JP2895494B2 - テレビ信号に於けるノイズ削減 - Google Patents

テレビ信号に於けるノイズ削減

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JP2895494B2 JP63502832A JP50283288A JP2895494B2 JP 2895494 B2 JP2895494 B2 JP 2895494B2 JP 63502832 A JP63502832 A JP 63502832A JP 50283288 A JP50283288 A JP 50283288A JP 2895494 B2 JP2895494 B2 JP 2895494B2
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Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビ信号に於けるノイズ削減に関し、特
に高品位テレビ信号、例えばF.M.として送信される高品
位マルチプレックスアナログ成分（HD−MAC）テレビ信
号に関する。
高品位テレビ信号は通常のT.V.信号に対してノイズの
問題を増加させた。例えばHD MACに於いて、“縦横比
（aspect ratio）"5:3のT.V.画像に対して送信された
映像信号は、信号ベースバンド帯域の増加、デコンプレ
ッション比に於ける増加、及び4Hから3H（ＨはT.Vスク
リーンの高さ）への視距離（viewing distance）の減
少によるノイズ問題を増加した。再生された信号が十分
に高品質であることを保証するために、高品位信号につ
いてノイズ削減技術を適用することが望ましい。
更にこの点に於ける問題は、通常の信号と一緒に高品
位T.V.信号を“混合”信号の形で送信するのが望ましい
場合があるという事実に関する。高品位信号を生成する
ために必要な、付加的情報を伴う通常のMAC信号によっ
て、実際に構成されるHD MACが例示される。通常のMAC
受信器は、通常のMAC信号を使用するだけであるが、HD
MAC対応の受信器は、高品位画像及び音声を再生する
ための完全信号を使用する。
従って、高品位信号に関する付加的なノイズ問題を削
減するために適用されるあらゆるノイズ削減技術は、混
合信号内の高品位信号と一緒に送信されたあらゆる通常
の信号に影響を及ぼすものであってはならない。即ち、
従来技術によって処理されるような、通常信号の送信及
び処理に於ける両立性が保証される必要がある。
この発明は、高品位テレビ信号の処理方法を提供し、
この処理方法は、信号を濾波し、高周波数サブバンド
（sub−band）及び低周波数サブバンドを与えるステッ
プと、高周波数サブバンドに対して非線形プリエンファ
シス（pre−emphasis）を適用するステップと、信号を
再構成し、送信するステップと、信号を受信するステッ
プと、受信した信号を濾波し、高周波数及び低周波数サ
ブバンドを供給するステップと、及び高周波数サブバン
ドに対して非線形ディエンファシス（de−emphasis）を
適用するステップより構成される。
高周波サブバンドに適用される非線形プリエンファシ
ス及びディエンファシスは、高品位テレビ信号に対する
適切なノイズ削減を提供し、許容できる受信信号を供給
する。
更に、高品位信号に伴う一般的なあらゆる信号が、実
質的にこの処理によって影響されないように、即ち高品
位信号を処理できない一般的な受信器によって、通常の
信号が容認できるレベルに再生されるという意味で、周
波数の分離及び非線形機能（non−linear function）
が構成される。これは、通常の信号（HD MACの場合、
8.4MHz以下）を再生するためには、送信された低周波数
信号のみを処理すれば良いので、HD MACのような合成
信号に於いては、高周波数に対するプリエンファシス及
びディエンファシスは通常の信号に対して大きな影響を
与えないからである。
低周波バンドはプリ／ディエンファシス特性が適用さ
れないという事実は、周波数の増加に伴うノイズと隣接
チャンネルの干渉に関して、高品位信号の明らかな品質
低下とはならないことを示す。従って、送信された信号
のノイズに関して、最も決定的なのは高周波数である。
信号に適用されるフィルタ特性は、ノイズ削減効果に
関する通常の処理との両立性を考慮に入れて、高品位信
号に対し選択される。信号の大部分がプリエンファシス
（及びノイズ削減）のために濾波されるほど、更に両立
性は影響を受けるようになる。妥協策が必要である。
更にこの発明は、高品位テレビ信号を高周波、及び低
周波サブバンドに分けるために構成されたフィルタ手段
と、高周波サブバンドに対する非線形ディエンファシス
を適用する手段よりなる受信回路を提供する。
適用される非線形プリ／ディエンファシス特性は、最
