JP2908816B2 - 同調方法及びｑメータ - Google Patents
同調方法及びｑメータInfo
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- JP2908816B2 JP2908816B2 JP21200389A JP21200389A JP2908816B2 JP 2908816 B2 JP2908816 B2 JP 2908816B2 JP 21200389 A JP21200389 A JP 21200389A JP 21200389 A JP21200389 A JP 21200389A JP 2908816 B2 JP2908816 B2 JP 2908816B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〈発明の技術分野〉 本発明は自動化Ｑメータに関する。
〈従来技術とその問題点〉 主にリアクタンス素子である被測定素子（以下DUTと
称する）の品質を表わす良さの指数Ｑは、永年にわたり
賞用されてきた。抵抗γとインダクタンスｌとの直列接
続素子の角周波数ωにおけるＱ値がＱ＝ωl/γであるこ
となどは、電子部品業界において、最も良く知られた関
係式とも言えよう。
称する）の品質を表わす良さの指数Ｑは、永年にわたり
賞用されてきた。抵抗γとインダクタンスｌとの直列接
続素子の角周波数ωにおけるＱ値がＱ＝ωl/γであるこ
となどは、電子部品業界において、最も良く知られた関
係式とも言えよう。
近年、特に無線周波（RF）インダクタンスやセラミッ
ク・コンデンサ、誘電体などの評価のため、Ｑ値の大き
な高QDUT（大概Ｑ値が100以上である）の測定が望まれ
ている。さらに、高精度かつ自動測定が望まれている。
ク・コンデンサ、誘電体などの評価のため、Ｑ値の大き
な高QDUT（大概Ｑ値が100以上である）の測定が望まれ
ている。さらに、高精度かつ自動測定が望まれている。
Ｑ値の測定をおこなう市販の測定器は、LCRメータと
Ｑメータの２種類に大別できる。
Ｑメータの２種類に大別できる。
LCRメータは、横河・ヒューレット・パッカード株式
会社製のHP4285Aなど多数が市販されており、DUTの印加
電圧、電流のベクトル比を測定する装置である。
会社製のHP4285Aなど多数が市販されており、DUTの印加
電圧、電流のベクトル比を測定する装置である。
測定器の構成と動作原理から、測定レンジはDUTのイ
ンピーダンスの絶対値IZIで定まる。Ｑ値はＺの実部を
γとすると、高QDUTにおいては、 である。
ンピーダンスの絶対値IZIで定まる。Ｑ値はＺの実部を
γとすると、高QDUTにおいては、 である。
今測定誤差を|Z|の±0.1％とすると、測定値Qmは、 となる。
（２）式において、分子の|Z|の誤差は、分母の誤差
がはるかに大きいので省略した。
がはるかに大きいので省略した。
（３）式から、Ｑ＝100では誤差が10％にもなること
が容易に推察される。
が容易に推察される。
従って、LCRメーターは比較的高速であるがＱ値の測
定を高精度でおこなうのは困難である。一方、Ｑメータ
では、DUTのリアクタンス分を付加リアクタンスによっ
て共振させることを基本としている。
定を高精度でおこなうのは困難である。一方、Ｑメータ
では、DUTのリアクタンス分を付加リアクタンスによっ
て共振させることを基本としている。
Ｑメータは二種類に大別される。一つは共振減衰法で
あり、DUTと付加リアクタンスから成る共振回路の自由
共振における電圧あるいは電流の振幅の減衰率と時間か
らＱ値を求める方法である。例えば、共振電圧が2.7183
分の１に減衰するまでの共振周波数のサイクル数をＮと
すると、Ｑ＝πＮである。
あり、DUTと付加リアクタンスから成る共振回路の自由
共振における電圧あるいは電流の振幅の減衰率と時間か
らＱ値を求める方法である。例えば、共振電圧が2.7183
分の１に減衰するまでの共振周波数のサイクル数をＮと
すると、Ｑ＝πＮである。
この方法では、振幅検出器の構成が複雑で、Ｎの計数
タイミングが困難であり高周波において、その精度は劣
化する。
タイミングが困難であり高周波において、その精度は劣
化する。
