JP2979524B2 - Ｑ値測定方法及びｑメータ - Google Patents
Ｑ値測定方法及びｑメータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はＱメータの誤差補正に関する。
［従来技術とその問題点］ 主にリアクタンス素子である被測定素子（以下DUTと
称する）の品質を表わす良さの指数Ｑは、永年にわたり
賞用されてきた。抵抗ｒとインダクタンスｌとの直列接
続素子の角周波数ωにおけるＱ値がＱ＝ωl/rであるこ
となどは、電子部品業界において、最も良く知られた関
係式とも言えよう。
称する）の品質を表わす良さの指数Ｑは、永年にわたり
賞用されてきた。抵抗ｒとインダクタンスｌとの直列接
続素子の角周波数ωにおけるＱ値がＱ＝ωl/rであるこ
となどは、電子部品業界において、最も良く知られた関
係式とも言えよう。
近年、特に無線周波（RF）インダクタンスやセラミッ
ク・コンデンサ、誘電体などの評価のため、Ｑ値の大き
な高QDUT（大幅Ｑ値が100以上である）の測定が望まれ
ている。さらに、高精度かつ自動測定が望まれている。
ク・コンデンサ、誘電体などの評価のため、Ｑ値の大き
な高QDUT（大幅Ｑ値が100以上である）の測定が望まれ
ている。さらに、高精度かつ自動測定が望まれている。
Ｑ値の測定をおこなう市販の測定器は、LCRメータと
Ｑメータの２種類に大別できる。
Ｑメータの２種類に大別できる。
LCRメータは、横河・ヒューレット・パッカード株式
会社社製のHP4285Aなど多数が市販されており、DUTの印
加電圧、電流のベクトル比を測定する装置である。
会社社製のHP4285Aなど多数が市販されており、DUTの印
加電圧、電流のベクトル比を測定する装置である。
測定器の構成と動作原理から、測定レンジはDUTのイ
ンピーダンスの絶対値IZIで定まる。Ｑ値はＺの実部を
ｒとすると、高QDUTにおいては、 である。
ンピーダンスの絶対値IZIで定まる。Ｑ値はＺの実部を
ｒとすると、高QDUTにおいては、 である。
今測定誤差を|Z|の±0.1％とすると、測定値Qmは、み
かけのＱ値であり となる。
かけのＱ値であり となる。
（２）式において、分子の|Z|の誤差は、分母の誤差
がはるかに大きいので省略した。
がはるかに大きいので省略した。
（３）式から、Ｑ＝100では誤差が10％にもなること
が容易に推察される。
が容易に推察される。
従って、LCRメータは比較的高速であるがＱ値の測定
を高精度でおこなうのは困難である。
を高精度でおこなうのは困難である。
一方、Ｑメータでは、DUTのリアクタンス分を付加リ
アクタンスによって共振させることを基本としている。
アクタンスによって共振させることを基本としている。
Ｑメータは二種類に大別される。一つは共振減衰法で
あり、DUTと付加リアクタンスから成る振幅の減衰率と
時間からＱ値を求める方法である。例えば、共振電圧が
2.7183分の１に減衰するまでの共振周波数のサイクル数
をＮとすると、Ｑ＝πＮである。
あり、DUTと付加リアクタンスから成る振幅の減衰率と
時間からＱ値を求める方法である。例えば、共振電圧が
2.7183分の１に減衰するまでの共振周波数のサイクル数
をＮとすると、Ｑ＝πＮである。
この方法では、振幅検出器の構成が複雑で、Ｎの計数
タイミングが困難であり高周波において、その精度が劣
化する。
タイミングが困難であり高周波において、その精度が劣
化する。
第２の方法は共振電圧の上昇比を用いる方法である。
第５図はその原理を示す。DUTZXがインダクタで、付
加の可変容量（以下バリコンと称す）Ｃ及び交流電源ｅ
と直列接続される。
加の可変容量（以下バリコンと称す）Ｃ及び交流電源ｅ
と直列接続される。
DUTのインピーダンスZXをZX＝ｒ＋ｊωｌとする。
ｒは抵抗成分、１はインダクタンス成分、ωは交流電
源ｅの出力ｅの角周波数、j2＝−１である。バリコンＣ
を可変して、ωｌ＝1/（ωｃ）とするとDUTのＱ（＝ωl
/r）は次式となる。
源ｅの出力ｅの角周波数、j2＝−１である。バリコンＣ