大振幅電圧信号が影響を受けないような特性であること
が望ましい。例えばIVが最大のHD MACに於いて、この
発明のプリエンファシスが適用されたIVマルチバースト
入力は、IVマルチバーストとして現れる。振幅が減少す
るに従って、適用されるプリエンファシスの量は増加
し、ディエンファシス特性については逆特性である。
更に非線形特性は、その影響が静的偏倚とは独立して
おり、静的偏倚によるノイズ変換の影響が取り除かれる
ように好適に設計される。
更に、非線形特性は、大入力に於いて、スレショルド
スパイクがほぼ歪まずに通過するように線形となるよう
に構成され、システムはF.M.スレショルドに対する悪影
響を誘起しない。
非線形特性（電圧入力／電圧出力）は、１つの中間部
と２つの端部からなる３つの曲線で構成される。中間部
は所定の傾斜を有し、一方の端部は他方の端部と同一の
傾斜を有するが、中間部の傾斜とは異なっている。この
非線形特性は、１つの線形関数として構成することがで
きる（３つの直線分は一緒にされる）。しかし、我々は
更に、この関数の有益性は、連続曲線の場合に形成され
ることを発見した。
この発明は、デジタル又はアナログ処理技術を用いて
構成することができる。この２つの技術に於ける問題
は、プリエンファシス及びディエンファシス特性がコン
プリメンタリ（即ち、お互いが“ミラー”イメージ）で
あることが望まれ、コンプリメンタリでない場合、エラ
ーが処理の過程で生じることである。
アナログ処理技術に於いて、我々は、信号にプリエン
ファシスを適用するフィードバックループを用いて、コ
リプリメンタリ・プリエンファシス及びディエンファシ
スを保証することが可能であることを発見した。このフ
ィードバックループは、これに適用されるディエンファ
シス特性に対応する特性を有する。
この発明は更に、高品位テレビ信号に非線形プリエン
ファシスを適用するための、アナログプリエンファシス
回路を提供し、この回路は、フィードバック信号に対し
て、ディエンファシス特性を供給するための手段を含む
フィードバックループによって構成され、このディエン
ファシス特性は、プリエンファシス回路によって処理さ
れた後、プリエンファシスされた信号に適用されるディ
エンファシス特性に一致する特性を有する。
デジタル処理技術に於いて、デジタルのプリ及びディ
エンファシス回路を単純に用いて、コリプリメンタリの
プリ及びディエンファシスを保証するのは理論的に不可
能である。簡単なプリ及びディエンファシス回路には、
常に幾らかのエラーが伴う。しかし、コンプリメンタリ
ではないプリ及びディエンファシス回路によって生じた
エラーの大きさを計測することが可能であるために、こ
のエラーを校正する伝達関数（transfer function）を
設計することが又可能であり、この伝達関数は、プリエ
ンファシスが適用される前のプリコレクタ（pre−corre
ctor）として好適に適用される。
プリコレクタに必要な伝達関数が、非線形係数を有す
るデジタルフィルタによって導入することが可能である
が、このような伝達関数を導入するのに必要なフィルタ
は，実に複雑であり、このようなフィルタはまだ開発さ
れていない。
我々はプリエンファシス機能（function）が極めて簡
単な方法で実現できることを発見した。
更にこの発明は、デジタルプリエンファシスの前段
に、高品位テレビ信号に対するプリコレクション（pre
−correction）を適用するためのプリコレクタ回路を提
供し、この回路は、この信号に対して少なくとも２つの
分離したフィルタ特性を供給するためのフィルタ手段
と、１つの周波数バンドに対する非線形伝達関数を適用
するための手段より構成される。
プリコレクタに要求される、あらゆる入力レベルにつ
いての周波数応答を考慮する場合、所望のフィルタ及び
伝達関数応答は、特定の実施例に関する以下の説明に於
いて、検討される論理設計によって計算される。
デジタルのプリ及びディエンファシスに間する周波数
応答（第８図参照）は、異なる周波数の値に対して非線
形であり、応答は各電圧値に対しても異なる。プリコレ
クタは、１つの参照周波数に於いて、全ての電圧が正し
く補償されるような参照周波数に対する、非線形伝達関
数を選択することによって好適に設計される。プリコレ
クタに２つのフィルタが供給されるとき、他の２つの電
圧が他の周波数について、校正することができる。総合
的な効果は、ベースラインに近く、互いに接近した第８
図に示される曲線となる。更にフィルタ機能（filter
functio）を用いて、より広い電圧範囲に対する校正を
提供することができる。
我々は又、驚くべきことにプリコレクタは、プリ及び
ディエンファシス特性の非コンプリメンタリ性によるエ
ラーばかりではなく、チャンネルエラーを校正するよう
に設計することができることを発見した。
プリ及びディエンファシス特性の非コンプリメンタリ