第２の方法は共振電圧の上昇比を用いる方法である。
第５図はその原理を示す。DUTZXがインダクタで、付
加の可変容量（以下バリコンと称す）Ｃ及び交流電源ｅ
と直列接続される。
加の可変容量（以下バリコンと称す）Ｃ及び交流電源ｅ
と直列接続される。
DUTのインピーダンスZxをZx＝γ＋ｊωｌとする。
γは抵抗成分、ｌはインダクタンス成分、ωは交流電
源ｅの出力ｅの角周波数、j2＝−１である。バリコンＣ
を可変して、ωｌ＝1/（ωｃ）とするとDUTのＱ（＝ωl
/γ）は次式となる。
源ｅの出力ｅの角周波数、j2＝−１である。バリコンＣ
を可変して、ωｌ＝1/（ωｃ）とするとDUTのＱ（＝ωl
/γ）は次式となる。
但し、ＶはバリコンＣの端子間電圧である。原初的Ｑ
メータでは、交流電源ｅの出力電圧ｅを一定とし、バリ
コンＣを手動可変し、端子間電圧Ｖの最大値をアナログ
電圧計で測定指示していた。
メータでは、交流電源ｅの出力電圧ｅを一定とし、バリ
コンＣを手動可変し、端子間電圧Ｖの最大値をアナログ
電圧計で測定指示していた。
従って、人手がかかり遅く測定値も人によりばらつき
という欠点がある。ｅ＝一定についても構造上問題があ
り、佐々木、横田により電子技術総合研究所彙報、第34
巻第９号、第767頁乃至第774頁に詳細な解析がなされて
いる。それによれば、Ｑ≧100になるとｅの変化が無視
できなくなり、Ｑの大きいものほど同調点でのｅのずれ
は大きくなる。
という欠点がある。ｅ＝一定についても構造上問題があ
り、佐々木、横田により電子技術総合研究所彙報、第34
巻第９号、第767頁乃至第774頁に詳細な解析がなされて
いる。それによれば、Ｑ≧100になるとｅの変化が無視
できなくなり、Ｑの大きいものほど同調点でのｅのずれ
は大きくなる。
Ｑメータの自動化は種々の方法で行われた。バリコン
Ｃをモータで回転して、電圧Ｖの振幅のピーク値を表示
させる方法では、上述のｅのずれによる誤差の問題は解
決されず、かつモータの回転速度をＱ値によって調整し
なければならなかった。高Ｑではゆっくり回転させない
と測定値が低くなる。さらに、測定に必ずしも必要でな
いバリコンＣの値の全範囲を掃引するため、時間がかか
り、従って、出力のピーク値検出も複雑になった。
Ｃをモータで回転して、電圧Ｖの振幅のピーク値を表示
させる方法では、上述のｅのずれによる誤差の問題は解
決されず、かつモータの回転速度をＱ値によって調整し
なければならなかった。高Ｑではゆっくり回転させない
と測定値が低くなる。さらに、測定に必ずしも必要でな
いバリコンＣの値の全範囲を掃引するため、時間がかか
り、従って、出力のピーク値検出も複雑になった。
別の方法として、目黒電波測定器株式会社製のMS−88
27 LQメータでは、第５図のｅとＶの位相差を検出し
て、同調点において該位相差が90°となるように、ωを
自動制御してＶを測定しＱを求めている。典型的な測定
速度は140msである。この方法においても、ｅの変化に
よる誤差の発生が避けられないとともに、一定周波数で
Ｑ値測定は自動化されない。電子部品は、一定周波数で
の測定、使用が多くなり、一定周波数での迅速な測定が
望ましい。
27 LQメータでは、第５図のｅとＶの位相差を検出し
て、同調点において該位相差が90°となるように、ωを
自動制御してＶを測定しＱを求めている。典型的な測定
速度は140msである。この方法においても、ｅの変化に
よる誤差の発生が避けられないとともに、一定周波数で
Ｑ値測定は自動化されない。電子部品は、一定周波数で
の測定、使用が多くなり、一定周波数での迅速な測定が
望ましい。
また位相差が90°よりわずかに変化した時の誤差の発
生もわずかに残る。
生もわずかに残る。
〈発明の目的〉 したがって、本発明の目的は、所定周波数で、高精
度、高速測定の可能なＱメータにより、上記の欠点を解
消することである。
度、高速測定の可能なＱメータにより、上記の欠点を解
消することである。
〈発明の概要〉 本発明の一実施例では、まず自動同調方式でＱを測定
し、従来のＱメータの不便さ、不安定さを改善する。ま
た同調方式として発振周波数を調節して同調をとるので
はなく、バリコンを回転することによって同調をとるた
め周波数を固定したままでＱが測定できる。先に述べた
