JP2874716B2

JP2874716B2 - 信号処理装置

Info

Publication number: JP2874716B2
Application number: JP27248096A
Authority: JP
Inventors: 雅人塩川
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1996-10-15
Filing date: 1996-10-15
Publication date: 1999-03-24
Anticipated expiration: 2016-10-15
Also published as: JPH10125000A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、信号処理装置に関
し、特に、記録データを再生する機能を有するディスク
装置に用いられる再生信号処理回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ディスク記録装置において、記
録密度の上昇に伴なう信号劣化を補償するため、ＰＲＭ
Ｌ（Ｐａｒｔｉａｌ−ＲｅｓｐｏｎｓｅＭａｘｉｍｕ
ｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）信号処理と呼ばれる再生信
号処理が実用化されている。ＰＲＭＬ信号処理とは、例
えば、「１９９４年、テレビジョン学会年次大会（ＩＴ
Ｅ '９４）予稿集、２８７〜２８８頁」に示されている
ように、高い記録密度において再生信号の符号間干渉量
が増大したり、光ディスクのヘッド／媒体部の記録再生
過程で再生信号に加わるノイズが増大しても、それらを
再生信号中から除去し信号処理後のデータビットの誤り
率を低減させる方式である。

【０００３】ここで、従来のＰＲＭＬ信号処理方式につ
いて、図９，図１０，図１５〜１８を参照して説明す
る。このＰＲＭＬ信号処理方式では、データが最小符号
反転間隔δ＝２の変調符号によって変調され、変調後の
信号が、Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏＺｅｒｏＩｎ
ｖｅｒｓｉｏｎ（ＮＲＺＩ）変換によってビット列の変
換が行われ、変換後のデータ列が、光ディスクの場合に
は記録媒体上へ記録、磁気ディスクの場合には垂直磁気
記録され、その（磁気ディスクの場合にはＭＲヘッドに
よる）再生信号に対し、ＰＲＭＬ信号処理を施す。な
お、以下の説明では、光ディスク装置の場合について説
明する。

【０００４】光ディスク装置において、ヘッド／媒体部
における記録ピットの形状及び信号の変化を図１８
（ａ）〜（ｇ）に示す。図１８（ａ）は最小符号反転間
隔（δ）が２の変調符号列、図１８（ｂ）はＮＲＺＩ変
換器出力、図１８（ｃ）はＬＤドライバ出力、図１８
（ｄ）は生成される記録ピット、そして、図１８（ｅ）
は再生信号Ａ′であり、各図は時間方向に同期して描か
れている。ここで、δは変調符号列のディジット１と１
の間にあるディジット０数の最小値であり、変調符号の
特性や適用するＰＲＭＬ信号処理装置の構造に影響する
重要な値である。

【０００５】図１８（ｃ）のＬＤドライバ出力は図１８
（ｂ）のＮＲＺＩ変換器出力が１の場合にだけＯＮとな
る様子を示している。その結果、変調符号が１の場合に
だけ光ディスク媒体上に図７（ｄ）に示すタイミングで
記録ピットが生成される。

【０００６】特に記録密度が高い場合には、再生ヘッド
の出力信号Ａ′は、図１８（ｅ）に示す符号間干渉の発
生によって分解能が低下してなだらかな波形となってし
まい、実際にはこれに媒体ノイズが加わるので、再生信
号の各時刻でのレベルを観察するだけでは図１８（ｅ）
の再生信号から図１８（ａ）の各時刻の変調符号列を正
しく再現することは困難となる。

【０００７】図１８（ｅ）の再生信号Ａ′から正しく図
１８（ａ）ｋ変調符号列を再現するため、再生信号Ａ′
はＰＲＭＬ信号処理回路に入力される。

【０００８】図１６は従来のＰＲＭＬ信号処理回路の構
成を示したものである。再生信号Ａ′はまずＰＲ等化器
１６１へ入力される。ＰＲ等化器１６１では部分的に振
幅の低下した再生信号Ａ′を、図１８（ｆ）に示すよう
に、信号サンプル時刻において、｛０，±０．６７，±
１｝のいずれかの値をとるような信号Ｅ′へ等化する。
図１８（ｆ）の信号レベル−１．０をベースラインレベ
ルと呼ぶとき、信号Ｅ′は図１８（ｄ）の記録ピットの
単位長に対して各時刻におけるレベルが０．３３，０．
６６，０．６６，０．３３、即ち、０．３３と１の積、
０．３３と２の積、０．３３と２の積、０．３３と１の
積という単位波形を割り当て、これら単位波形をピット
パターンに応じて畳み込んだ後で、畳み込んだ波形をベ
ースラインレベルに加えた波形になっている。

【０００９】信号Ｅ′は次にビタビ検出器１６２へ入力
され、ここでビタビ検出されることによって信号Ｅ′に
含まれるビット誤り個数が低減される。

【００１０】図１７はδが２の変調符号をＭＥ記録しそ
の再生信号をＰＲ（１，２，２，１）等化した場合に用
いられるビタビ検出器１６２の構成図である。図１７
で、枝メトリック計算回路１７４は等化器出力信号Ｅ′
と５個の基準振幅｛−１，−０．６７，０，０．６７，
１｝それぞれとの差の二乗（Ｅ′＋１）²，（Ｅ′＋
０．６７）²，（Ｅ′−０）²，（Ｅ′−０．６
７）²，（Ｅ′−１）²を計算し、これらそれぞれを枝
メトリックＢ１′〜Ｂ５′としてＡＣＳ回路１７４へ出
力する。

【００１１】ＡＣＳ回路１７４の動作を数１に示す。

【００１２】

【数１】従来において、数１を参照する際には、数１のＥをＥ′
に、Ｂ１〜Ｂ５それぞれをＢ１′〜Ｂ５′に読み替える
ものとする。

【００１３】ビタビ検出動作を行う前に、ビタビ検出器
は数１（ａ）に示すようにパスメトリックＰ（１）〜Ｐ
（６）を０にリセットする。次に、再生動作時には各時
刻ｔにおいて、ＡＣＳ回路にはまずＢ１′〜Ｂ５′が入
力される。これらを用いて、ＡＣＳ回路は、数１（ｂ−
１）に示すパスメトリックと枝メトリックの和Ｐ
_t（１）＋Ｂ１，Ｐ_t（４）＋Ｂ２，Ｐ_t（３）＋Ｂ
４，Ｐ_t（６）＋Ｂ５を計算した後、Ｐ_t（１）＋Ｂ１
とＰ_t（４）＋Ｂ２，Ｐ_t（３）＋Ｂ４とＰ_t（６）＋
Ｂ５の大小比較を数１（ｂ−１）の不等式に示すように
行い、各大小関係に応じたビタビ検出器制御信号Ｊ１，
Ｊ２＝｛０，１｝をパスメモリへ出力する。

【００１４】次に、ＡＣＳ回路は、数１（ｂ−２）に示
すように内部のパスメモリの更新を行う。即ち、次時刻
ｔ＋１において利用するパスメトリックＰ_t+1（１）へ
Ｐ_t（１）＋Ｂ１′とＰ_t（４）＋Ｂ２′のうち小さい
方を代入する、Ｐ_t+1（２）へＰ_t（１）＋Ｂ２′を代
入する、というようにしてＰ_t+1（１）〜Ｐ_t+1（６）
を求める。次に、パスメトリックがオーバフローしない
ようにＰ_t+1（１）〜Ｐ_t+1（６）それぞれからＰ_t+1
（６）を差し引く。数１（ｂ−３）はこの手順を示した
ものである。以上の数１（ｂ−１），（ｂ−２），（ｂ
−３）を各時刻ｔにおいて行うことがＡＣＳ回路の動作
である。