性によるエラーを校正する回路を、プリコレクタ回路を
利用する代わりに、受信器内に構成することは可能であ
ると考えられた。しかし、このような回路は、回路の特
性を適合させ、正しい校正応答を供給するために、信号
チャンネルを介して回路に送出されたキャリブレーショ
ンパルスの監視に依存して適合性を持たせることができ
る。このような回路はまだ実現されていない。
この発明の特徴及び利点は、HD MAC テレビ信号に
関し、添付した図面に関する、実施例の以下に示す説明
から明らかとなる； 第１図は、この発明による高周波及び低周波信号サブ
バンドについての、HD MACのプリ及びディエンファシ
スに関する所望のフィルタ周波数応答； 第２図は、この発明によるプリエンファシスを供給す
るための、HD MAC信号に関するアナログネットワーク
のブロック図； 第３図は、第２図に示されるようなネットワークから
のHD MAC信号出力に対して、ディエンファシスを供給
するためのアナログ非線形ディエンファシスネットワー
クのブロック図； 第４図は、第３図の伝達関数の略回路構成図； 第５図は、この発明によるHD MACのアナログ・プリ
／ディエンファシス非線形伝達関数に於ける、入力電圧
に対する代表的な出力特性図； 第６図は、第３図のディエンファシス・ネットワーク
に関する、HD MAC信号の様々の入力電圧に対する一連
の周波数応答曲線； 第7a図は、HDMACに関する、この発明によるディエン
ファシス機能のデジタル構成を示すブロック図； 第7b図は、HDMACに関する、この発明によるデジタル
・プリエンファシス機能を示すブロック図； 第８図は、HDMACに適用された、この発明のデジタル
・プリ及びディエンファシスに関する代表的な振幅／周
波数応答を示す図； 第９図は、プリエンファシスネットワークの前段に位
置する、この発明のプリコレクタネットワークを含む、
HDMACに関するデジタル・プリ及びディエンファシスネ
ットワークのブロック図； 第10図は、第7a図及び第９図のネットワークが、様々
の入力電圧値のHDMAC信号に対して適用された場合の、
非線形デジタル・ディエンファシスの振幅／周波数応答
を示す図； 第11図は、サンプル間妨害に対する定義を提供するた
に用いられるグラフ； 第12図は、この発明によるプリコレクションのサンプ
ル間妨害についての効果を示すグラフ； 第13図は、この発明によるプリコレクタを用いたとき
の可能な周波数応答の形状を示す図； 第14図は、単一フィルタ構成を採用した、この発明に
よるデジタル・プリ及びディエンファシスネットワーク
の略ブロック図；及び 第15図は、単一フィルタ構成を採用した、この発明に
よるデジタル・プリ及びディエンファシスネットワーク
の更に簡略したブロック図である。
以下に示すこの発明の特定の実施例に関する説明は、
HD MACテレビ信号に対して実施されるプリエンファシ
ス及びディエンファシスに関する。
標準MAC画像に対する使用帯域周辺についてのC/N（搬
送波／ノイズ）が14dBであり、ベースバンドが10.125MH
zのHD MAC画像を想定する場合、約5.5dBのノイズによ
る悪影響（noise penalty）のあることが示される。こ
れはほぼ次に示されるような構成となる。
ａ） ベースバンド帯域の増大による 1.5dB。
ｂ） デコンプレッション（de−compression）比の増
加による 2dB。
ｃ） 4Hから3Hへの視距離の減少による 2dB。
これは、20dBのC/Nに於いては高品質を示すが、視覚
的にノイズの多い画像が予想される。アップリンク（up
link）及びダウンリンク（downlink）の妨害により、等
価C/N比はこの値と正確に一致するわけではない。更
に、HD MAC画像に悪影響を与えるMAC画像について、第
１ ACI（隣接チャンネル妨害）に対する保護比は、WAR
C 77に伴うコンプライアンスについて要求される値よ
りも6dB少ない値に落ちる。
従って、妨害及びノイズの影響を削減するノイズ削減
技術に対する要求が存在する。
MACの仕様が既に定義されたので、あらゆるノイズ削
減技術は、MAC仕様に基づいて製作された初期の受信器
について、両立性がなくてはならないという付加的な問
題が生じる。両立性とは、将来のノイズ削減処理に付随
する送信時の画像品質の低下は、許容範囲内でなければ
ならないことを意味する。
非線形プリエンファシスは、ピークツーピーク周波数
の偏倚を削減するために、プリエンファシスされた映像
波形が送信器に於いて圧縮され、受信器に於いてディエ
ンファシスされる処理である。
この発明に於いて、プリエンファシスはHD MAC信号
に適用され、信号をフィルタにかけることによって、高
周波と低周波のサブバンド（sub−band）に分け、高周
波サブバンドは非線形伝達回路を通過する。ディエンフ
ァシスは同様に受信器に適用される。これによって、ノ