Ｑメータの構造的な誤差要因についても、DUTの両端の
電圧を測定することで解消することができる。
し、従来のＱメータの不便さ、不安定さを改善する。ま
た同調方式として発振周波数を調節して同調をとるので
はなく、バリコンを回転することによって同調をとるた
め周波数を固定したままでＱが測定できる。先に述べた
Ｑメータの構造的な誤差要因についても、DUTの両端の
電圧を測定することで解消することができる。
さらに、本発明の一実施例では、同調点から若干のず
れがあっても補正式により正しくＱを測定することがで
きる。このことは、生産現場で、特に高速測定を望む場
合有益であり、ハンドラに接続して高速GO−NOGO自動選
別が行える。
れがあっても補正式により正しくＱを測定することがで
きる。このことは、生産現場で、特に高速測定を望む場
合有益であり、ハンドラに接続して高速GO−NOGO自動選
別が行える。
〈発明の実施例〉 第１図は本発明の一実施例の自動化Ｑメータのブロッ
ク図である。
ク図である。
Ｑアダプタ100は、信号源102の交流信号を入力し、DU
TZxに印加する。結果として生ずる共振電圧と該印加電
圧はベクトル比検出器（VRD）106に入力されて、それら
のベクトル比が求められる。計算機104はそのベクトル
比に基づいて、バリコンＣを可変して同調を確立すると
ともに、Ｑ値を計算し表示する。またはＱ値を別の機器
に出力する。
TZxに印加する。結果として生ずる共振電圧と該印加電
圧はベクトル比検出器（VRD）106に入力されて、それら
のベクトル比が求められる。計算機104はそのベクトル
比に基づいて、バリコンＣを可変して同調を確立すると
ともに、Ｑ値を計算し表示する。またはＱ値を別の機器
に出力する。
第１図から明らかなように、信号源102の出力は変成
器T1によって一般に降圧されて、交流電圧ｅが端子Ｌに
印加される。DUTZXは一端を接地されたバリコンＣの一
方の端子Ｈと端子Ｌ間に接続される。バリコンＣにはコ
ンデンサC1とC2の直列回路が、C2の一方の端子を接地す
るように、並列接続される。コンデンサC1とC2は容量変
成器（変成比：C1／（C1＋C2）≡Kc）として動作し、バ
リコンＣの端子間交流電圧ＶをKcVにするとともに、コ
ンデンサC2に接続された高入力インピーダンスを有する
増幅器A2の入力インピーダンスの影響を軽減する。その
理由を次に説明する。以下において、増幅器A2の入力ア
ドミタンスG2をG2＝ｇ＋ｊωC2とする。ｇは実部、J2＝
−１、ωは角周波数、C2は入力容量である。増幅器A2固
有の入力容量はコンデンサC2に既に含まれていると考え
る。コンデンサC1とC2の直列回路のアドミタンスG12は
次式である。
器T1によって一般に降圧されて、交流電圧ｅが端子Ｌに
印加される。DUTZXは一端を接地されたバリコンＣの一
方の端子Ｈと端子Ｌ間に接続される。バリコンＣにはコ
ンデンサC1とC2の直列回路が、C2の一方の端子を接地す
るように、並列接続される。コンデンサC1とC2は容量変
成器（変成比：C1／（C1＋C2）≡Kc）として動作し、バ
リコンＣの端子間交流電圧ＶをKcVにするとともに、コ
ンデンサC2に接続された高入力インピーダンスを有する
増幅器A2の入力インピーダンスの影響を軽減する。その
理由を次に説明する。以下において、増幅器A2の入力ア
ドミタンスG2をG2＝ｇ＋ｊωC2とする。ｇは実部、J2＝
−１、ωは角周波数、C2は入力容量である。増幅器A2固
有の入力容量はコンデンサC2に既に含まれていると考え
る。コンデンサC1とC2の直列回路のアドミタンスG12は
次式である。
式（５）において、g2＜＜ω2C2(C1+C2)として、近似
計算をおこなった。ｇがコンデンサC2の損失係数を大き
くしていないという仮定をしたことになり、実際そのよ
うにできる。損失係数をコンデンサC2とコンデンサC1，
C2の結合について比較すると、 となり、kc（＜１）倍となり改善される。
計算をおこなった。ｇがコンデンサC2の損失係数を大き
くしていないという仮定をしたことになり、実際そのよ
うにできる。損失係数をコンデンサC2とコンデンサC1，
C2の結合について比較すると、 となり、kc（＜１）倍となり改善される。
従って増幅器A2の測定値に及ぼす誤差は、kcを10以上
