JP2872275B2 - ＭＲ検査用ｒｆ信号発生回路配置 - Google Patents
ＭＲ検査用ｒｆ信号発生回路配置Info
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- G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、一連のデータワードの形式で信号を記憶し
たリードオンリメモリと、リードオンリメモリからデー
タワードをクロック周波数で読み出すアドレス生成器
と、リードオンリメモリに接続するディジタルアナログ
変換器とからなるMR検査用rf信号発生回路配置に関す
る。かかる回路配置は、［イノエス アウス デル テ
ヒニク」第１号,1984年２月15日，寄稿 771から本質的
に公知である。
たリードオンリメモリと、リードオンリメモリからデー
タワードをクロック周波数で読み出すアドレス生成器
と、リードオンリメモリに接続するディジタルアナログ
変換器とからなるMR検査用rf信号発生回路配置に関す
る。かかる回路配置は、［イノエス アウス デル テ
ヒニク」第１号,1984年２月15日，寄稿 771から本質的
に公知である。
この種の回路配置は、例えばいわゆるMRトモグラフィ
等のためのMR検査用のrfパルスを発生するのに用いられ
る。かかる検査中rf振動は数msの間印加される。このrf
振動の周波数，位置又は振幅は変調されることがある。
この振動の周波数は、MRI装置内で発生する定常磁場の
磁束密度により決まるラーモア周波数により予め決めら
れる。
等のためのMR検査用のrfパルスを発生するのに用いられ
る。かかる検査中rf振動は数msの間印加される。このrf
振動の周波数，位置又は振幅は変調されることがある。
この振動の周波数は、MRI装置内で発生する定常磁場の
磁束密度により決まるラーモア周波数により予め決めら
れる。
公知の回路配置では、rfパルス全体の変動が高速ディ
ジタルメモリに記憶される。かかるメモリは、リードオ
ンリメモリとして構成される場合には、特に時間につい
て異なる振動をなす多数のrfパルスがMRI装置内で発生
されねばならないから非常に大きな記憶容量を有する必
要がある。
ジタルメモリに記憶される。かかるメモリは、リードオ
ンリメモリとして構成される場合には、特に時間につい
て異なる振動をなす多数のrfパルスがMRI装置内で発生
されねばならないから非常に大きな記憶容量を有する必
要がある。
本発明の目的は、前記の種類であって時間についての
rfパルスの変動全体をリードオンリメモリに記憶せしめ
ずともrfパルスが発生される回路配置を構成するにあ
る。
rfパルスの変動全体をリードオンリメモリに記憶せしめ
ずともrfパルスが発生される回路配置を構成するにあ
る。
この目的は、一連のデータワードの形式の正弦波形信
号がリードオンリメモリに記憶され、ディジタルアナロ
グ変換器の出力におけるスペクトルが、MR検査に必要な
ラーモア周波数fLを有する高周波数成分からなる本発明
により達成される。従って本発明では１つの正弦波形信
号のみがメモリに記憶される。かかる信号の1/4周期分
のみが一連のデータワードとして記憶されれば充分であ
って、多数の正弦波形振動からなるrfパルスは正弦波形
信号に割当てられたアドレス空間を繰り返したどるよう
にして発生される。
号がリードオンリメモリに記憶され、ディジタルアナロ
グ変換器の出力におけるスペクトルが、MR検査に必要な
ラーモア周波数fLを有する高周波数成分からなる本発明
により達成される。従って本発明では１つの正弦波形信
号のみがメモリに記憶される。かかる信号の1/4周期分
のみが一連のデータワードとして記憶されれば充分であ
って、多数の正弦波形振動からなるrfパルスは正弦波形
信号に割当てられたアドレス空間を繰り返したどるよう
にして発生される。
従来はディジタルアナログ変換器は、発生されるべき
アナログ信号の周波数の少なくとも２倍のクロック周波
数で動作するようにされている。その周波数はいわゆる
ラーモア周波数であって0.15Tにすぎない定常磁場を有
するMRI装置にあってさえ5MHzを越えるため、ディジタ
ルアナログ変換器のクロック周波数は10MHzより高くな
ければならない。より強い定常磁場のMRI装置にあって
は、ディジタルアナログ変換器クロック周波数もより高
くされねばならない。またかかる変換器には高い分解能
が求められる。これらの条件は、少なくとも12ビットの
ワード幅を有するデータワードを処理しうる場合にのみ
満たされる。1MHzを越えるクロック周波数及び少なくと
も12ビットのワード幅にディジタルアナログ変換器は、
たとえ実現しうるとしても、その実現には大きな困難が
ともなう。
アナログ信号の周波数の少なくとも２倍のクロック周波
数で動作するようにされている。その周波数はいわゆる