を可変して、ωｌ＝1/（ωｃ）とするとDUTのＱ（＝ωl
/r）は次式となる。
但し、ＶはバリコンＣの端子間電圧である。原初的Ｑ
メータでは、交流電源ｅの出力電圧ｅを一定とし、バリ
コンＣを手動可変し、端子間電圧Ｖの最大値をアナログ
電圧計で測定指示していた。
メータでは、交流電源ｅの出力電圧ｅを一定とし、バリ
コンＣを手動可変し、端子間電圧Ｖの最大値をアナログ
電圧計で測定指示していた。
従って、人手がかかり遅く測定値も人によりばらつく
という欠点がある。ｅ＝一定についても構造上問題があ
り、佐々木、横田により電子技術総合研究所彙報、第34
巻第９号、第767頁乃至第774頁に詳細な解析がなされて
いる。それによれば、Ｑ＝≧100になるとｅの変化が無
視できなくなり、Ｑの大きいものほど同調点でのｅのず
れは大きくなる。
という欠点がある。ｅ＝一定についても構造上問題があ
り、佐々木、横田により電子技術総合研究所彙報、第34
巻第９号、第767頁乃至第774頁に詳細な解析がなされて
いる。それによれば、Ｑ＝≧100になるとｅの変化が無
視できなくなり、Ｑの大きいものほど同調点でのｅのず
れは大きくなる。
Ｑメータの自動化は種々の方法で行われた。バリコン
Ｃをモータで回転して、電圧Ｖの振幅のピーク値を表示
させる方法では、上述のｅのずれによる誤差の問題は解
決されず、かつモータの回転速度をＱ値によって調整し
なければならなかった。高Ｑではゆっくり回転させない
と測定値が低くなる。さらに、測定に必ずしも必要でな
いバリコンＣの値の全範囲を掃引するため、時間がかか
り、従って、出力のピーク値検出も複雑になった。
Ｃをモータで回転して、電圧Ｖの振幅のピーク値を表示
させる方法では、上述のｅのずれによる誤差の問題は解
決されず、かつモータの回転速度をＱ値によって調整し
なければならなかった。高Ｑではゆっくり回転させない
と測定値が低くなる。さらに、測定に必ずしも必要でな
いバリコンＣの値の全範囲を掃引するため、時間がかか
り、従って、出力のピーク値検出も複雑になった。
別の方法として、目黒電波測定器株式会社製のMS−88
27LQメータでは、第５図のｅとＶの位相差を検出して、
同調点において該位相差が90゜となるように、ωを自動
制御してＶを測定しＱを求めている。典型的な測定速度
は140msである。この方法においても、ｅの変化による
誤差の発生が避けられないとともに、一定周波数でＱ値
測定は自動化されない。電子部品は、一定周波数で測
定、使用が多くなり、一定周波数での迅速な測定が望ま
しい。
27LQメータでは、第５図のｅとＶの位相差を検出して、
同調点において該位相差が90゜となるように、ωを自動
制御してＶを測定しＱを求めている。典型的な測定速度
は140msである。この方法においても、ｅの変化による
誤差の発生が避けられないとともに、一定周波数でＱ値
測定は自動化されない。電子部品は、一定周波数で測
定、使用が多くなり、一定周波数での迅速な測定が望ま
しい。
また位相差が90゜よりわずかに変化した時の誤差の発
生もわずかに残る。
生もわずかに残る。
特願平01−212003に開示された発明では、まず自動同
調方式でＱを測定し、従来のＱメータの不便さ、不安定
さを改善する。また同調方式として発振周波数を調節し
て同調をとるのではなく、バリコンを回転することによ
って同調をとるため周波数を固定したままでＱが測定で
きる。先に述べたＱメータの構造的な誤差要因について
も、DUTの両端の電圧を測定することで解消することが
できる。
調方式でＱを測定し、従来のＱメータの不便さ、不安定
さを改善する。また同調方式として発振周波数を調節し
て同調をとるのではなく、バリコンを回転することによ
って同調をとるため周波数を固定したままでＱが測定で
きる。先に述べたＱメータの構造的な誤差要因について
も、DUTの両端の電圧を測定することで解消することが
できる。
さらに、同調点から若干のずれがあっても補正式によ
り正しくＱを測定することができる。このことは、生産
現場で、特に高速測定を望む場合有益であり、ハンドラ
に接続して高速GO−NOGO自動選別が行える。