に選べば十分無視できる。
に選べば十分無視できる。
増幅器A1の入力インピーダンスは、変成器T1の出力イ
ンピーダンスが小さいので、ほとんど問題にならない。
ンピーダンスが小さいので、ほとんど問題にならない。
計算本式104はパルス発生器pGを介してモータ・ドラ
イバMDに制御入力を与え、よってステッピング・モータ
等のモータM1を駆動する。
イバMDに制御入力を与え、よってステッピング・モータ
等のモータM1を駆動する。
バリコンＣとその並列コンデンサC1、C2との合成容量
をC0とおくと、 となる。
をC0とおくと、 となる。
今増幅器A1、A2、A3の電圧増幅度をA1、A2、A3とお
く。増幅器A3の入力がスイッチＳにより択一的に増幅器
A1、A2に接続されたときの増幅器A3の出力電圧はそれぞ
れV31、V32であって、以下のように表わされる。
く。増幅器A3の入力がスイッチＳにより択一的に増幅器
A1、A2に接続されたときの増幅器A3の出力電圧はそれぞ
れV31、V32であって、以下のように表わされる。
V31＝A1A3e≡k31e− （８） V32＝kc A2A3V≡k32V− （９） 増幅度A1、A2、A3は、後続するベクトル比検出器VRD
への入力を調整して、｜V31｜≒｜V32｜に近くなるよう
にして、検出精度を高めるようにされる。
への入力を調整して、｜V31｜≒｜V32｜に近くなるよう
にして、検出精度を高めるようにされる。
DUTのＱ値が高い場合はA1を大きくするなどの操作が
好ましい。
好ましい。
次に自動同調について説明する。
ベクトル比検出器106は、式（８）、（９）のV31、V
32を入力しそれぞれを直交分解してあるいは一方を基準
として測定し、デジタル化して計算器104へ出力する。
計算機は、ベクトル比V31／V32を計算した後、該ベクト
ル比の実部によりモータM1を制御する。
32を入力しそれぞれを直交分解してあるいは一方を基準
として測定し、デジタル化して計算器104へ出力する。
計算機は、ベクトル比V31／V32を計算した後、該ベクト
ル比の実部によりモータM1を制御する。
まず第１図において、 とおく、但し、 なる関係式が成り立っている。
計算機はＲ（C0）によって、モータM1を制御し、Ｉよ
り同調（ω2lC0＝１）に、 とＱが求まる。
り同調（ω2lC0＝１）に、 とＱが求まる。
Ｒ（C0）は、ω2lが一定のときC0に比例し、同調時に
０となる。従ってＲ（C0）を用いれば同調点を求める制
御が容易である。
０となる。従ってＲ（C0）を用いれば同調点を求める制
御が容易である。
第２図に示すように、まずＲ（C0）を測定し、それを
Rmeasとし、これがRtgt（＝０）に等しくなるように負
帰還制御をおこなう。同調システは共振回路である。
Rmeasとし、これがRtgt（＝０）に等しくなるように負
帰還制御をおこなう。同調システは共振回路である。
C0の比例定数k31ω2l／k32は、ω2lに依存するから、
負帰還ループの他のゲインを該比例定数に合わせて変化
されれば、DUTが異っても同じ収束条件を満すことがで
きる。
負帰還ループの他のゲインを該比例定数に合わせて変化
されれば、DUTが異っても同じ収束条件を満すことがで
きる。
第３図に制御アルゴリズムを示す。簡単のためk31／k
32＝１、ω2l＝ｋとおいてある。
32＝１、ω2l＝ｋとおいてある。
ステップ300において測定が開始され、ステップ302に
おいて、カウンタｉの値を１とする。ステップ304にお
いて、C0＝C1におけるＲ（C1＝R1を測定する。ステップ
306ではC1、R1、よりｋ＝（１−R1）／C1を計算する。C
1はモータの回転角より決定される。ステップ308におい
てモータの所要回転量を定める。回転量は容量C0の計算
値Ｃ∞とC1との差ΔＣで定められる。
おいて、カウンタｉの値を１とする。ステップ304にお
いて、C0＝C1におけるＲ（C1＝R1を測定する。ステップ
306ではC1、R1、よりｋ＝（１−R1）／C1を計算する。C
1はモータの回転角より決定される。ステップ308におい
てモータの所要回転量を定める。回転量は容量C0の計算
値Ｃ∞とC1との差ΔＣで定められる。
Ｒ（Ｃ∞）＝１−kC∞＝０ からＣ∞＝1/kである。