イズは許容レベル以下になり、又既存のMAC受信器に対
してコンパチブルであり、特別な処理によって、この信
号は通常のMAC信号に対して明らかな劣化を生じない信
号である。
高周波及び低周波サブバンドを発生するために、有効
なフィルタ応答の形式が第１図に示される。図に示され
る応答は、低い総合的なチャンネル歪みとなるガウスの
ロールオフフィルタの応答である。ここで他の形式のフ
ィルタを用いることもできる。
この発明はアナログ又はデジタル形式で構成すること
ができる。
第２図乃至第６図についての以下の説明は、この発明
にアナログ形式を導入した場合に関する。
アナログ形式に於いて、チップ及び僅かな外部素子に
よって、ディエンファシスネットワークを実現すること
が可能である。ディエンファシスのブロック図は第３図
に示される。F1及びF0は単一ポールハイパス及びローパ
スフィルタである。F2は単一ポールローパスフィルタで
ある。N1は非線形動作回路である。
次式は、フィルタ特性に関する。
HD MACに対する提案値は、 F0＝2.5MHz F1＝3MHz F2＝10.125MHz A ＝2.0 W1,W2＝フィルタの遮断周波数 伝達関数N1は、第４図で示される回路によって構成す
ることができ、次式（１）によって示される； ここで、Vo＝伝達関数からの電圧出力 Vi＝伝達関数への電圧入力 q ＝電荷量 Ｔ＝絶対温度 Ｋ＝ボルツマン定数 及び、ＶとＭは形状（shape）ファクタ 伝送回路は、ダイオードD1及びD2、及び抵抗RLを介し
て構成される（第４図）。
伝達関数は、明白な形式に表すのは困難であるが、評
価されており、HD MACに対する代表的な伝達関数は、
第５図に示される。
第５図はピークツーピーク電圧によって示されている
ことに注意する必要がある。通常の電圧によって示され
た場合、曲線は前記した３つの伝達関数部分よりなる鏡
面像のような、原点を通り連続する曲線となる（端の２
つの部分の傾きは同一であり、中間部分は、異なる傾斜
である−第３図の図形表示N1を参照）。
絶対温度Ｔの影響は、Ｍの影響と同様であることに注
意する必要がある。
ダイオードD1及びD2、及びこれに関連するバイアス回
路は、単一チップに搭載することができる。応答に関す
る温度補正を簡単に行うことは不可能であるので、チッ
プ搭載のパワートランジスタを使用して、チップの温度
制御をするのが望ましい。
再び第２図に於いて、信号の低周波及び高周波成分は
F0、F1によって分離され、高周波部分は、非線形伝達関
数N1の影響を多く受けた後、F2によって濾波される。非
線形性は静的偏倚に関係なく対称であるから、静的偏倚
によるノイズ変換の影響は削除される。処理された高周
波成分は、低周波成分と一緒に再び結合される。非線形
関数及びF2を使用しない場合、総合的に平坦な周波数応
答が、同様の遮断周波数F0、F1を用いることによって得
ることができる。
この関数は全増幅マルチバースト信号（full amplit
ude multiburst signal）に対し、おおよそ平坦な周
波数応答を与えるように設計される。このためには非線
形関数の影響により、F0はF1より大きな値である必要が
ある。
入力レベルの減少に従って、周波数応答は低下し、非
常に小さい入力信号に対して、減衰はビデオベースバン
ドの最高点に於いて6dBとなるように設計される。この
値は、WARC 77に合致することを保証するための最小値
であるという点で重要である。
第５図に示されるように、採用される非線形伝達関数
の重要な特徴は、大きな入力レベルに対しては線形にな
ることである。大振幅スレショルドスパイクは歪まずに
到来するので、スレショルドに対する主な劣化はない。
非線形性は低い入力信号に対し、最も大きな影響を与え
る。
プリエンファシスネットワークはディエンファシスネ
ットワークの逆関数として定義される。この非線形性の
ために、チャンネルによって大きく濾波されるバンド以
外の成分を発生する。
我々は非線形性による高調波の発生を最小に抑えた
い。第５図では、２つの曲線が示されている。それら
は、N1の出力のピークツーピーク（pk to pk）振幅、
及びN1の出力に於ける基礎成分のピークツーピーク振幅
である。それらは形状ファクタＶ及びＭの所定の選択に
対し、バンド外成分の重要性の程度として示される。
システム設計において、ここでとられた方法は、シス
テムパラメータのセットを提案し、これらパラメータを
用いてシステムの性能を判断することである。これらの
結果から、パラメータを反復形式で修正することができ
る。
次のパラメータが提案される： 非線形関数 Ｖ＝0.007 Ｍ＝2.0（Ｔ＝293゜K） ディエンファシスネットワーク F0＝2.5MHz F1＝3.0MHz F2＝10.125MHz A ＝2.0 第６図はこれらパラメータを用いて達成した周波数応