り正しくＱを測定することができる。このことは、生産
現場で、特に高速測定を望む場合有益であり、ハンドラ
に接続して高速GO−NOGO自動選別が行える。
第１図は該発明の一実施例の自動化Ｑメータのブロッ
ク図である。
ク図である。
Ｑアダプタ100は、信号源102の交流信号を入力し、DU
TZXに印加する。結果として生ずる共振電圧と該印加電
圧はベクトル比検出器（VRD）106に入力されて、それら
のベクトル比が求められる。計算機104はそのベクトル
比に基づいて、バリコンＣを可変して同調を確立すると
ともに、Ｑ値を計算し表示する。またはＱ値を別の機器
に出力する。
TZXに印加する。結果として生ずる共振電圧と該印加電
圧はベクトル比検出器（VRD）106に入力されて、それら
のベクトル比が求められる。計算機104はそのベクトル
比に基づいて、バリコンＣを可変して同調を確立すると
ともに、Ｑ値を計算し表示する。またはＱ値を別の機器
に出力する。
第１図から明らかなように、信号源102の出力は変成
器T1によって一般に降圧されて、交流電圧ｅが端子Ｌに
印加される。DUTZXは一端を接地されたバリコンＣの一
方の端子Ｈと端子Ｌ間に接続される。バリコンＣにはコ
ンデンサC1とC2の直列回路が、C2の一方の端子を接地す
るように、並列接続される。コンデンサC1とC2は容量変
成器（変成比:C1/（C1＋C2）≡（kc）として動作し、バ
リコンＣの端子間交流電圧ＶをkcVにするとともに、コ
ンデンサC2に接続された高入力インピーダンスを有する
増幅器A2の入力インピーダンスの影響を軽減する。その
理由を次に説明する。以下において、増幅器A2の入力ア
ドミタンスG2をG2＝ｇ＋ｊωC2とする。ｇは実部、j2＝
−１、ωは角周波数、C2は入力容量である。増幅器A2固
有の入力容量はコンデンサC2に既に含まれていると考え
る。コンデンサC1とC2の直列回路のアドミタンスG12は
次式である。
器T1によって一般に降圧されて、交流電圧ｅが端子Ｌに
印加される。DUTZXは一端を接地されたバリコンＣの一
方の端子Ｈと端子Ｌ間に接続される。バリコンＣにはコ
ンデンサC1とC2の直列回路が、C2の一方の端子を接地す
るように、並列接続される。コンデンサC1とC2は容量変
成器（変成比:C1/（C1＋C2）≡（kc）として動作し、バ
リコンＣの端子間交流電圧ＶをkcVにするとともに、コ
ンデンサC2に接続された高入力インピーダンスを有する
増幅器A2の入力インピーダンスの影響を軽減する。その
理由を次に説明する。以下において、増幅器A2の入力ア
ドミタンスG2をG2＝ｇ＋ｊωC2とする。ｇは実部、j2＝
−１、ωは角周波数、C2は入力容量である。増幅器A2固
有の入力容量はコンデンサC2に既に含まれていると考え
る。コンデンサC1とC2の直列回路のアドミタンスG12は
次式である。
式（５）において、g2＜＜ω2C2（C1＋C2）として、
近似計算をおこなった。ｇがコンデンサC2の損失係数を
大きくしていないという仮定をしたことになり、実際そ
のようにできる。損失係数をコンデンサC2とコンデンサ
C1、C2の結合について比較すると、 となり、kc（＜１）倍となり改善される。
近似計算をおこなった。ｇがコンデンサC2の損失係数を
大きくしていないという仮定をしたことになり、実際そ
のようにできる。損失係数をコンデンサC2とコンデンサ
C1、C2の結合について比較すると、 となり、kc（＜１）倍となり改善される。
従って増幅器A2の測定値に及ぼす誤差は、kcを10以上
に選べば十分無視できる。
に選べば十分無視できる。
増幅器A1の入力インピーダンスは、変成器T1の出力イ
ンピーダンスが小さいので、ほとんど問題にならない。
ンピーダンスが小さいので、ほとんど問題にならない。
計算機104はパルス発生器PGを介してモータ・ドライ
バMDに制御入力を与え、よってステッピング・モータ等
のモータM1を駆動する。
バMDに制御入力を与え、よってステッピング・モータ等
のモータM1を駆動する。
バリコンＣとその並列コンデンサC1、C2との合成容量