従って とΔＣが定められる。
ΔＣがモータの１ステップで変化する量ε未満であれ
ば、即わち略んど同調が完了していれば、測定は終了し
てよい。ステップ310では、この判断をおこなってい
る。ΔＣ＜εのときはＱ＝1/Iを表示するステップ318を
経てステップ320で終了する。ΔＣ≧εでは、カウンタ
ｉの値をｉ＋１とシ（ステップ312）、ステップ314でバ
リコン容量を変えてC0をΔＣ変化させて、ステップ314
でＲ（Ci）＝Riを測定して、ステップ308に戻る。
ば、即わち略んど同調が完了していれば、測定は終了し
てよい。ステップ310では、この判断をおこなってい
る。ΔＣ＜εのときはＱ＝1/Iを表示するステップ318を
経てステップ320で終了する。ΔＣ≧εでは、カウンタ
ｉの値をｉ＋１とシ（ステップ312）、ステップ314でバ
リコン容量を変えてC0をΔＣ変化させて、ステップ314
でＲ（Ci）＝Riを測定して、ステップ308に戻る。
前記の方法では、モータの最小ステップによる分解能
εの制限がある。例えばC0の最大値を500pFを1000ステ
ップで変化させると、１ステップ0.5pFである。第４図
はこの制限を除くため、可変容量ダイオードCvを付加容
量Caと共にバリコンＣに並列接続する方法を示す。可変
容量ダイオードCvは減結合抵抗Rdを介してデジタル・ア
ナログ変換器（DAC）401の出力でバイアスされる。DAC4
01の入力は、計算機104で制御されている。
εの制限がある。例えばC0の最大値を500pFを1000ステ
ップで変化させると、１ステップ0.5pFである。第４図
はこの制限を除くため、可変容量ダイオードCvを付加容
量Caと共にバリコンＣに並列接続する方法を示す。可変
容量ダイオードCvは減結合抵抗Rdを介してデジタル・ア
ナログ変換器（DAC）401の出力でバイアスされる。DAC4
01の入力は、計算機104で制御されている。
可変容量ダイオードCvの追加により、分解能は1/100
〜1/1000に向上する。
〜1/1000に向上する。
つぎに同調点になく離調した場合の補正計算について
述べる。
述べる。
式（９）、（10）をもう一度下記すれば、 である。
したがって、 となり、交流電圧ｅと端子間電圧Ｖのベクトル比からＱ
が求まる。
が求まる。
同調がとれたときはＲ（C0）＝0,Q＝1/Iで通常のＱメ
ータと同じになる。つまり、ベクトル比検出器106を用
いることで同調がとれなくてもＱ測定が可能になる。
ータと同じになる。つまり、ベクトル比検出器106を用
いることで同調がとれなくてもＱ測定が可能になる。
ベクトル比検出器を用いているため、ＲとＩの測定の
際に位相誤差の影響がでてくる。同調点においては位相
誤差の影響は０であるが、同調点からずれるに従って位
相誤差の影響が大きくなり、精度が悪下する。
際に位相誤差の影響がでてくる。同調点においては位相
誤差の影響は０であるが、同調点からずれるに従って位
相誤差の影響が大きくなり、精度が悪下する。
したがって、測定速度は多少おそくても高精度でＱを
測定したという目的では、完全にバリコンを同調がとれ
るまで調節し、従来のＱメータと同様の測定方法でＱを
求めればよい。一方、多少精度は悪くてもよいから高速
で測定したいという目的では、バリコンを適当な位置に
固定しておいて、ＲとＩを測定し先に述べた式によりＱ
を求めればよい。バリコンを動かし同調をとる時間がは
ぶけるため、VRDの測定速度でＱと測定速度が決まる。
現在使用されているVRDでは30msec程度でＱが測定でき
ることになり、従来のＱメータでは達成できなかった測
定速度が実現できる。
測定したという目的では、完全にバリコンを同調がとれ
るまで調節し、従来のＱメータと同様の測定方法でＱを
求めればよい。一方、多少精度は悪くてもよいから高速
で測定したいという目的では、バリコンを適当な位置に
固定しておいて、ＲとＩを測定し先に述べた式によりＱ
を求めればよい。バリコンを動かし同調をとる時間がは
ぶけるため、VRDの測定速度でＱと測定速度が決まる。
現在使用されているVRDでは30msec程度でＱが測定でき
ることになり、従来のＱメータでは達成できなかった測
定速度が実現できる。
〈発明の効果〉 本発明の実施例により、周波数固定によるＱ値の自動