【００１５】図１７において、ＡＣＳ回路から出力され
たパスメモリ制御信号Ｊ１，Ｊ２はパスメモリ１７５へ
入力される。図９にビタビ検出器のパスメモリの構成を
示す。図９で、１個のビットを処理する時刻毎に、パス
メモリ制御信号の値が（Ｊ１，Ｊ２）＝（０，０），
（１，０），（０，１），（１，１）それぞれの場合に
対して、検出系列切替器（１）〜検出系列切替器（ｎ）
９１の全ての入出力端子の接続法を図１０（ａ），
（ｂ），（ｃ），（ｄ）のいずれかに示した形とする。
図９には（Ｊ１，Ｊ２）＝（０，０）の接続が示されて
いる。

【００１６】次に、図９の検出系列切替器（１）〜検出
系列切替器（ｎ−１）９１の出力端子に接続されている
一単位時間遅延素子ＦＦ（１）〜ＦＦ（ｎ−１）９２の
値全てを右向きに次の一単位時間遅延素子へ検出系列切
替器を経由してシフトさせ、同時に入力端子Ｘ１〜Ｘ６
それぞれからビタビ検出器出力系列ディジットの候補で
あるＶ１＝０，Ｖ２＝１，Ｖ３＝０，Ｖ４＝０，Ｖ５＝
１，Ｖ６＝０を入力する。これによって、一時刻分のビ
タビ検出器出力Ｚ′がビタビ検出器出力端子ｄ２から出
力され、かつ前記Ｖ１〜Ｖ６は検出系列切替器（１）と
その出力端子Ｙ１〜Ｙ６を経由して４個の一単位時間遅
延素子ＦＦ１へ入力される。

【００１７】図９では最後の検出系列切替器（ｎ）の出
力端子Ｙ１だけがビタビ検出器出力端子ｄ３へ接続され
ているが、検出系列切替器の数ｎが数十以上と大きけれ
ば検出系列切替器（ｎ）の出力端子Ｙ１〜Ｙ３から出力
される系列は互いに同一となるから、一個の出力端子例
えばＹ１だけをビタビ検出器出力端子ｄ２へ接続すれば
よい。

【００１８】以上の手順を各時刻において行うことによ
り、ビタビ検出器出力端子ｄ２から二元シンボル｛０，
１｝からなるビタビ検出器出力系列Ｚ′が出力される。

【００１９】数５の（ａ）及び（ｂ）に示した枝メトリ
ックやパスメトリックの更新手順、制御信号Ｊ１，Ｊ２
の決定法、及び図１０に示した検出系列切替器の入出力
端子間の接続法は、いずれも図１１（ａ）のＭＥ記録・
ＰＲ（１，２，２，１）用トレリスに基づいて定められ
たものである。

【００２０】図１１（ａ）のトレリスはδが２の変調符
号をＭＥ記録しその再生信号をＰＲ（１，２，２，１）
等化した信号（図１８のＥ′）のレベルの、ノイズが加
わっていない場合の遷移規則を表す。図１１（ａ）の各
枝に付された［出力ビット／基準振幅］において、出力
ビットは図９のＶ１〜Ｖ６を定め、基準振幅は図１７の
減算器１７２の入力値−１，−０．６７，０，０．６
７，１を定めている。また、同図中の四角形はトレリス
の状態を表し、各状態間を結ぶ枝の接続法は図９の検出
系列切替器９１内の伝送線の接続規則を定めている。

【００２１】以上、光ディスクの記録・再生チャネルに
ＰＲＭＬ信号処理を施す技術について説明したが、図１
８において、記録ピット有りの領域を記録磁化が上向
き、記録ピット無しの領域を記録磁化が下向き、という
ように対応させると、そのＭＲヘッドによる再生信号の
波形形状は図１８（ｅ）の再生信号Ａ′とほぼ同一とな
るから、以上述べた装置は磁気ディスク装置において垂
直磁気記録を行いＭＲヘッドを用いて再生する場合にも
適用できる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の信号
処理装置では、ビタビ検出入力列に含まれるノイズは電
力密度が周波数に関して偏りをもつノイズすなわち有色
ノイズであり、ビタビ検出器入力列に有色ノイズが存在
すると、同一の電力の白色ノイズが存在する場合に比べ
て、ビタビ検出器出力列のビット誤り率が劣化すること
が挙げられる。

【００２３】このような問題点が存在する理由は、一般
に再生信号中に含まれるノイズは白色に近いが、これが
ＰＲ等化器を通過する際に、再生信号がＰＲ特性をもつ
信号へ等化されるのと引き替えに、ノイズには電力密度
の偏りを生じさせるからである。

【００２４】本発明の目的は、光ディスク装置または垂
直磁気記録された磁気ディスク装置のＰＲＭＬ信号処理
装置において、ビタビ検出器入力信号に含まれるビタビ
検出器出力信号のビット誤り率を低減させることができ
る信号処理装置を提供することにある。

【００２５】本発明の他の目的は、再生信号の電力密度
が時間的に変動しＰＲ等化器で作られるノイズの自己相
関が変動しても、ビタビ検出器出力のビット誤り率を常
に低く保つことのできる信号処理装置を提供することに
ある。

【００２６】本発明のさらに他の目的はビタビ検出器の
基準振幅の一部を外部から設定できるようにして有色性
をもつノイズが加わったビタビ検出器入力信号のビット
誤り率を低減できる信号処理装置を提供することにあ
る。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明の信号処理装置
は、装置を構成するビタビ検出器の基準振幅の少なくと
も一部をＰＲ等化器の伝達特性を元に基準振幅計算部に
よって計算しビタビ検出器へ設定することを特徴とす
る。これにより、ＰＲ等化器を通過することにより自己
相関をもつに至ったノイズを含むＰＲ等化器出力信号
を、従来のビタビ検出器よりもビット誤り率低くビタビ
検出処理することが可能となる。

【００２８】前記特徴は、有色ノイズに適したビタビ検
出動作を行わせる際に、ビタビ検出器が保持するパスメ
トリックを直接に操作するのではなく、ビタビ検出器の
基準振幅の少なくとも一部だけを従来の値から有色ノイ
ズに適する値へ変更するものである。これにより、基準
振幅計算部を新たに設ける代わりに、従来のビタビ検出
器の構成と動作を流用することが可能となる。

【００２９】また、ＰＲ等化器は適応的にその伝達特性
を制御し、かつ前記伝達特性は基準振幅計算部へ逐次的
に入力され、基準振幅計算部は前記伝達特性から逐次的
に有色ノイズに適した基準振幅を計算することも他の特
徴である。これにより、再生信号の電力密度分布の変動
に伴ってＰＲ等化器のタップ係数が変動しても、常にＰ
Ｒ等化器で作られる有色ノイズに適した基準振幅を計算
しビタビ検出器がこれを利用してビット誤り率低減の効
果を発揮することが可能となる。

【００３０】また、再生出力信号の変動が小さい場合に
は、既知のＰＲ等化器の伝達特性からあらかじめビタビ
検出器に設定すべき適した基準振幅を計算しておき、前
記計算結果を固定的にビタビ検出器に設定することも本
発明の他の特徴である。これにより回路規模は従来のＰ
ＲＭＬ信号処理回路とほとんど同一であるにもかかわら
ずビタビ検出器出力信号のビット誤り率を従来よりも低
減させることが可能となる。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下本発明について図面を参照し
て説明する。

【００３２】ここでは、まず、図１１（ａ），（ｂ）、
図１２を参照して本発明の作用を説明する。ここでは例
としてＥＦＭ符号や２−７変調符号を用いマークエッジ
（ＭＥ）記録した信号を、再生後にＰＲ（１，２，２，
１）等化し、これをビタビ検出する場合を考える。