をC0とおくと、 となる。
をC0とおくと、 となる。
今増幅器A1、A2、A3の電圧増幅度をA1、A2、A3とお
く。増幅器A3の入力がスイッチＳにより択一的に増幅器
A1、A2に接続されたときの増幅器A3の出力電圧はそれぞ
れV31、V32であって、以下のように表わされる。
く。増幅器A3の入力がスイッチＳにより択一的に増幅器
A1、A2に接続されたときの増幅器A3の出力電圧はそれぞ
れV31、V32であって、以下のように表わされる。
V31＝A1A3e≡k31e ……（８） V32＝kcA2A3V≡k32V ……（９） 増幅度A1、A2、A3は、後述するベクトル比検出器VRD
への入力を調整して、|V31|≒|V32|に近くなるようにし
て、検出精度を高めるようにされる。
への入力を調整して、|V31|≒|V32|に近くなるようにし
て、検出精度を高めるようにされる。
DUTのＱ値が高い場合はA1を大きくするなどの操作が
好ましい。
好ましい。
次に自動同調について説明する。
ベクトル比検出器106は、式（８）、（９）のV31、V
32を入力しそれぞれを直交分解してあるいは一方を基準
として測定し、デジタル化して計算器104へ出力する。
計算機は、ベクトル比V31/V32を計算した後、該ベクト
ル比の実部によりモータM1を制御する。
32を入力しそれぞれを直交分解してあるいは一方を基準
として測定し、デジタル化して計算器104へ出力する。
計算機は、ベクトル比V31/V32を計算した後、該ベクト
ル比の実部によりモータM1を制御する。
まず第１図において、 とおく、但し、 なる関係式が成り立っている。
計算機はＲ（C0）によって、モータM1を制御し、Ｉよ
り同調時（ω2lC0＝１）に、 とＱが基まる。
り同調時（ω2lC0＝１）に、 とＱが基まる。
Ｒ（C0）は、ω2lが一定のときにC0に比例し、同調時
に０となる。従ってＲ（C0）を用いれば同調点を求める
制御が容易である。
に０となる。従ってＲ（C0）を用いれば同調点を求める
制御が容易である。
第２図に示すように、まずＲ（C0）を測定し、それを
Rmeasとし、これがRtgt（＝０）に等しくなるように負
帰還制御をおこなう。同調システムは共振回路である。
Rmeasとし、これがRtgt（＝０）に等しくなるように負
帰還制御をおこなう。同調システムは共振回路である。
C0の比例定数k31ω2l/k32は、ω2lに依存するから、
負帰還ループの他のゲインを該比例定数に合わせて変化
させれば、DUTが異っても同じ収束条件を満すことがで
きる。
負帰還ループの他のゲインを該比例定数に合わせて変化
させれば、DUTが異っても同じ収束条件を満すことがで
きる。
第３図に制御アルゴリズムを示す。簡単のためk31/k
32＝１、ω2l＝ｋとおいてある。
32＝１、ω2l＝ｋとおいてある。
ステップ300において測定が開始され、ステップ302に
おいて、カウンタｉの値を１とする。ステップ304にお
いて、C0＝C1におけるＲ（C1）＝R1を測定する。ステッ
プ306ではC1、R1、よりｋ＝（１−R1）/C1を計算する。
C1はモータの回転角より決定される。ステップ308にお
いてモータの所要回転量を定める。回転量は容量C0の計
算値Ｃ∞とC1との差ΔＣで定められる。
おいて、カウンタｉの値を１とする。ステップ304にお
いて、C0＝C1におけるＲ（C1）＝R1を測定する。ステッ
プ306ではC1、R1、よりｋ＝（１−R1）/C1を計算する。
C1はモータの回転角より決定される。ステップ308にお
いてモータの所要回転量を定める。回転量は容量C0の計
算値Ｃ∞とC1との差ΔＣで定められる。
Ｒ（Ｃ∞）＝１−kC∞＝０ 従って とΔＣが定められる。
ΔＣがモータの１ステップで変化する量ε未満であれ
ば、即わち殆んど同調が完了していれば、測定は終了し
てよい。ステップ310では、この判断をおこなってい
る。ΔＣ＜εのときはＱ＝1/Iを表示するステップ318を
経てステップ320で終了する。ΔＣ≧εでは、カウンタ
ｉの値をｉ＋１とし（ステップ312）、ステップ314でバ