ラーモア周波数であって0.15Tにすぎない定常磁場を有
するMRI装置にあってさえ5MHzを越えるため、ディジタ
ルアナログ変換器のクロック周波数は10MHzより高くな
ければならない。より強い定常磁場のMRI装置にあって
は、ディジタルアナログ変換器クロック周波数もより高
くされねばならない。またかかる変換器には高い分解能
が求められる。これらの条件は、少なくとも12ビットの
ワード幅を有するデータワードを処理しうる場合にのみ
満たされる。1MHzを越えるクロック周波数及び少なくと
も12ビットのワード幅にディジタルアナログ変換器は、
たとえ実現しうるとしても、その実現には大きな困難が
ともなう。
この問題を解決するため、以前に出願され未公開のヨ
ーロッパ特許出願88200981.4においては、アナログ変換
器信号を一定周波数と混合する後置ミクサによりディジ
タルアナログ変換器の出力信号の周波数を所望の値まで
増大せしめることが提案されている。ディジタルアナロ
グ変換器は比較的低いクロック周波数で動作するからデ
ィジタルアナログ変換器に要するコストは減るが、アナ
ログ信号処理に要するコストは相当に増大する。
ーロッパ特許出願88200981.4においては、アナログ変換
器信号を一定周波数と混合する後置ミクサによりディジ
タルアナログ変換器の出力信号の周波数を所望の値まで
増大せしめることが提案されている。ディジタルアナロ
グ変換器は比較的低いクロック周波数で動作するからデ
ィジタルアナログ変換器に要するコストは減るが、アナ
ログ信号処理に要するコストは相当に増大する。
本発明の別の実施例ではこの問題点は、クロック周波
数fT及びリードオンリメモリから読出される信号の周波
数fsを、 fL＝nfT＋afs となるよう選択することで解決される。ここでｎはゼロ
より大きい正の整数,aの値は＋１又は−１である。ここ
で、本発明は、ディジタルアナログ変換器の出力の正弦
波ディジタル信号は、ディジタル信号と同一周波数の線
のほかに、クロック周波数又はクロック周波数の高調波
の両側の側線が形成され、前記側線とクロック周波数又
はクロック周波数の高調波との間の周波数距離が、ディ
ジタル信号の周波数に対応するスペクトルを有するとい
う事実を用いる。従ってディジタルアナログ変換器のク
ロック周波数より高い周波数を有するrf信号が発生され
る。アナログ処理部において信号周波数を高い値に変換
する必要はない。
数fT及びリードオンリメモリから読出される信号の周波
数fsを、 fL＝nfT＋afs となるよう選択することで解決される。ここでｎはゼロ
より大きい正の整数,aの値は＋１又は−１である。ここ
で、本発明は、ディジタルアナログ変換器の出力の正弦
波ディジタル信号は、ディジタル信号と同一周波数の線
のほかに、クロック周波数又はクロック周波数の高調波
の両側の側線が形成され、前記側線とクロック周波数又
はクロック周波数の高調波との間の周波数距離が、ディ
ジタル信号の周波数に対応するスペクトルを有するとい
う事実を用いる。従ってディジタルアナログ変換器のク
ロック周波数より高い周波数を有するrf信号が発生され
る。アナログ処理部において信号周波数を高い値に変換
する必要はない。
MR検査においてはrfパルスの周波数を1Hz以下の量だ
け変えられるのが望ましい。少なくとも数MHzに達する
ラーモア周波数との関連では、これは10-7の周波数変動
ということである。かかる周波数分解能は、リードオン
リメモリが例えば16Mワードの記憶容量を有する場合に
得られる。
け変えられるのが望ましい。少なくとも数MHzに達する
ラーモア周波数との関連では、これは10-7の周波数変動
ということである。かかる周波数分解能は、リードオン
リメモリが例えば16Mワードの記憶容量を有する場合に
得られる。
リードオンリメモリの記憶容量に関する要件を低減す
るため本発明の別の実施態様では、アドレス生成器はク
ロック周波数でプリセット可能な量だけ変化する計数位
置を有する計数装置からなり、計数装置の計数容量はリ
ードオンリメモリ内のアドレス可能記憶位置の数の倍数
であり、リードオンリメモリに対するアドレス信号は計
数装置の出力信号の最上位ビット位置から得られる。そ
の場合周波数分解能は、計数装置で用いられるワード幅
により決まる。従って計数装置が24ビットのワード幅に
対して設計される場合には、所望の周波数分解能は、64
Kワードの記憶容量を有するメモリで実現され、そのア
ドレシングには、計数装置の出力信号の16個の最上位ビ
ットが必要とされるにすぎない。
るため本発明の別の実施態様では、アドレス生成器はク
ロック周波数でプリセット可能な量だけ変化する計数位
置を有する計数装置からなり、計数装置の計数容量はリ
ードオンリメモリ内のアドレス可能記憶位置の数の倍数
であり、リードオンリメモリに対するアドレス信号は計
数装置の出力信号の最上位ビット位置から得られる。そ