【００３３】図１１（ａ）はＰＲ（１，２，２，１）等
化した信号をビタビ検出するビタビ検出器の動作原理を
示す図で、トレリスと呼ばれる。同図において、ｔ−
１，ｔは時刻を、Ｓ１〜Ｓ６はトレリスの状態を表す。
時刻ｔ−１からｔへは各状態間が矢印で結ばれておりこ
れは枝と呼ばれる。枝は、ビタビ検出器が検出する入力
値列に制約を加える。例えば、図１１（ａ）において時
刻ｔ−１のＳ１からは時刻ｔのＳ１とＳ２へしか枝が接
続されていない。これは、時刻ｔ−１までで状態Ｓ１に
入った枝があるとすると、その次の時刻ｔへはＳ１→Ｓ
１あるいはＳ１→Ｓ２へしか枝が続かないという制約で
ある。枝とビタビ検出器入力値とを関連づけるのは各枝
に付された［出力ビット／基準振幅］であり、基準振幅
とはビタビ検出器入力値として期待される値、これに併
せて記載された出力ビットとは前記基準振幅に対応する
ビタビ検出器出力ビットの候補である。

【００３４】図１１（ｂ）は図１１（ａ）のトレリスを
時間方向に４個並べた図である。以後、連続した枝の集
合をパスと呼ぶ。図１１（ｂ）には実線で時刻ｔ−１で
Ｓ１から始まりＳ１→Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ６と遷移す
るパスと同Ｓ１→Ｓ２→Ｓ３→Ｓ６→Ｓ６と遷移するパ
スが示されている。各パスの枝に付された値はその枝の
基準振幅であり、前者の各時刻のパスの基準振幅を並べ
ると１，０．６７，０，−０．６７、後者のそれは０．
６７，０，−０．６７，−１である。各時刻毎に基準振
幅の差を計算しそれらの二乗の和を作ると１．１１とな
り、これは図１１（ｂ）のトレリスにおいて全ての二個
のパスの組み合わせの中で最小であるため最小自由距離
と呼ばれる。特にノイズの量が比較的小さい場合には、
ビタビ検出器出力系列中のビット誤りの原因は、前記最
小自由距離を与えるパスの組み合わせの一方に対応する
記録データが、記録再生過程のノイズにより他方のパス
へ誤る場合が支配的となる。従ってビタビ検出器出力系
列のビット誤り率の、ビタビ検出器入力列のビット誤り
率に対する改善量は、このトレリスの最小自由距離で定
まると考えて良い。以後は最小自由距離を与えるパスの
組み合わせに関してだけ検討する。

【００３５】前記最小自由距離を与える二本の各パスの
基準振幅列を４次元ベクトルとして数２のように表す。

【００３６】

【数２】また、ヘッド／媒体部分で発生するノイズを加法性白色
ガウスノイズと仮定する。この時、ビタビ検出器の入力
信号に注目すると、ビタビ検出器入力信号におけるＳＮ
Ｒは等化器入力信号のＳＮＲよりも改善されているけれ
ども、依然ノイズは存在する。等化器の等化目標値ｕ＝
｛０，±０．６７，±１｝付近のビタビ検出器入力信号
値ｙの確率密度の分布は、σをこの分布の標準編差とす
ると、数３となる。

【００３７】

【数３】次にノイズを４時点分まとめて捉える。仮にビタビ検出
器入力信号中のノイズがサンプル各時刻の値間に相関を
もたないノイズ、すなわち白色ノイズであるならば、４
次元空間内でのノイズ分布ｐ_w（ベクトルｙ）は分布の
平均：ベクトルｕ＝（ｕ₁，ｕ₂，ｕ₃，ｕ₄）^tに対
し数４となる。

【００３８】

【数４】ここにｙ₁〜ｙ₄はそれぞれ時刻１，２，３，４におけ
るビタビ入力値の座標を示す。ノイズが加わらない場合
の信号点（ｕ₁，ｕ₂，ｕ₃，ｕ₄）がベクトルａまた
はｂならば、ノイズは加法性なのでノイズ分布の中心点
はこれらベクトルａまたはベクトルｂとなる。この時、
ベクトルｕ＝ベクトルａ、ベクトルｂとしｐを様々な値
に変えると、各ｐに対応するベクトルｙの集合はベクト
ルａ、ベクルｂを中心とし半径が一定でない同心の球と
なる。ｐ_c（ベクトルｙ−ベクトルｕ）＝ｐにおいてｐ
＝ｐ₁，ｐ₂の場合の例を二次元上に模式的に表すと図
１２（ｂ）の二個の同心円群となる。

【００３９】ところで、ビタビ検出器の動作は、最小自
由距離を与えるパスに関する限り、あるビタビ検出器入
力信号ベクトルｙに対し数５の二個の値

【００４０】

【数５】を計算し、｜ベクトルｙ−ベクトルａ｜，｜ベクトルｙ
−ベクトルｂ｜のうちいずれか小さい方を定めるもので
ある。すなわち図１２（ｂ）でベクトルａ，ベクトルｂ
のうちベクトルｙから近い距離にあるどちらか一方を検
出結果として定める。これは、図１２（ｂ）においてベ
クトルａとベクトルｂを結ぶ線分を垂直に二等分する平
面Ｐによって空間全体を二個の空間に分け、入力信号
点：ベクトルｙがベクトルａ側の空間に存在すれば検出
結果としてベクトルａを出力し、入力信号点：ベクトル
ｙがベクトルｂ側の空間に存在すれば検出結果としてベ
クトルｂをしつつすることに相当する。また、平面Ｐ
は、信号点のベクトルａを中心とし分布するノイズのう
ちＰを越えてベクトルｂ側へ逸脱するノイズ量と、信号
点のｂを中心とし分布するノイズのうちＰを越えてベク
トルａ側へ逸脱するノイズ量の和を最小にするような境
界をつくる。、平面となっている。

【００４１】しかし、実際には、ＰＲ等化器入力信号中
のノイズが白色であっても、ＰＲ等化器において各サン
プル時刻におけるノイズ間に相関が生じるので、ビタビ
検出器入力信号中のノイズは有色ノイズとなる。以下、
ＰＲ等化器入力信号中のノイズが白色であるという前提
で、ＰＲ等化器により作られるＰＲ等化器により作られ
るＰＲ等化器出力信号中のノイズ分布を、図１２（ｂ）
と同様４個の時刻に関し求める。例としてＰＲ等化器が
図１５に示すようなタップ数Ｎ、各タップ係数が数６の
トランスバーサルフィルタである場合を考える。４個の
時点の間に前記Ｎ個のタップへ入力され得る計Ｎ＋３個
の等化器入力列を数７とすれば、等化器出力信号列ｙ_i
は数８で表される。

【００４２】

【数６】

【００４３】

【数７】

【００４４】

【数８】数８の変換を（ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄）^t＝Λ
（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_N+3）^tと表し、以後は（ｙ₁，
ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄）^tをベクトルｙ，（ｘ₁，ｘ₂，
…，ｘ_N+3）^tをベクトルｘとする。ベクトルｘの要素
であるｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_N+3個々の頻度分布はガウス
分布であり、これらは数３においてｙをｘ_i、ｉ＝１，
２，…，Ｎ＋３に読み替えた式に従う。これに加えてベ
クトルｙとベクトルｘの間に数８の関係があるとき、ベ
クトルｙの生起確率分布ｐ_c（ベクトルｙ）はその分布
の平均値であるベクトルｕ＝（ｕ₁，ｕ₂，ｕ₃，
ｕ₄）に対し数９及び数１０で表される。