答曲線の一群を示す。IV ｐ−ｐ入力レベルに関して、
理想的には平坦な周波数応答が望ましい。曲線は±0.6d
Bの変化を示す。これは特に重要ではないが、F2に対し
てより複雑な関数を用いることによって、このリップル
を減少することができる。総合的なシステム周波数応答
に関して、プリエンファシス及びディエンファシス関数
は、相互に補足し合うので（complementary）、これは
重要なことではない。
9.46MHzに於いて、曲線は低い入力レベルに対して、
一般的な6dB減衰となるように設計される。これは静的
妨害トーン（第１ A.C.I）について、最も低い周波数
である。
十分なノイズの妨害は、−20dB又はそれ以下の信号に
ついて得ることができる。第１ ACI静的トーンのレベ
ルは計算の結果、WARC 77の最悪の場合に限る妨害に対
して、約−20dBであるので、十分な6dBの改善が得られ
る。非常に高いノイズレベルに関して、ノイズの改善は
減少するので、FM変調及び復調処理の間にバンド限定フ
ィルタを含むことが重要である。このような状況に於い
て、5dBに下がったC/N比に対して、依然有効なシステム
が実験によって解明した。十分な振幅の高周波により構
成されるテスト信号については、ノイズの改善はなかっ
たが、このような状況に於いて顕著なノイズは実質的に
存在しない。
第２図には、プリエンファシスネットワークが示され
ている。ディエンファシスネットワークは増幅器２のフ
ィードバックループ内に位置し、ディエンファシスネッ
トワーク１は、実際のディエンファシスを供給するため
に用いられるディエンファシスネットワーク（第３図）
と同じ特性を有している。プリエンファシスされる信号
は増幅器２へ入力され、プリエンファシスされた信号は
増幅器２の出力から得られる。ループが安定しおり、又
ループの周波数帯域が十分高い限り、プリエンファシス
機能は正確に発生する。
前に簡単に述べたように、バンド外の成分が発生す
る。非線形ディエンファシスネットワークは、バンド制
限入力信号に応答して、バンド外の成分を発生する。従
って、第２図のように構成されたプリエンファシスネッ
トワークも又バンド外の成分を発生する。このような成
分は、FMチャンネルによる次の結果により、大きく現れ
る。
１） システムの総合的な周波数応答が平坦ではない。
２） サンプリングしたアナログ送信の20.25MHzサンプ
ル／秒について、バンド外成分の除去の影響によって、
サンプル間の干渉が発生する。
この問題は第３図のローパスフィルタF2を含むことに
よって減少することができる。この結果、第２図のプリ
エンファシスネットワークによって生じたバンド外成分
も又削減される。プリエンファシス・フィードバックル
ープに対する安定性を考慮し、このフィルタは、多くと
も２極のロールオフ（roll off）である。
通常のMAC受信器との両立性に関して、画像信号がプ
リエンファシスされたが、ディエンファシスされなかっ
た場合（信号が通常のMAC受信器によって受信されたよ
うな場合）、高レベル情報が大きく歪まずに残ってい
る。しかし低レベルの細部は増加している。本質的に、
これはクリーンな原材料に関する“クリスプニング（cr
ispening）”効果を有し、問題とはならない。
次に、この発明をデジタル形式に於いて実施した例
が、第７図乃至第15図を参照して説明される。
第7a及び7b図は、この発明による、プリエンファシス
及びディエンファシス特性を有するデジタル回路構成を
示す。
第7a図に於いて、ディエンファシス機能はハイパス及
びローパスフィルタF1、F2（それらは第１図に示される
特性と同様の特性を有してよい）によって供給され、こ
れらはデジタルフィルタによって構成することができ、
伝達機能N1も又デジタル形式で構成することができる。
プリエンファシス機能（第7b図）は、対応するフィル
タF1、F2、及び伝達機能N2によって供給され、デジタル
形式で構成することができる。
非線形機能N2は、非線形機能N1の逆の動作である。
プリエンファシスとディエンファシスの基本的構成
は、同一である。総合的な設計に於いて、分離フィルタ
F1、F2を用いて最大の柔軟性が得られる。ある状況下に
於いては、ハードウェアの設計を簡単にするために、フ
ィルタF1、F2を真にコンプリメンタリーにすることがで
きる。その場合、第14図及び第15図に示されるように、
単一のフィルタのみが必要となる。
再び第7a及び7b図に於いて、プリエンファシス及びデ
ィエンファシス機能は真に理想的にコンプリメンタリで
あるべきである。しかし、この構成によって、真のコン
プリメンタリ構成は不可能であり、この構成は理想的な
構成に近いものとなる。続けて接続される機能7a及び7b
の動作に関して、F1、F2はハイパス及びローパスフィル
タであるので、非常に低い周波数及び非常に高い周波数
に対して、この構成は透過であるのは明らかである。F