リコン容量を変えてC0をΔＣ変化させて、ステップ314
でＲ（Ci）＝Riを測定して、ステップ308に戻る。
ば、即わち殆んど同調が完了していれば、測定は終了し
てよい。ステップ310では、この判断をおこなってい
る。ΔＣ＜εのときはＱ＝1/Iを表示するステップ318を
経てステップ320で終了する。ΔＣ≧εでは、カウンタ
ｉの値をｉ＋１とし（ステップ312）、ステップ314でバ
リコン容量を変えてC0をΔＣ変化させて、ステップ314
でＲ（Ci）＝Riを測定して、ステップ308に戻る。
前記の方法では、モータの最小ステップによる分解能
εの制限がある。例えばC0の最大値を500pFを1000ステ
ップで変化させると、１ステップ0.5pFである。第４図
はこの制限を除くため、可変容量ダイオードCVを付加容
量Caと共にバリコンＣに並列接続する方法を示す。可変
容量ダイオードCVは減結合対抗Rdを介してデジタル・ア
ナログ変換器（DAC）401の出力でバイアスされる。DAC4
01の入力は、計算機104で制御されている。
εの制限がある。例えばC0の最大値を500pFを1000ステ
ップで変化させると、１ステップ0.5pFである。第４図
はこの制限を除くため、可変容量ダイオードCVを付加容
量Caと共にバリコンＣに並列接続する方法を示す。可変
容量ダイオードCVは減結合対抗Rdを介してデジタル・ア
ナログ変換器（DAC）401の出力でバイアスされる。DAC4
01の入力は、計算機104で制御されている。
可変容量ダイオードCVの追加により、分解能は1/100
〜1/1000に向上する。
〜1/1000に向上する。
つぎに同調点になく離調した場合の補正計算について
述べる。
述べる。
式（９）、（10）をもう一度下記すれば、 である。
したがって、 k31/k32＝１の場合は、 となり、交流電圧ｅと端子間電圧Ｖのベクトル比からＱ
が求まる。
が求まる。
同調がとれたときはＲ（C0）＝０、Ｑ＝1/Iで通常の
Ｑメータと同じになる。つまり、ベクトル比検出器106
を用いることで同調がとれてなくてもＱ測定が可能にな
る。
Ｑメータと同じになる。つまり、ベクトル比検出器106
を用いることで同調がとれてなくてもＱ測定が可能にな
る。
ベクトル比検出器を用いているため、ＲとＩの測定の
際に位相誤差の影響がでてくる。同調点においては位相
誤差の影響は０であるが、同調点からずれるに従って位
相誤差の影響が大きくなり、精度が悪下する。
際に位相誤差の影響がでてくる。同調点においては位相
誤差の影響は０であるが、同調点からずれるに従って位
相誤差の影響が大きくなり、精度が悪下する。
したがって、測定速度は多少おそくても高精度でＱを
測定したいという目的で、完全にバリコンが同調がとれ
るまで調節し、従来のＱメータと同様の測定方法でＱを
求めればよい。一方、多少精度は悪くてもよいから高速
で測定したいという目的では、バリコンを適当な位置に
固定しておいて、ＲとＩを測定し先に述べた式によりＱ
を求めればよい。バリコンを動かし同調をとる時間がは
ぶけるため、VRDの測定速度でＱの測定速度が決まる。
現在使用されているVRDは30msec程度でＱが測定できる
ことになり、従来のＱメータでは達成できなかった測定
速度が実現できる。
測定したいという目的で、完全にバリコンが同調がとれ
るまで調節し、従来のＱメータと同様の測定方法でＱを
求めればよい。一方、多少精度は悪くてもよいから高速
で測定したいという目的では、バリコンを適当な位置に
固定しておいて、ＲとＩを測定し先に述べた式によりＱ
を求めればよい。バリコンを動かし同調をとる時間がは
ぶけるため、VRDの測定速度でＱの測定速度が決まる。
現在使用されているVRDは30msec程度でＱが測定できる
ことになり、従来のＱメータでは達成できなかった測定
速度が実現できる。
前記いずれのＱメータにおいても、共通した誤差の要
因が存在し、それは補正されるべきである。
因が存在し、それは補正されるべきである。
即ち、第５図において、V/eの測定に誤差を導入する
要因がそれである。それは例えば第１図のＱメータの増