【００４５】

【数９】

【００４６】

【数１０】ここにσ＝１とした。またｒ_k,mはＲの余因子であり、
行列Ｒの中で第ｉ行の要素とｊ列の要素（ｉ，ｊ＝１，
２，３，４）を取り除いてできる３行３列の行列Ｒ_i,j
の行列式｜Ｒ_i,j｜に対し、数１１で定義される。

【００４７】

【数１１】数９において、ｐ_c（ベクトルｙ−ベクトルｕ）＝ｐ
（ｐはある確率）をみたすベクトルｙの集合は一般に座
標軸がｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄の４次元空間上の半径が
一定でない球となる。ベクトルｕ＝ベクトルａ，ベクト
ルｂとしｐを様々な値に変えると、各ｐに対応するベク
トルｙの集合はベクトルａ，ベクトルｂを中心とし半径
が一定でない同心の球となる。ｐ_c（ベクトルｙ−ベク
トルｕ）＝ｐにおいてｐ＝ｐ₁，ｐ₂の集合の例を二次
元上に模式的に表すと図１２（ａ）の二個の楕円群とな
る。同図で従来の基準振幅の垂直二等分面Ｐは有色ノイ
ズの下では前記逸脱するノイズ量を最小とするような境
界平面になっていないので、有色ノイズ下においても従
来の基準振幅からなるベクトルａ，ベクトルｂを用いた
のではビタビ検出器出力系列のビット誤り率は劣化す
る。

【００４８】今、図１２（ａ）のベクトルａ，ベクトル
ｂを中心とした二個のノイズ分布を、平面Ｐとは別のあ
る図形Ｑで隔てることを考える。この時、ベクトルａを
中心として分布するノイズのうちＱを越えてベクトルｂ
側へ逸脱するノイズ量と、ベクトルｂを中心として分布
するノイズのうちＱを越えてベクトルａ側へ逸脱するノ
イズ量の和を最小にするように境界となる図形Ｑは、数
１２

【００４９】

【数１２】を満たすベクトルｙの集合である。すなわち上式の解
は、図１２（ａ）のベクトルａを中心とするノイズ分布
において確率ｐ₁，ｐ₂を与える楕円と、ベクトルｂを
中心とするノイズ分布において確率ｐ₁，ｐ₂を与える
楕円それぞれの交点を結んだ図形になっている。数１１
を解くとＱは数１３及び１４の平面となる。

【００５０】

【数１３】

【００５１】

【数１４】ここにベクトルＨはＱの法線ベクトル、ａ_i，ｂ_iは式
１でそれぞれベクトルａ，ベクトルｂのｙ_i軸の要素で
ある（ｉ＝１，２，３，４）。

【００５２】ここで、Ｈ₁〜Ｈ₄相互の関係を求めてお
く。数７で定義される行列Λの第ｉ行をベクトルΛ_iと
すると、数１５となる。

【００５３】

【数１５】数８においてΛの各行はＮ次元ベクトル（ｃ₁，ｃ₂，
…，ｃ_N）を行を進める毎に右へ一列ずつスライドさせ
た形になって、数１６

【００５４】

【数１６】が成立。この時Ｒの余因子ｒ_i,j、ｉ，ｊ＝１，２，
３，４の間には数１７の関係

【００５５】

【数１７】が成立する。数１７と、数２すなわち−ａ₁＋ｂ₁＝−
ａ₄＋ｂ₄，−ａ₂＋ｂ₂＝−ａ₃＋ｂ₃から、Ｈ₁＝
Ｈ₄及びＨ₂＝Ｈ₃が成立する。

【００５６】図１２（ａ）で、境界平面を従来の平面Ｐ
からＱへ変更するためには、ビタビ検出器の従来の基準
振幅であるベクトルａ，ベクトルｂそれぞれを同図のベ
クトルＬ，ベクトルＭへ変更すればよい。ここでベクト
ルＬ，ベクトルＭはそれらの垂直二等分面がＱとなるよ
うな二個の点である。ＱがベクトルＬ，ベクトルＭの垂
直二等分面であるためにベクトルＬ，ベクトルＭが満た
すべき条件は、数１８となる。

【００５７】

【数１８】ここで新しい基準振幅ベクトルＬ，ベクトルＭの各座標
を変数ｍ₁〜ｍ₅に対し数１９のように定める。

【００５８】

【数１９】ベクトルＬ，ベクトルＭの座標にｍ₂，ｍ₃，ｍ₄が共
通に含まれる理由は、図１１（ｂ）でａ₂とａ₁，ａ₃
とｂ₂，ａ₄とｂ₃それぞれは時刻は異なるが互いに同
一の基準振幅の枝がパスであるベクトルａ，ベクトルｂ
を構成しているからである。このためベクトルａをベク
トルＬへ、ベクトルｂをベクトルＭへ変更した後も、ベ
クトルＬとベクトルＭの各座標は条件３の関係を満たさ
ねばならない。

【００５９】さて、ベクトルＬとベクトルＭは条件１〜
３を満たす範囲内で任意に定められるが、ここでは以下
の計算を楽にし、ビタビ検出器の回路規模を削減するた
め、前記各基準振幅が数２０の条件

【００６０】

【数２０】を満たすとする。これでベクトルＬ，ベクトルＭは二個
の変数だけで表される。また条件４とＨ₁＝Ｈ₄，Ｈ₂
＝Ｈ₃から、ベクトルＬとベクトルＭの中点は平面Ｑ上
に乗るので、条件４を満たせば条件２は自動的に満たさ
れる。条件１，４及びＨ₁＝Ｈ₄，Ｈ₂＝Ｈ₃から数２
１が成立する。

【００６１】

【数２１】平面Ｑを境界平面とするようなビタビ検出器の新しい５
個の基準振幅は、例えばｍ₁を変数とすれば、従来の基
準振幅｛−１，−０．６７，０，０．６７，１｝それぞ
れに代わり数２２の値となる（ｍ₁＞０）。

【００６２】

【数２２】ここに、ｍ₁は任意の値でよいが、実際にはビタビ検出
器のトレリスにおいて第二番目に小さい自由距離に影響
を与えない程度の値としなければならない。例えばｍ₁
を１付近の値とすれば問題はない。

【００６３】図１１（ｂ）のトレリスにおいて最小自由
距離を与えるパスの組み合わせは、上で取り扱ったもの
の他にＳ６→Ｓ５→Ｓ４→Ｓ１→Ｓ１とＳ６→Ｓ６→Ｓ
５→Ｓ４→Ｓ１という組み合わせが存在する。前記パス
の組み合わせに関してこれまで説明した手順により新し
い基準振幅を計算すると、結果は数２２に示した基準振
幅と同一となる。

【００６４】ここでは、例として、δ＝２，ＭＥ記録，
ＰＲ（１，２，２，１）等化の場合に、等化器で作られ
るノイズの有色性をキャンセルするようなビタビ検出器
の新しい基準振幅を求めたが、δが他の値の変調符号を
用いた場合、ＭＥ記録でなくマークポジション（ＭＰ）
記録を行った場合、ＰＲ（１，２，２，１）等化でなく
他のパーシャルレスポンス等化を行いこれに対応するビ
タビ検出を行う場合にも、以上述べたのと同様の手順に
よって、ＰＲ等化器で作られるノイズの有色性をキャン
セルするビタビ検出器の基準振幅が求められる。

【００６５】ただし、ここで述べた方式が適用され得る
のは、再生信号にＰＲＭＬ信号処理を施す装置におい
て、ビタビ検出器のトレリスにおける最小自由距離を示
す二個のパスの組み合わせが、図１１（ｂ）に示すよう
に一定の長さとなる場合である。このような再生チャネ
ルの中には、光ディスクの再生チャネル全般、及び磁気
ディスクにおいて垂直磁気記録された信号をＭＲヘッド
を用いて再生するチャネルが含まれる。