1、F2の間のクロスオーバ領域の周波数に於いて、幾ら
かのエラーが生じるのは明らかである。第８図は、デジ
タルプリエンファシス及びディエンファシスの総合的応
答に関する、代表的な増幅度／周波数応答を示してい
る。
適切なフィルタ定数を選択することによって、エラー
はある程度減少される。
ビデオ信号に関して、このエラーの結果は事実上重要
ではない。しかしHD−MACに関して、このエラーの結果
は、サンプル間の妨害を発生し、これはできる限り抑え
なくてはならない。これを達成するために、プリコレク
タ（pre−corrector）が提案される。これは、総合的な
連続するエラーを減少するために、プリエンファシス機
能への入力又はプリエンファシス機能からの出力を修正
する機能である。これは送信器に於いて選択され、複雑
な受信器を簡素化する。
プリエンファシス機能の前に位置するプリコレクタ機
能（pre−corrector function）は第５図に示される。
この図はデジタルで構成したシステム全体のブロック図
である。ここでプリコレクタは、プリエンファシス及び
ディエンファシスネットワークと同じ構成である。しか
しこの場合、F3は一般にDC及びベースバンドの最高域に
於いて、零応答を有するバンドパスフィルタである。F4
は一般に、DC及びベースバンドの最高域に於いて、一様
な応答を有するコンプリメンタリ・バンドストップフィ
ルタである。
この様なプリコレクタの有効性は、第12図に示され
る。第12図はプリコレクタを有する場合、及び有しない
場合のこのシステムによって発生したISIのレベルを示
す。
プリコレクタ・ネットワークの設計は、以下に説明さ
れる。しかし第１に、HD MAC TV信号に対して、我々
がサンプル間妨害（ISI）によって意味するものを定義
することは有益と考えられる。
Fmチャンネルは非線形であり、ISIは従って、レベル
独立である。従って、ISIの単一の値は十分ではなく、I
SIを様々の信号レベルについて、分類する必要がある。
第11図は、この目的のために使用する定義である。こ
こで試験信号は、振幅Ｖ pk−pkの疑似−ランダム２進
シーケンスである。サンプル間の妨害は、エラー係数の
最大値として定義され、ピークツーピーク試験信号振幅
のパーセンテージとして表される。試験信号は中間灰色
（mid−grey）レベルについて対象である。
エラーは、試験システムの出力に於けるサンプル値
と、試験システムのdcゲインから計算されるサンプル値
の間の差異として定義される。
プリコレクタネットワークの設計が、第13図を参照し
て以下に説明される。
プリコレクタの周波数応答は、あらゆる入力レベルに
対して必要となる。F3およびF4のフィルタ応答、及びこ
れに対する最高の近似を生成するための非線形機能Ｎを
計算することが望ましい。
第１に、参照周波数FRを選択する、これは一般に、最
大の校正が必要とされる周波数（一般に3MHz）である。
FRに於けるF3のゲインはF3（FR）とし、FRに於けるF4
のゲインはF4（FR）とする。
F3（FR）の選択は、F1が許容数範囲を越える場合を除
き、最終的な結果に影響しない。F3（FR）は、これを考
慮に入れ、任意に選択される。
F4（FR）の選択は最終結果に影響する。Ｆ（Ｒ）及び
F4（Ｒ）のみが設計段階に於ける変数である。設計過程
は、値FR及びF4の範囲に於いて繰り返される。ISI/振幅
曲線は各結果について計算され、最高の妥協策が選択
される。
計算方法 考えられる２つの入力電圧VII及びV12を考慮する VIIに必要な出力電圧はV0（VII） V12に必要な出力電圧はV0（VI2） 入力電圧Ｖに対するＮのゲインは、Ｎ（Ｖ） F3（Ｆ）、F4（Ｆ）は周波数Ｆに於けるF3、F4のゲイ
ンを表すとする。
第13図から、与えられたあらゆるスポット周波数Ｆを
示すことができる。
VI1×［（F3（Ｆ）×Ｎ（F3×VI1）＋F4（Ｆ）］＝VO（VI1） …（１） 同様に VI2×［（F3（Ｆ）×Ｎ（F1×VI2）＋F4（Ｆ）］＝VO（VI2） 我々はF1（Ｆ）、F2（Ｆ）について解くことができ
る、２つの同時式を得る。式の変形及減算によって、 F3（Ｆ）×［Ｎ（F3×VI1）−Ｎ（F3×VI2）］＝Ｇ（VI1）−Ｇ（VI2）…（２） ここでＧ（VI1）、Ｇ（VI2）は夫々、周波数Ｆ及びレ
ベルVI1、V23に於ける必要なコレクタ（corrector）の
ゲイン値。
式（２）はインテレーション（interation）方法を用
いて、F3（Ｆ）について簡単に解くことができる。
F3（Ｆ）、F4（Ｆ）は、式（１）より計算される。
総合設計過程は以下のようになる。
１） 周波数FRに於ける、０から1Vp−ｐの入力レベル
の等価ステップに対する、コレクタの必要なゲインを計
算する ２） 値F3（FR）、F4（FR）から、自身の入力レベルの