測定が実現された。制御系が線形であるから、容易に高
速制御できる。バリコンを用いた測定では、100ms〜100
0msでＱ値を測定できる。また、バリコンに可変容量ダ
イオードを並列付加して、同調精度を向上させることが
できる。さらに、離調していても、交流電圧ｅと端子間
電圧Ｖのベクトル比からＱが求まるので、同種DUTの連
続測定では、同調動作を省くこともできるので、さらに
高速となる。従来問題であった交流電圧ｅの変動による
誤差は、交流電圧ｅと端子間電圧Ｖの比を用いる測定の
ため、それを除去できる。
測定が実現された。制御系が線形であるから、容易に高
速制御できる。バリコンを用いた測定では、100ms〜100
0msでＱ値を測定できる。また、バリコンに可変容量ダ
イオードを並列付加して、同調精度を向上させることが
できる。さらに、離調していても、交流電圧ｅと端子間
電圧Ｖのベクトル比からＱが求まるので、同種DUTの連
続測定では、同調動作を省くこともできるので、さらに
高速となる。従来問題であった交流電圧ｅの変動による
誤差は、交流電圧ｅと端子間電圧Ｖの比を用いる測定の
ため、それを除去できる。
また、交流電圧ｅと端子間電圧Ｖの増幅度を適当に選
んで、VRD入力を同程度に選べば、Ｑの精度はVRDのダイ
ナミックレンジの影響を受けないことになる。
んで、VRD入力を同程度に選べば、Ｑの精度はVRDのダイ
ナミックレンジの影響を受けないことになる。
実施例ではDUTをインダクタンスとしてのみ説明した
が、通常のＱメータで行えるコンデンサや誘電体の測定
が従来通り行えることは当業者には容易に理解されよ
う。
が、通常のＱメータで行えるコンデンサや誘電体の測定
が従来通り行えることは当業者には容易に理解されよ
う。
第１図は本発明の一実施例のＱメータの概略ブロック図
である。 第２図は、第１図のＱメータの同調制御を説明するため
の図、第３図は制御アルゴリズムを示すフロー図であ
る。 第４図は、バリコンＣによる同調精度をさらに高めるた
めに、可変容量ダイオードCvを付加する本発明の一実施
例を説明するための概略ブロック図である。 第５図はＱメータの原理を示すための回路図である。 100:Qアダプタ 102:測定用交流信号源 104:計算機 106:ベクトル比検出器（VRD） A1、A2、A3：増幅器 C:可変容量コンデンサ（バリコン） C1C2：容量変成器を構成するコンデンサ Ca:付加コンデンサ Cv:可変容量ダイオード M1：ステッピング・モータ MD:モータドライバ PG:パルス発生器 S:スイッチ T1：変成器 Zx:被測定素子（DUT）、インダクタの場合はZx＝ｒ＋ｊ
ωＬ
である。 第２図は、第１図のＱメータの同調制御を説明するため
の図、第３図は制御アルゴリズムを示すフロー図であ
る。 第４図は、バリコンＣによる同調精度をさらに高めるた
めに、可変容量ダイオードCvを付加する本発明の一実施
例を説明するための概略ブロック図である。 第５図はＱメータの原理を示すための回路図である。 100:Qアダプタ 102:測定用交流信号源 104:計算機 106:ベクトル比検出器（VRD） A1、A2、A3：増幅器 C:可変容量コンデンサ（バリコン） C1C2：容量変成器を構成するコンデンサ Ca:付加コンデンサ Cv:可変容量ダイオード M1：ステッピング・モータ MD:モータドライバ PG:パルス発生器 S:スイッチ T1：変成器 Zx:被測定素子（DUT）、インダクタの場合はZx＝ｒ＋ｊ
ωＬ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 27/26
Claims (8)
- 【請求項１】インダクタと可変コンデンサとの直列回路
を交流電圧で駆動し、該交流電圧と前記可変コンデンサ
端子間電圧とのベクトル比を求め、該ベクトル比の実数
部が零になるように前記可変コンデンサの容量を自動調
整するようにした、同調方法。 - 【請求項２】前記可変コンデンサの容量が前記ベクトル
比の実数部に従い、モータ駆動によって自動調整される
ことを含む請求項１に記載の同調方法。 - 【請求項３】前記可変コンデンサに並列に、固定容量コ
ンデンサと可変容量ダイオードとの直列回路を接続し、