【００６６】次に、本発明の実施の形態を図面を参照し
て詳細に説明する。まず、第一の発明の形態を図１〜図
１０を参照して説明する。本発明の形態において変調符
号は２−７変調符号あるいはＥＦＭ符号等のディジット
“１”と“１”との最小間隔（最小符号反転間隔：δ）
が２の符号を用いるとし、記録方式はマークエッジ（Ｍ
Ｅ）記録、等化器においてはＰＲ（１，２，２，１）等
化を行い、以上のチャネルから定まる等化器出力信号を
ビタビ検出するとする。

【００６７】第一の発明の形態は図１に示すようにパー
シャルレスポンス（ＰＲ）等化器１とビタビ検出器３、
及び基準振幅計算部２からなる。ヘッド再生信号ＡはＰ
Ｒ等化器１の端子ａ１に入力される。前記等化器は再生
信号Ａの特性が変動しても常に等化器出力信号を所望の
ＰＲ特性に等化するように自身の出力信号をフィードバ
ックしてタップ係数を適応制御する。ＰＲ特性をもつ信
号ＥはＰＲ等化器１の端子ａ２からビタビ検出器３へ出
力される。前記ビタビ検出器は、端子ｄ１から入力され
た等化信号Ｅが等化器で指定したＰＲ特性をもつと仮定
して、Ｅを最尤検出し、これにより記録再生時に加わっ
たノイズによるビット誤りが除去され、信号Ｚが端子ｄ
２から出力される。また前記等化器は端子ａ２から等化
信号Ｅを出力するのと同時に、端子ａ２より前記等化器
に使用されているＮ個のタップ係数Ｃ（１），Ｃ
（２），…，Ｃ（Ｎ）を同時に並列に出力し基準振幅計
算部２へ送る。ここで等化器１はトランスバーサル形等
化器、前記タップ係数Ｃ（ｉ）は前記等化器の伝達特性
を表し作用の章のｃ_iに対応する（ｉ＝１〜Ｎ）。基準
振幅計算部２は、端子ｂ１より入力された前記Ｎ個のタ
ップ係数から等化器出力Ｅに含まれるノイズの自己相関
を計算し、かつ前記計算結果を用いて、更に前記ノイズ
が加わった再生信号をビタビ検出するために適切なビタ
ビ検出器の基準振幅を計算する。前記計算された基準振
幅は２の端子ｂ２からビタビ検出器３へ伝送され、ビタ
ビ検出器動作に使用される。

【００６８】次に図１の第一の発明の形態を構成する３
個の構成要素を個別に詳細に説明する。

【００６９】ＰＲ等化器１の構成を図２に示す。図２で
は、等化器入力信号列Ａから、一単位時間遅延素子２１
によって１サンプル時間間隔ずつ離れた時刻における再
生信号の列ｉ（１），ｉ（２），…，ｉ（Ｎ）が作られ
る。前記信号列は乗算器２４によってそれぞれ現時刻の
タップ係数列Ｃ（Ｎ），…，Ｃ（２），Ｃ（１）と乗算
される。この後前記乗算結果は加算器２５において加算
されＥ＝Ｃ（Ｎ）・ｉ（１）＋…＋Ｃ（２）・ｉ（Ｎ−
１）＋Ｃ（１）・ｉ（Ｎ）となって端子ａ２よりビタビ
検出器３へ出力される。Ｃ（Ｎ），…，Ｃ（２），Ｃ
（１）を適切に選択することによってＥはＰＲ特性をも
つ信号となるが、このためのタップ係数Ｃ（Ｎ），…，
Ｃ（２），Ｃ（１）の制御の方法を次に述べる。

【００７０】ＰＲ特性をもつ信号には様々なものがある
が、この実施例ではＰＲ（１，２，２，１）等化の例を
示すことにする。ＭＥ記録されたδ＝２の変調符号化列
をＰＲ（１，２，２，１）等化すると、等化後の値は
｛−１．０，−０．６７，０，０．６７，１．０｝のい
ずれかの値となる。これら５個の値を以下ではＰＲ
（１，２，２，１）等化の等化目標値と呼ぶ。等化器に
ＰＲ（１，２，２，１）等化動作を行わせるためには、
その出力信号のサンプル時刻における値をモニタし、前
記ＰＲ（１，２，２，１）の等化目標値と前記サンプル
時刻における等化器出力値の差の電力が最小となるよう
に前記タップ係数列を適応制御すれば、等化器入力信号
の特性が変動しても、等化器出力信号を常にＰＲ（１，
２，２，１）特性をもつ信号に設定することが可能とな
る。このために図２において出力信号Ｅから参照信号計
算器２６によって等化器出力の最寄りの等化目標値Ａ１
を求め、ＡｌとＥから誤差信号計算器２７によって等化
誤差Ａ２＝Ａ１−Ｅを算出する。Ａ２は再生信号の列ｉ
（１），ｉ（２），…ｉ（Ｎ）それぞれと共に相関器２
２へ入力され、２２において各時刻の再生信号と等化誤
差との相関が求められる。前記相関器は例えば２個の入
力端子をもつ乗算器によって実現できる。前記相関器出
力は次に積分器２３へ入力される。積分器２３は相関器
２２の出力信号を常に過去一定時間分だけ加算し保持す
る。前記積分器が保持する加算値はタップ係数更新回路
２８に入力され、前記回路２８は以下に述べる手順で現
在のタップ係数の値を等化誤差を０に近づけるように各
時間Ｔ毎に修正する。この修正単位となる時刻Ｔは等化
器に入力されるビット列の伝送速度の逆数と同一であ
る。

【００７１】タップ係数更新回路２８におけるタップ係
数の修正方法を説明する。以下では各タップ係数Ｃ
（ｊ），ｊ＝Ｎ，…，１の時刻ｔにおける値をＣ（ｊ，
ｔ）、時刻ｔにおける等化後差をＡ２（ｔ）と表す。図
２において第ｊ番目のタップ（タップ係数Ｃ（ｊ）が乗
算されるタップ）の積分器２３は内部に値固定の係数α
を保持し、相関器２２の出力信号Ａ２（ｔ）・ｉ（Ｎ−
ｊ−ｔ）をもとに数２３の計算を各時刻において行う。

【００７２】

【数２３】ここにＭは１〜３程度の値とすればよい。また全てのタ
ップのタップ係数更新回路２８がもつαは互いに同一の
値とする。数２３の計算を各時刻において全てのｊに対
して行う。このタップ係数の修正方法は、従来の適応等
化器と同様の方法である。図２において各時間毎に修正
されたタップ係数は乗算器２４へ向け出力され等化器出
力信号の計算に使用されると同時に、端子ａ３から基準
振幅計算部の端子ｂ１へ出力され、図１の基準振幅計算
部２へ送られる。

【００７３】図３は等化器１に用いられる参照信号計算
器２６の一構成例を表したものである。同図では等化器
１の出力信号Ｅが端子ｅ１から入力後４個の減算回路へ
同時に独立に入力される。各減算器３１における各減算
回路のマイナス端子にはＰＲ（１，２，２，１）等化器
の等化目標値間の中央値が設定されていて、これらとＥ
との減算結果すなわちＦ１＝Ｅ−０．８３，Ｆ２＝Ｅ−
０．３３，Ｆ３＝Ｅ＋０．３３，Ｆ４＝Ｅ＋０．８３が
参照信号選択回路へ出力される。Ｆ１〜Ｆ４の符号を観
察すればＥの最寄りの等化目標値がわかる。参照信号選
択回路３２では数２４に示した手順に従ってその出力Ａ
１を定める。