幅器A1、A2、コンデンサC1、C2、スイッチＳなどの設計
・製造における誤差、環境に依存する変動誤差に起因す
る。そして、前記式（８）′においてk31/k32が不確定
となり、Ｑ値に誤差が含まれる欠点を有する。従って、
本発明ではこのような不確かさを含む測定値をみかけの
Ｑと称する。これは、LCRメータを用いた場合でも、電
圧上昇比を用いた場合でも避けられない誤差である。
要因がそれである。それは例えば第１図のＱメータの増
幅器A1、A2、コンデンサC1、C2、スイッチＳなどの設計
・製造における誤差、環境に依存する変動誤差に起因す
る。そして、前記式（８）′においてk31/k32が不確定
となり、Ｑ値に誤差が含まれる欠点を有する。従って、
本発明ではこのような不確かさを含む測定値をみかけの
Ｑと称する。これは、LCRメータを用いた場合でも、電
圧上昇比を用いた場合でも避けられない誤差である。
［発明の目的］ 従って本発明の目的は、既知インピーダンスによる校
正を用いて、測定されたみかけのＱ値の誤差の一部を補
正し、前記の欠点を解消することである。
正を用いて、測定されたみかけのＱ値の誤差の一部を補
正し、前記の欠点を解消することである。
［発明の概要］ 測定端子に既知インピーダンスを接続して測定をおこ
なえば、V/eが既知となるので、それをHSとおくと、式
（８）′から、k31/k32＝（V31/V32）HSが導かれ、従っ
て、このk31/k32を式（11）に代入すれば、k31/k32によ
らない補正されたＱ値が求められる。
なえば、V/eが既知となるので、それをHSとおくと、式
（８）′から、k31/k32＝（V31/V32）HSが導かれ、従っ
て、このk31/k32を式（11）に代入すれば、k31/k32によ
らない補正されたＱ値が求められる。
［発明の実施例の詳細な説明］ 第１図において、DUTZXを短絡バーにおきかえると、
ｅ＝Ｖである。このとき、DUTZXを測定する同調周波数
と同じ周波数を用い、励振レベルも誤差発生状況を近似
させるのが望ましい。前記式（８）′の右辺前半から、
測定時のV31をV31S、V32をV32Sとおくと、 である。V31S/V32Sを既知インピーダンスのみかけのＱ
値と称する。
ｅ＝Ｖである。このとき、DUTZXを測定する同調周波数
と同じ周波数を用い、励振レベルも誤差発生状況を近似
させるのが望ましい。前記式（８）′の右辺前半から、
測定時のV31をV31S、V32をV32Sとおくと、 である。V31S/V32Sを既知インピーダンスのみかけのＱ
値と称する。
式（13）を式（11）に代入すれば、 とＱ値が求まる。
前記短絡バーを用い、そのインピーダンスをゼロとし
うる場合は前記式（13）、（14）によりＱ値が求まる
が、短絡バーのインダクタンスＬが無視しえない場合、
前記式（13）は次式となる。ただし、この場合式
（８）′のV31をV31S′、V32をV32′とする。みかけの
Ｑ値は、 式（15）において、Ｌは短絡バーのインダクタンスで、
C0は同調コンデンサ容量であり、双方とも既知である。
短絡バーの抵抗は無視されている。式（15）を式（11）
に代入すれば、 とＱ値が求まる。
うる場合は前記式（13）、（14）によりＱ値が求まる
が、短絡バーのインダクタンスＬが無視しえない場合、
前記式（13）は次式となる。ただし、この場合式
（８）′のV31をV31S′、V32をV32′とする。みかけの
Ｑ値は、 式（15）において、Ｌは短絡バーのインダクタンスで、
C0は同調コンデンサ容量であり、双方とも既知である。
短絡バーの抵抗は無視されている。式（15）を式（11）
に代入すれば、 とＱ値が求まる。
なお、短絡バーを既知インピーダンスZRとした場合で
も、このような誤差補正が可能である。第１図におい
て、 故に、 式（18）を式（８）′に代入し、前記と同様にサフィッ
クスＲを用いれば、みかけのＱ値は、 となる。
も、このような誤差補正が可能である。第１図におい
て、 故に、 式（18）を式（８）′に代入し、前記と同様にサフィッ
クスＲを用いれば、みかけのＱ値は、 となる。
