載の多重伝搬路特性測定用受信装置。
【請求項８】複数のアンテナ素子を有し空間的に移動
されるリニアアレーアンテナの、複数の位置において前
記複数のアンテナ素子で受信した受信信号をそれぞれ受
信し、共通の参照信号発生器の出力により直交復調する
ことにより、前記各アンテナ素子の複数の位置における
複素振幅を個別に出力する複数の直交復調器と、該複数
の直交復調器の各出力を入力し、送信側の拡散符号と同
一で共通の拡散符号と相関をとることにより、到来波の
遅延時間別に個別の前記複素振幅を出力する複数の相関
器を有することを特徴とする多重伝搬路特性測定用受信
装置。