【００７４】

【数２４】次に図１の基準振幅計算部２を詳細に説明する。図４は
基準振幅計算部２の構成を示す。同計算部は３個の構成
要素から成る。基準振幅計算部は、適応等化器のタップ
係数Ｃ（１）〜Ｃ（Ｎ）から、ビタビ検出器出力列のビ
ット誤り率を減少させるようなビタビ検出器基準振幅を
計算する。

【００７５】図４で、ＰＲ等化器のタップ係数はまず相
関係数計算回路４１へ入力される。図５（ａ）に相関係
数計算回路の一構成例を示す。図５（ａ）で図の上部か
ら入力されたタップ係数Ｃ（１）〜Ｃ（Ｎ）から、図５
（ｂ）に示した積和計算回路によって、自身及び他のタ
ップ係数との積和が作られ、数２５で示す相関係数ＣＯ
Ｌ０〜ＣＯＬ３となって端子ｋ２から余因子計算回路４
２へ出力される。

【００７６】

【数２５】例えば、ｋ２端子から外部へ出力されているＣＯＬ１に
着目すると、ＣＯＬ１は、乗算器入力端子からＣ１とＣ
２が入力される積和計算回路５１の出力であり、かつ前
記積和計算回路内の加算器入力端子には、乗算器入力端
子からＣ２とＣ３が入力される積和計算回路の出力値
が、入力される。これの繰り返しによってＣＯＬ１＝Ｃ
（１）・Ｃ（２）＋Ｃ（２）・Ｃ（３）＋…＋Ｃ（Ｎ−
３）・Ｃ（Ｎ−２）が計算される。ＣＯＬ０〜ＣＯＬ３
はそれぞれ数１９のΛ₁・Λ₁，Λ₁・Λ₂，Λ₁・Λ
₃，Λ₁・Λ₄に一致する。

【００７７】前記相関係数ＣＯＬ０〜ＣＯＬ３は余因子
計算回路４２へ出力される。次に図４の余因子計算回路
４２の実施例を説明する。余因子計算回路の一実施例を
図６（ａ）に示す。余因子計算回路は数２６に示す演算
を行う。

【００７８】

【数２６】図６（ａ）において、端子ｋ３から入力された前記４個
の余因子は独立に４個の行列式計算回路６１に入力さ
れ、ここで数２６の式（２）に示したＲ０〜Ｒ３の行列
式を計算する。図６（ａ）の各行列式計算回路には９個
の入力端子ｒ１１〜ｒ３３があるが、前記各端子の名称
は数２６の式（２）に示した各行列式を計算する際に使
用する行列式内の要素の行・列番号に対応している。例
えば、図６（ａ）において余因子Ｒ１を出力する行列式
計算回路６１はｒ１１にＣＯＬ１を、ｒ１２にＣＯＬ１
を、ｒ１３にＣＯＬ２を、ｒ２１にＣＯＬ２を、ｒ２２
にＣＯＬ０を、ｒ２３にＣＯＬ１を、ｒ３１にＣＯＬ３
を、ｒ３２にＣＯＬ１を、ｒ３３にＣＯＬ０をそれぞれ
入力し、かつ行列式計算回路の出力端子ｒｒからの出力
値を符号反転器６２に経由させる。これは数２６の式
（２）のＲ１を求める計算式において行列式内の第ｉ行
ｊ列の要素をｘ（ｉ，ｊ）と表す時、ｘ（１，１）＝Ｃ
ＯＬ１，ｘ（１，２）＝ＣＯＬ１，ｘ（１，３）＝ＣＯ
Ｌ２，ｘ（２，１）＝ＣＯＬ２，ｘ（２，２）＝ＣＯＬ
０，ｘ（２，３）＝ＣＯＬ１，ｘ（３，１）＝ＣＯＬ
３，ｘ（３，２）＝ＣＯＬ１，ｘ（３，３）＝ＣＯＬ
０、かつ行列式に−１が乗算されてＲ１が計算されるこ
とに対応している。Ｒ０〜Ｒ３は、数２６の式（１）の
相関行列ＣＯＬの余因子のであり、前述の４次元空間内
のノイズ点の確率分布を求めるために必要な値である。

【００７９】行列式計算回路６１を図６（ｂ）に示す。
一般に３行３列の行列式ｙは、前記の定義を使って、数
２７

【００８０】

【数２７】と表される。数２７の各項の３個のｘ（ｉ，ｊ）の積が
図６（ｂ）の３入力の乗算器６３で計算され、前記乗算
器の和が６入力の加算器６４で計算される。符号反転器
６２は数２７の−１の乗算を考慮したものである。また
Ｒ０〜Ｒ３それぞれは数１４に示したｒ_1,1，ｒ_1,2，
ｒ_1,3，ｒ_1,4である。

【００８１】図４で、余因子Ｒ０〜Ｒ３は基準振幅計算
回路４３へ入力される。図７は基準振幅計算回路の構成
を示したものである。同回路では、端子ｋ５から入力さ
れた余因子Ｒ０〜Ｒ３と、基準振幅差入力端子（１）７
４、同（２）７５から入力される値０．３３，０．６７
から、ＰＲ等化器によって作られる有色ノイズのビタビ
検出器への影響を除去するような、新しいビタビ検出器
基準振幅を求める。基準振幅差入力端子７４，７５から
入力される値０．３３，０．３７は本実施の形態が採用
しているチャネル：「δ＝２の変調符号、ＭＥ記録、及
び等化器においてＰＲ（１，２，２，１）等化を行うこ
と」により定まる。図１１（ｂ）は前記チャネルと共に
用いられる、５値の基準振幅と６個の状態をもつトレリ
スであるが、このトレリスで実線で記された最小自由距
離を与えるパスを４次元ベクトルで表しベクトルａ＝
（１，０．６７，０，−０．６７），ベクトルｂ＝
（０．６７，０，−０．６７，−１）とすると、これら
の差ベクトルａ−ヘベクトルｂ＝（０．３３，０．６
７，０．６７，０．３３）のうち０．３３，０．６７
を、図７の端子７４，７５から入力するのである。これ
らの値は従来のビタビ検出器の基準振幅０．３３，０．
６７を本実施の形態に知らせる役割を果たし、本実施の
形態の回路はは前記０．３３，０．６７を元に、基準振
幅ビタビ検出器基準振幅の一部を有色ノイズに適した値
へと修正する。

【００８２】図７の回路で行う計算を数２８に示す（特
に、数２８の式（１），（２）に示す）。

【００８３】

【数２８】例えば、図７でＨ１を出力する４入力の加算器は、Ｒ０
・０．３３＋Ｒ１・０．６７＋Ｒ２・０．６７＋Ｒ３・
０．３３を計算する。これは前記余因子を並べたベクト
ル（Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３）とベクトルａ−ベクトル
ｂ＝（ａ₁−ｂ_1,a2−ｂ_2,a3−ｂ_3,a4−ｂ₄）の内積で
あり、前記加算器で数２８の式（１）の計算を行ってい
ることがわかる。

【００８４】今、図１２に示すように、ノイズの等頻度
分布が多次元空間上の点ベクトルａ，ベクトルｂを中心
とした二個の楕円となるとき、ベクトルａ，ベクトルｂ
の間に平面Ｐを置くとする。この時、Ｐと成りうる平面
は当然無限に存在するが、図７で求めたＨ１，Ｈ２と
は、Ｐで空間を分離した後に、一方のノイズ発生頻度分
布がＰを越えてもう一方の領域へ逸脱するような確率を
最小とする、境界平面の法線ベクトルＨの要素である。
この平面を図１２ではＱと示してある。本実施の形態の
チャネルではＨ＝（Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４）とすると
き、前述したように、Ｈ１＝Ｈ４，Ｈ２＝Ｈ３となるの
でＨ１，Ｈ２の値だけ算出すれば十分である。