式（19）を式（11）に代入すれば、 とＱ値が求まる。
前記各式の計算は本発明を実施する装置に装備された
マイクロコンピュータによっておこなわれる。
マイクロコンピュータによっておこなわれる。
［発明の効果］ 前述のとおり、本発明の実施により、励振電圧ｅ、共
振電圧Ｖの比測定における伝送路誤差が除かれる。従っ
て、増幅器の経時変化、温度特性、周波数特性などに影
響されないＱ値の測定が可能となり、実用に供して有益
である。
振電圧Ｖの比測定における伝送路誤差が除かれる。従っ
て、増幅器の経時変化、温度特性、周波数特性などに影
響されないＱ値の測定が可能となり、実用に供して有益
である。
また、特願平01−212003に記載の発明の利点を何等損
なうことなく、本発明が実施できるのも特徴である。
なうことなく、本発明が実施できるのも特徴である。
第１図は本発明の一実施例を説明するためのＱメータの
概略ブロック図である。 第２図は、第１図のＱメータの同調制御を説明するため
の図、第３図は制御アルゴリズムを示すフロー図であ
る。 第４図は、バリコンＣによる同調精度をさらに高めるた
めに、可変容量ダイオードCVを付加する本発明の一実施
例を説明するための概略ブロック図である。 第５図はＱメータの原理を示すための回路図である。 100:Qアダプタ 102:測定用交流信号源、104:計算機 106:ベクトル比検出器（VRD） A1、A2、A3:増幅器 C:可変容量コンデンサ（バリコン） C1、C2:容量変成器を構成するコンデンサ Ca:付加コンデンサ CV:可変容量ダイオード M1:ステッピング・モータ MD:モータドライバ PG:パルス発生器、S:スイッチ T1:変成器 ZX:被測定素子（DUT）、インダクタの場合はZX＝ｒ＋ｊ
ωｌ
概略ブロック図である。 第２図は、第１図のＱメータの同調制御を説明するため
の図、第３図は制御アルゴリズムを示すフロー図であ
る。 第４図は、バリコンＣによる同調精度をさらに高めるた
めに、可変容量ダイオードCVを付加する本発明の一実施
例を説明するための概略ブロック図である。 第５図はＱメータの原理を示すための回路図である。 100:Qアダプタ 102:測定用交流信号源、104:計算機 106:ベクトル比検出器（VRD） A1、A2、A3:増幅器 C:可変容量コンデンサ（バリコン） C1、C2:容量変成器を構成するコンデンサ Ca:付加コンデンサ CV:可変容量ダイオード M1:ステッピング・モータ MD:モータドライバ PG:パルス発生器、S:スイッチ T1:変成器 ZX:被測定素子（DUT）、インダクタの場合はZX＝ｒ＋ｊ
ωｌ
Claims (4)
- 【請求項１】被測定素子と可変コンデンサとの直列回路
を交流電圧で駆動し、該交流電圧と前記可変コンデンサ
端子間電圧とのベクトル比を求め、該ベクトル比の実数
部が零になるように前記可変コンデンサを調整し、前記
直列回路が共振状態になったときの前記ベクトル比から
前記被測定素子のＱ値を求める、Ｑ値測定方法におい
て、 （ａ）前記被測定素子の替わりに既知のインピーダンス
値を有する校正素子を接続して直列回路を構成するステ
ップと、 （ｂ）前記の如く該直列回路を共振状態にするステップ
と、 （ｃ）該共振状態における前記交流電圧と前記可変コン
デンサ端子間電圧とのベクトル比の実測値である第１の
ベクトル比を測定するステップと、 （ｄ）前記校正素子の既知のインピーダンス値から、前
記交流電圧と前記可変コンデンサ端子間電圧とのベクト
ル比の理論値である第２のベクトル比を求めるステップ
と、 （ｅ）前記第１のベクトル比と前記第２のベクトル比か
ら補正係数を求めるステップと、 （ｆ）前記校正素子に替えて前記被測定素子を接続し、
前記の如く測定したＱ値に前記補正係数を乗じてこれを
前記被測定素子のＱ値とするステップと を設けたことを特徴とするＱ値測定方法。 - 【請求項２】前記ステップ（ｅ）において求めた補正係
数を記憶するステップと、 前記記憶された補正係数を使用して前記ステップ（ｆ）
を繰り返すステップとをさらに含むことを特徴とする請