等価ステップに対するＮの必要なゲインを計算する。
３） Ｎを決定し、０から10.125MHzまでの範囲の具体
的周波数Ｆについて、前記したようにF3（Ｆ）、F4
（Ｆ）を計算する。
４） ０から10.125MHzの範囲に於ける、具体的サンプ
ル値F3（Ｆ）、F4（Ｆ）を適合させるためにF3、F4に必
要な定数を計算する。
この設計方法から生じる周波数応答の形式は、第6b図
に示される。入力レベルVI1、VI2については平坦であ
る。（これは、同時式を解いた直後の結果である）。他
の全ての入力レベルにおいて、参照周波数FRに対する応
答は0dBが保証される。
実際に、VI1は1Vp−ｐに選ばれる。1Vp−ｐマルチバ
ースト試験信号の保証は、キャリアのオーバーディビエ
ーション（over deviation）とはならない（疑似ラン
ダムサンプルの場合、幾らかの微小オーバーディビエー
ションがある）。V12は0.2p−ｐのように選択される。
このレベルに於いて、他のソースからのISIに対する影
響は少なく、E7からの影響は最小にすべきである。
この論理設計方法は、コンピュータプログラムによっ
て、簡単に適用される。
プリコレクタの驚くべき効果は、衛星T.V.システムの
r.f.チャンネルによって、発生したサンプル間の妨害を
校正するために設計することができることである。
プリコレクタの他の構成も可能である。
第６図は、第９図のディエンファシスネットワークの
周波数応答を示す。
この発明は、効果的に次項を提供できるものである。
ａ） 10MHzチャンネルに対する３−4dBのノイズ改善。
ｂ） WARC 77の両立性を確保するための、6dBの妨害
抑圧。
ｃ） FMスレショルドについての有害要因がない。
この発明は、HD MACより更に高品位な信号、例えば
Ｗ MACのような信号に用いることができるのは明らか
である。
この発明は又、テレビ信号送信及び受信システムにお
ける、r.f.チャンネルによって生じるサンプル間妨害を
校正するために用いるプリコレクタを提供することがで
きるのは明らかである。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−10925（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−69285（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−140609（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−108711（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−284180（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−189662（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 5/14 - 5/217

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】高品位テレビ信号の処理方法であって、 高周波サブバンド及び低周波サブバンドを供給するため
    に信号を濾波するステップと、 前記高周波数サブバンドに対して関数の形式が V0＝Ｖ（ｅ（q/KTM）（Vi−Vo）−ｅ
    −（q/KTM）（Vi−Vo）） （Ｉ） ここで、Vi＝入力電圧、Vo＝出力電圧、ｑ＝電子の電
    荷、Ｋ＝ボルツマン定数、Ｔ＝絶対温度、そしてＶおよ
    びＭは形状ファクタであり、 の実質的にコンプリメンタリな非線形プリエンファシス
    特性を適用するステップと、 信号を再結合し、そして送信するステップと、 信号を受信するステップと、 高周波及び低周波サブバンドを供給するために受信した
    信号を濾波するステップと、 前記高周波サブバンドに上記式（Ｉ）によって与えられ
    る形式のディエンファシス特性を適用するステップと、 そして、信号を再結合するステップと を含むことを特徴とする高品位テレビ信号の処理方法。
  2. 【請求項２】前記処理は、アナログ回路手段によって実
    行され、高周波サブバンドに対し信号を濾波しプリエン
    ファシスを適用するステップは、信号に対してフィード
    バックループを適用する単一ステップによって実行さ
    れ、前記フィードバックループのフィードバックパス
    は、受信信号に適用されるディエンファシスに一致する
    特性を有することを特徴とする請求項１に記載の高品位
    テレビ信号の処理方法。
  3. 【請求項３】ディエンファシスされた信号をバンド成分
    の中から減衰するために濾波するステップを更に含むこ
    とを特徴とする請求項２記載の方法。