【００８５】図７において，次にＨ１，Ｈ２から加算器
７２と除算器７３によってＭ２＝Ｈ２／（Ｈ１＋Ｈ２）
が算出されビタビ検出器へ出力される。除算器７３は端
子ｄ１から入力されるＨ２と端子ｄ２から入力されるＨ
１＋Ｈ２からＨ２／（Ｈ１＋Ｈ２）を求める。Ｈ１，Ｈ
２をそれぞれＨ₁，Ｈ₂に、Ｒ０〜Ｒ３それぞれをｒ
_1,1，ｒ_1,2，ｒ_1,3，ｒ_1,4に対応させると、数２８
（１）は数１４を計算していることがわかる。本実施例
で示している記録再生チャネルの場合、数２２で示した
５個の基準振幅でｍ₁＝１とした。この時従来の基準振
幅｛−１，−０．６７，０，＋０．６７，＋１｝のうち
±０．６７だけが従来の値と異なる値となる。前記従来
の値と異なる基準振幅を±Ｍ２とした。例えば現行のコ
ンパクトディスクの１／２のトラック幅、２倍の線記録
密度のディスクをスポット径１．０μｍのレーザを使用
し再生するという想定では、Ｍ２＝０．４前後となる。

【００８６】基準振幅計算回路４３で算出された新しい
基準振幅Ｍ２はビタビ検出器３へ出力される。図８はビ
タビ検出器の構成を示した図である。このビタビ検出器
はＰＲ等化器出力信号を変調符号列Ｚへ変換する。本発
明の形態で用いるこのビタビ検出器はその基準振幅のう
ちの少なくとも一部を外部から指定可能とする機能を有
する。図８で基準振幅計算部において算出された新しい
基準振幅Ｍ２は端子ｄ２からビタビ検出器の回路へ入力
される。またＰＲ等化器１の出力信号Ｅは端子ｄ１から
入力される。

【００８７】次に、図８のビタビ検出器の構成について
詳細に説明する。ビタビ検出器は枝メトリックＢ１〜Ｂ
５を計算する回路とＡＣＳ（Ａｄｄ−Ｃｏｍｐａｒｅ−
Ｓｅｌｅｃｔ）回路８４、パスメモリ８５から構成され
る。図８において入力端子ｄ１にはＰＲ（１，２，２，
１）等化器の出力信号Ｅが入力される。信号Ｅは５個の
減算器８２のマイナス端子へ同時に独立に入力され、前
記減算器はＥと、あらかじめビタビ検出器に設定されて
いるビタビ検出器の基準振幅｛１．０，０，−１０｝
と、端子ｄ３から入力されれる新しい基準振幅Ｍ２か
ら、１．０−Ｅ，Ｍ２−Ｅ，０−Ｅ，−Ｍ２−Ｅ，−
１．０−Ｅを計算しそれぞれを３個の二乗演算器８２へ
独立に出力する。−Ｍ２は図８の符号反転回路８１によ
って作られる。二乗演算器８３では５個の入力信号の二
乗値である枝メトリック：Ｂ１＝（１．０−Ｅ）²，Ｂ
２＝（Ｍ２−Ｅ）²，Ｂ２＝（０−Ｅ）²，Ｂ２＝（−
Ｍ２−Ｅ）²，Ｂ３＝（−１．０−Ｅ）²を各時刻毎に
計算しＡＣＳ回路８４へ送る。

【００８８】ＡＣＳ回路８４は枝メトリックＢ１〜Ｂ５
を用いて前述の数１に示した計算を各時刻毎に行う。数
１においてＰ（１）〜Ｐ（６）はＡＣＳ回路８４がその
内部に保持する値であり、パスメトリックと呼ばれる。
前記６個のパスメトリックＰ（１）〜Ｐ（６）は再生動
作が行われる前にまず数１（ａ）の初期設定時の欄にあ
るように初期値０でクリアされる。再生動作時には、各
時刻において数１（ｂ−１）に示した４個の式に従って
加算・比較動作を行い、図８のパスメモリ制御信号Ｊ
１，Ｊ２の値を定め、これをパスメモリ８５へ出力す
る。更に、ＡＣＳ回路８４は数１（ｂ−２）に示した６
個の数式に従いパスメトリックＰ（１）〜Ｐ（６）を更
新する。数１（ｂ−２）でｍｉｎ｛α，β｝とはα，β
のうち小さい方の値を意味する演算子である。

【００８９】図９は本発明を構成するパスメモリ８５の
一実施例の構成図である。図９において、パスメモリは
検出系列切替器（１）〜（ｎ）６４と、各検出系列切り
替え器間に設けられた６個１組の一単位時間遅延素子９
２からなる。前記各検出系列切替器９１にはパスメモリ
制御信号Ｊ１，Ｊ２が端子９３から入力される。図９に
おいてパスメモリ制御信号Ｊ１，Ｊ２がＪ１，Ｊ２＝
０，１それぞれの場合には検出系列切替器（１）〜同
（ｎ）６４の全ての入出力端子の接続法を図１０の
（ａ）〜（ｄ）いずれかに示した形とする。次に、図９
の検出系列切替器（１）〜同（ｎ−１）の出力端子に接
続されている一単位時間遅延素子ＦＦ（１）〜ＦＦ（ｎ
−１）９２内の値全てを右向きに次の一単位時間遅延素
子まで検出系列切替器を経由させてシフトし、同時に一
単位時間遅延素子（１）の入力端子Ｘ１〜Ｘ６それぞれ
からビタビ検出器出力系列ディジットの候補であるＶ１
＝０，Ｖ２＝１，Ｖ３＝０，Ｖ４＝０，Ｖ５＝１，Ｖ６
＝０を入力し、これら入力ディジットを検出系列切替器
（１）とその出力端子Ｙ１〜Ｙ６を経由して６個の一単
位時間遅延素子（ＦＦ１）へ入力させる。これにより一
時刻分のビタビ検出器出力Ｚがビタビ検出器出力端子ｄ
３から出力される。ここで、例えば検出系列切替器の接
続状況がＪ１＝０，Ｊ２＝０の場合であると、Ｙ１，Ｙ
２，Ｙ３，Ｙ５，Ｙ６それぞれへはＸ１，Ｘ１，Ｘ２，
Ｘ５，Ｘ６，Ｘ３から入力された値Ｖ１＝０，Ｖ１＝
０，Ｖ２＝１，Ｖ５＝１，Ｖ６＝０，Ｖ３＝０が届く
（同図で点線は断線を示している）。以上の手順を各時
刻において行うことにより、ビタビ検出器出力端子ｄ３
から二元シンボル｛０，１｝からなるビタビ検出器出力
系列Ｚを得る。図９では最後の検出系列切替器（ｎ）の
出力端子Ｙ１だけがビタビ検出器出力端子ｄ３へ接続さ
れているが、検出系列切替器の数ｎが数十以上と大きけ
れば検出系列切替器（ｎ）の出力端子Ｙ１〜Ｙ３から出
力される系列は互いに同一となるから、一個の出力端子
例えばＹ１だけをビタビ検出器出力端子ｄ２へ接続すれ
ばよい。