求項１に記載のＱ値測定方法。 - 【請求項３】被測定素子の測定周波数に応じて前記交流
電圧の周波数を変えて前記ステップ（ｂ）〜（ｅ）を実
行することを特徴とする請求項１または請求項２に記載
のＱ値測定方法。 - 【請求項４】被測定素子の一端に接続される交流信号源
と、 前記被測定素子の他端に接続され、該被測定素子と共に
直列共振回路を構成する可変コンデンサと、 前記交流信号源の出力電圧と前記可変コンデンサの端子
間電圧とのベクトル比を計算するベクトル比計算手段
と、 前記ベクトル比計算手段によって計算されたベクトル比
に基づいて、前記直列共振回路を共振させるのに必要な
前記可変コンデンサの容量の変量を決定する、計算制御
手段と、 前記計算制御手段によって決定された変量に従って、前
記可変コンデンサを回転駆動して調整する、可変コンデ
ンサ調整手段と、 前記ベクトル比に基づいて前記被測定素子のＱ値を求め
るＱ値計算手段と を備えているＱメータにおいて、 前記被測定素子の替わりに既知のインピーダンス値を有
する校正素子が前記直列回路に接続された時に、前記可
変コンデンサ調整手段を使って前記可変コンデンサを調
整し、前記計算制御手段による制御によって前記回路が
共振状態になった時点で前記ベクトル比計算手段によっ
て測定された前記交流信号源の出力電圧と前記可変コン
デンサの端子間電圧とのベクトル比を第１のベクトル比
とし、これと、前記接続された校正素子の既知のインピ
ーダンス値から前記交流信号源の出力電圧と前記可変コ
ンデンサ端子間電圧とのベクトル比の理論値である第２
のベクトル比から補正係数を求めて、これを記憶し、前
記校正素子に替えて前記被測定素子が接続された時に、
前記Ｑ値計算手段によって出力されるＱ値に前記補正係
数を乗じて、これを前記被測定素子のＱ値として出力す
るマイクロコンピュータを具備したことを特徴とするＱ
メータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2037968A JP2979524B2 (ja) | 1990-02-19 | 1990-02-19 | Ｑ値測定方法及びｑメータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2037968A JP2979524B2 (ja) | 1990-02-19 | 1990-02-19 | Ｑ値測定方法及びｑメータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03239968A JPH03239968A (ja) | 1991-10-25 |
| JP2979524B2 true JP2979524B2 (ja) | 1999-11-15 |
Family
ID=12512368
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2037968A Expired - Fee Related JP2979524B2 (ja) | 1990-02-19 | 1990-02-19 | Ｑ値測定方法及びｑメータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2979524B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103323676B (zh) * | 2013-05-31 | 2016-03-02 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 三电平拓扑的杂散电感的测试方法和测试装置 |
-
1990
- 1990-02-19 JP JP2037968A patent/JP2979524B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03239968A (ja) | 1991-10-25 |
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