  4. 【請求項４】前記処理は、ディエンファシスに対し完全
    にはコンプリメンタリでないプリエンファシス近似を行
    うデジタル回路手段を有する装置により実行され、そし
    て、プリエンファシス近似の前段にプリコレクションを
    適用するステップを更に含み、これによって、プリエン
    ファシス近似及びディエンファシス間の正確なコンプリ
    メンタリ性の欠如によるエラーを補償することを特徴と
    する請求項１に記載の高品位テレビ信号の処理方法。
  5. 【請求項５】適用される前記プリコレクションは又、信
    号が送信されるチャンネルによって発生するサンプル間
    妨害を校正するために設計されることを特徴とする請求
    項４記載の処理方法。
  6. 【請求項６】高品位テレビ信号を処理する受信回路であ
    って、 信号を低周波及び高周波サブバンドに分離するために配
    置されるフィルタ手段（F1（jw）,F0（jw））と、 高周波サブバンドに V0＝Ｖ（ｅ（q/KTM）（Vi−Vo）−ｅ
    −（q/KTM）（Vi−Vo）） ここで、Vi＝入力電圧、Vo＝出力電圧、ｑ＝電子の電
    荷、Ｋ＝ボルツマン定数、Ｔ＝絶対温度、そしてＶおよ
    びＭは形状ファクタであり、 の形式の非線形ディエンファシス特性を適用する手段
    （N1）と、 ここで、前記特性は受信前の信号に適用される非線形プ
    リエンファシス特性に実質的にコンプリメンタリであ
    り、 前記信号を再結合する手段とを 含むことを特徴とする高品位テレビ信号を処理する受信
    回路。
  7. 【請求項７】前記回路は、アナログ処理のために構成さ
    れ、更にフィルタ手段（F2（jw））が処理された高周波
    サブバンドからバンド成分以外を除去するために提供さ
    れることを特徴とする請求項６記載の受信回路。
  8. 【請求項８】高品位テレビ信号のための送信回路であっ
    て、 高周波及び低周波サブバンドに信号を分離するために配
    置されるフィルタ手段（F1,F2）と、 高周波サブバンドに非線形プリエンファシス特性適用す
    るための手段（N2）と、ここで前記非線形特性は受信機
    において適用される非線形ディエンファシス特性に実質
    的にコンプリメンタリであり、前記受信機の非線形特性
    は、 V0＝Ｖ（ｅ（q/KTM）（Vi−Vo）−ｅ
    −（q/KTM）（Vi−Vo）） （Ｉ） ここで、Vi＝入力電圧、Vo＝出力電圧、ｑ＝電子の電
    荷、Ｋ＝ボルツマン定数、Ｔ＝絶対温度、そしてＶおよ
    びＭは形状ファクタであり、 の形式であり、 信号を再結合する手段とを 含むことを特徴とする高品位テレビ信号のための送信回
    路。
  9. 【請求項９】前記回路は、アナログ処理のために構成さ
    れ、前記フィルタ手段及び非線形プリエンファシスを適
    用する手段は、信号が入力されるフィードバックループ
    を含み、前記フィードバックループのフィードバックパ
    スは非線形ディエンファシスを適用するために配置され
    た回路手段（１）を有し、ここで前記非線形ディエンフ
    ァシスは、適用されるプリエンファシス特性とコンプリ
    メンタリであることを特徴とする請求項８記載の高品位
    テレビ信号のための送信回路。
  10. 【請求項１０】前記回路は受信機において適用されるデ
    ィエンファシスに対し完全にはコンプリメンタリでない
    プリエンファシス近似を行うデジタル処理手段を含み、 前記デジタル処理手段により処理の前段に前記信号にプ
    リコレクション関数を適用するためのプリコレクタ回路
    （F3,F4,N）がさらに供給され、それによって、プリエ
    ンファシス近似と受信機において適用されるディエンフ
    ァシスとの間の正確なコンプリメンタリの欠如を原因と
    するエラーが補償されることを特徴とする請求項８記載
    の高品位テレビ信号のための送信回路。
  11. 【請求項１１】前記プリコレクタは、少なくとも２つの
    周波数バンドを供給するために信号を濾波する手段
    （F3,F4）と、前記バンドの１つに非リニア関数を適用
    する手段（Ｎ）と、前記周波数バンドを再結合する手段
    を含むことを特徴とする請求項10記載の送信回路。
JP63502832A 1987-03-30 1988-03-30 テレビ信号に於けるノイズ削減 Expired - Lifetime JP2895494B2 (ja)

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GB8707533D0 (en) 1987-05-07
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