【００９０】図１３は、現行のコンパクトディスクの１
／２のトラック幅、２倍の線記録密度のディスクをスポ
ット径１．０μｍのレーザを使用し再生するという想定
で行った、計算器シミュレーションによって求めたビッ
ト誤り率特性である。同図の特性を算出する際にはＰＲ
等化器へ入力される再生信号には白色ノイズが加わり、
ビタビ検出器は、これまでに示した有色ノイズを考慮し
た新しい基準振幅を使用している。同図から、本発明に
よる基準振幅を使用した場合には、従来の基準振幅を使
用した場合に比べて、例えばビット誤り率１．０Ｅ−５
を達成するための所要ＣＮＲが２ｄＢ少なくて済む。ま
た、例えばＣＮＲ＝５０ｄＢにおいて本発明装置を用い
ればビット誤り率が従来装置の場合の１／３０程度に減
少する。

【００９１】次に本発明の第二の実施の形態として、再
生信号の特性の変動が小さい場合に適用される実施例を
図９，１４，１５を用いて説明する。図１４は本発明の
実施の形態の構成を表し、適応制御を行わないＰＲ等化
器１４１と、第一の実施の形態で示したビタビ検出器３
からなる。図１５は前記ＰＲ等化器の一構成例である。
同図はタップ係数Ｃ（１）〜Ｃ（Ｎ）を適応制御しない
ことを除くほか、図２で説明したＰＲ等化器と同様の動
作を行う。同等化器でタップ係数は所望のＰＲ等化を行
うための値をあらかじめ設定しておく。

【００９２】図１４でＰＲ等化器１４１の出力信号Ｅは
ビタビ検出器３へ入力される。ビタビ検出器３に指定す
る有色ノイズに適した基準振幅Ｍ２は、等化器１４１に
設定されているタップ係数Ｃ（１）〜Ｃ（Ｎ）から、数
２５、数２６、及び数２８に示した式に従って算出し端
子１４２から入力されるようあらかじめ設定しておく。
ビタビ検出器３の構成と動作は、第一の実施の形態で示
したビタビ検出器のものと同一でよい。

【００９３】以上は光ディスクの記録・再生チャネルに
ＰＲＭＬ信号処理を施す従来技術であるが、図１８にお
いて記録ピット有りの領域を記録磁化が上向き、記録ピ
ット無しの領域を記録磁化が下向き、というように対応
させると、そのＭＲヘッドによる再生信号の波形形状は
図１８（ｅ）のＡとほぼ同一となるから、第一，第二の
実施の形態共に、磁気ディスク装置において垂直磁気記
録を行いＭＲヘッドを用いて再生する場合にも適用でき
る。

【００９４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、ＰＲ
等化器によって生じるノイズの有色性のビタビ検出器へ
の影響を除去するような基準振幅を計算する回路（基準
振幅計算部）を設けたから、ビタビ検出器出力データの
ビット誤り率が、従来のＰＲＭＬ信号処理装置を用いた
場合に比べ低減するという効果がある。

【００９５】さらに、本発明では、ＰＲ等化器によって
生じるノイズの有色性を取り除くためにビタビ検出器内
部のパスメトリックを操作するのではなく、基準振幅を
直接に変更するようにしたから、構成をほとんど変更す
ることなく従来のビタビ検出器を流用することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による信号処理装置の第１の例を説明す
るための図である。

【図２】パーシャルレスポンス（ＰＲ）等化器の構成を
説明するための図である。

【図３】ＰＲ等化器の参照信号計算器を説明するための
図である。

【図４】基準振幅計算部を説明するための図である。

【図５】（ａ）は相関係数計算回路を説明するための図
であり、（ｂ）は積和計算回路を説明するための図であ
る。

【図６】余因子計算回路を説明するための図である。

【図７】行列式計算回路を説明するための図である。

【図８】基準振幅計算回路を説明するための図である。

【図９】本発明に用いられるビタビ検出器を説明するた
め図である。

【図１０】ビタビ検出器内のパスメモリを説明するため
の図である。

【図１１】（ａ）はδ＝２の符号をＭＥ記録しその再生
信号をＰＲ（１，２，２，１）等化する際に用いられる
トレリスを説明するための図であり、（ｂ）は（ａ）に
示すトレリスが作る最小自由距離を与えるパスの組み合
わせを説明するための図である。

【図１２】（ａ）は有色ノイズの分布を説明するための
図であり、（ｂ）は白色ノイズの分布を説明するための
図である。

【図１３】本発明による効果を説明するための図であ
る。

【図１４】本発明による信号処理装置の第２の例を説明
するための図である。

【図１５】従来のＰＲ等化器及び本発明の第２の例に用
いられるＰＲ等化器を説明するための図である。

【図１６】従来のＰＲＭＬ信号処理回路の構成を示す図
である。

【図１７】従来のビタビ検出器の構成を示す図である。

【図１８】δ＝２の記録符号を使用しＭＥ記録後の再生
信号をＰＲ（１，２，２，１）等化する際の信号遷移を
説明するための図である。

【符号の説明】

１，１６１ＰＲ等化器２，１６２基準振幅計算部３ビタビ検出器２１一単位時間遅延素子２２相関器２３積分器２４，５２，６３乗算器２５，５３，６４，７１，７２加算器２６参照信号計算器２７誤差信号計算器２８タップ係数更新回路３１減算回路３２参照信号選択回路４１相関係数計算回路４２余因子計算回路４３基準振幅計算回路５１積和計算回路６１行列式計算回路６２符号反転器７３除算器７４，７５基準振幅差入力端子８１符号反転回路８２，１７２減算器８３，１７３二乗演算器８４，１７４ＡＣＳ回路８５，１７５パスメモリ９１検出系列切替器９２検出系列用一単位時間遅延素子９３パスメモリ制御信号入力端子１４１ＰＲ等化器１４２基準振幅入力端子

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】記録データを再生する機能を有し、再生
信号をＰＲＭＬ信号処理する際に用いるトレリスの最小
自由距離を与えるパスの長さがただ一つに定まるような
ディスク装置に用いられ、入力信号をパーシャルレスポ
ンス特性を有する等化器出力信号へ等化する等化手段と
該等化手段の伝達特性を等化器伝達特性して出力する出
力手段とを有するＰＲ等化器と、前記等化器出力信号を
受け該等化器出力信号をビタビ検出するビタビ検出器
と、前記等化器伝達特性を受け該等化器伝達特性に基づ
いて前記ビダビ検出器の基準振幅を求める基準振幅計算
部とを有し、前記等化手段は前記伝達特性を前記等化器
出力信号に応じて適応制御するようにしたことを特徴と
する信号処理装置。
【請求項２】請求項１に記載された信号処理装置にお
いて、前記ビタビ検出器は前記基準振幅の少なくとも一
部を受け該基準振幅に応じてビタビ検出動作を行い、前
記基準振幅計算部は、前記ＰＲ等化器によるノイズの周
波数分布の偏りによって生じるビタビ検出器の出力デー
タのビット誤り率の劣化を改善するように前記基準振幅
を計算することを特徴とする信号処理装置。
【請求項３】記録データを再生する機能を有し、再生
信号をＰＲＭＬ信号処理する際に用いるトレリスの最小
自由距離を与えるパスの長さがただ一つに定まるような
ディスク装置に用いられ、予め定められた伝送特性を備
え入力信号をパーシャルレスポンス特性を有する等化器
出力信号に等化するＰＲ等化器と、前記予め定められた
伝達特性に基づいて求められた基準振幅のうち少なくと
も一個を入力し該基準振幅に応じてビタビ検出動作を行
い前記等化器出力信号をビタビ検出するビタビ検出器と
を有することを特徴とする信号処理装置。
【請求項４】請求項３に記載された信号処理装置にお
いて、前記等化器出力信号に含まれるノイズの周波数分
布の偏りによって生じる前記ビタビ検出器の出力データ
のビット誤り率の劣化を改善するように前記予め定めら
れた伝達特性に基づいて前記基準振幅が算出されるよう
にしたことを特徴とする信号処理装置。