バイアス手段により前記可変容量ダイオードに印加され
るバイアス電圧を自動調整して前記可変コンデンサの見
かけ上の分解能を向上させることを含む請求項２に記載
の同調方法。 - 【請求項４】被測定素子の一端に接続される交流信号源
と、 前記被測定素子の他端に接続され、該被測定素子と共に
直列共振回路を構成する可変コンデンサと、 前記交流信号源の出力電圧と前記可変コンデンサの端子
間電圧とのベクトル比を計算する手段と、 前記ベクトル比に基づいて前記直列共振回路を共振させ
るのに必要な前記可変コンデンサの容量の変量を決定す
る計算制御手段と、 前記決定された変量に従って前記可変コンデンサを回転
駆動して調整する手段と、 前記ベクトル比に基づいて前記被測定素子のＱを求める
手段と、 を備えて成るＱメータ。 - 【請求項５】前記可変コンデンサの駆動、調整が前記ベ
クトル比の実数部に従って行われるように前記計算制御
手段を構成したことを特徴とする請求項４に記載のＱメ
ータ。 - 【請求項６】前記可変コンデンサに並列接続された、固
定容量コンデンサと可変容量ダイオードとの直列接続回
路と、 前記可変容量ダイオードにバイアス電圧を与えるバイア
ス手段と、 をさらに備えて成る請求項４または５に記載のＱメー
タ。 - 【請求項７】前記ベクトル比を計算する前記手段が、前
記交流信号源の前記出力電圧を増幅して入力するための
手段をさらに備えて成ることを特徴とする請求項４、
５、または６に記載のＱメータ。 - 【請求項８】前記被測定素子がインダクタであって、該
インダクタのＱ値をＱ＝（１−Ｒ）/Iを用いて求めるよ
う前記Ｑを求める手段を構成したことを特徴とする請求
項４、５、６、または７に記載のＱメータ。ここで、Ｒ
およびＩはそれぞれ前記ベクトル比の実数部および虚数
部である。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21200389A JP2908816B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 同調方法及びｑメータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21200389A JP2908816B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 同調方法及びｑメータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0375574A JPH0375574A (ja) | 1991-03-29 |
| JP2908816B2 true JP2908816B2 (ja) | 1999-06-21 |
Family
ID=16615282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21200389A Expired - Fee Related JP2908816B2 (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 同調方法及びｑメータ |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP2908816B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5840886B2 (ja) | 2011-07-25 | 2016-01-06 | ソニー株式会社 | 検知装置、受電装置、送電装置、非接触電力伝送システム及び検知方法 |
| JP2015025791A (ja) * | 2013-07-29 | 2015-02-05 | 株式会社アドバンテスト | インピーダンス測定装置 |
-
1989
- 1989-08-17 JP JP21200389A patent/JP2908816B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH0375574A (ja) | 1991-03-29 |
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