の場合周波数分解能は、計数装置で用いられるワード幅
により決まる。従って計数装置が24ビットのワード幅に
対して設計される場合には、所望の周波数分解能は、64
Kワードの記憶容量を有するメモリで実現され、そのア
ドレシングには、計数装置の出力信号の16個の最上位ビ
ットが必要とされるにすぎない。
様々なMR検査で位相コヒーレントな周波数変動が必要
となる。これはつまりrf信号の周波数がMR検査中で異な
る値に切換えられ、その後もとの値に戻される場合に、
その位相は周波数の切換え及び切戻しがなかったとする
時の値を有さねばならないことを意味する。
となる。これはつまりrf信号の周波数がMR検査中で異な
る値に切換えられ、その後もとの値に戻される場合に、
その位相は周波数の切換え及び切戻しがなかったとする
時の値を有さねばならないことを意味する。
本発明の別の実施例では位相コヒーレントな周波数変
動のためアドレス生成器はクロック周波数でプリセット
可能な量だけ変化する計数位置を有する計数装置からな
り、計数装置とリードオンリメモリとの間に、計数位置
にプリセット可能な計数を毎回乗算する乗算器回路が設
けられる。この実施例では計数位置は周波数から独立す
るので、計数位置により決定される位相は周波数変動に
影響されない。
動のためアドレス生成器はクロック周波数でプリセット
可能な量だけ変化する計数位置を有する計数装置からな
り、計数装置とリードオンリメモリとの間に、計数位置
にプリセット可能な計数を毎回乗算する乗算器回路が設
けられる。この実施例では計数位置は周波数から独立す
るので、計数位置により決定される位相は周波数変動に
影響されない。
第１図中参照番号６は、検査ゾーン２において図面の
平面に対し垂直に延在する例えば0.16Tの一様かつ定常
的な磁場を発生し、また必要に応じて磁気勾配場を発生
する装置を示す。ここで磁気勾配場とは、定常かつ一様
な磁場と同一方向に延在するが、その強度は磁場方向又
は磁場方向と直交する方向に直線的に変化する磁場のこ
とである。このために、装置６は定常磁場を発生する発
生器３と、様々な磁気勾配場のための電流を出力する発
生器４とに結合される。
平面に対し垂直に延在する例えば0.16Tの一様かつ定常
的な磁場を発生し、また必要に応じて磁気勾配場を発生
する装置を示す。ここで磁気勾配場とは、定常かつ一様
な磁場と同一方向に延在するが、その強度は磁場方向又
は磁場方向と直交する方向に直線的に変化する磁場のこ
とである。このために、装置６は定常磁場を発生する発
生器３と、様々な磁気勾配場のための電流を出力する発
生器４とに結合される。
定常場に対し直交して延在するrf磁場を発生し、スペ
クトロメータ１の出力に接続されるrfコイル５も設けら
れている。スペクトロメータは、MR検査用のrf信号が発
生される送信機部と、検査ゾーンで発生されたスピン共
鳴信号が受信され処理される受信機部とからなる。前記
の0.16Tの場に強度に対しては送信機部により発生され
るrf信号及び検査ゾーンで発生されるスピン共鳴信号の
周波数は6.8MHzに対する。
クトロメータ１の出力に接続されるrfコイル５も設けら
れている。スペクトロメータは、MR検査用のrf信号が発
生される送信機部と、検査ゾーンで発生されたスピン共
鳴信号が受信され処理される受信機部とからなる。前記
の0.16Tの場に強度に対しては送信機部により発生され
るrf信号及び検査ゾーンで発生されるスピン共鳴信号の
周波数は6.8MHzに対する。
発生器３及び４及びスペクトロメータ１は中央ディジ
タルユニット７により制御され、中央ディジタルユニッ
ト７はこの目的のための制御部71を有する。中央ディジ
タルユニットは、スペクトロメータ１から供給されたデ
ータを処理して、検査ゾーン２内での核磁化分布を再構
成する処理部72も有する。
タルユニット７により制御され、中央ディジタルユニッ
ト７はこの目的のための制御部71を有する。中央ディジ
タルユニットは、スペクトロメータ１から供給されたデ
ータを処理して、検査ゾーン２内での核磁化分布を再構
成する処理部72も有する。
第２図はスペクトロメータ１の送信機部のブロック図
である。第２図中参照番号10は、クロック周波数fTの制
御のもとに数の直線的上昇列を発生するアドレス生成器
である。最大値に達したならば出力信号は初期値に戻
り、その後再び最大値に達するまで直線的に増大する。
つまりアドレス生成器10はノコギリ波形ディジタル信号
を出力する。
である。第２図中参照番号10は、クロック周波数fTの制
御のもとに数の直線的上昇列を発生するアドレス生成器
である。最大値に達したならば出力信号は初期値に戻
り、その後再び最大値に達するまで直線的に増大する。
つまりアドレス生成器10はノコギリ波形ディジタル信号
を出力する。
このノコギリ波形信号の16の２進位置は、正弦波形信
号が記憶されワード幅が各16ビットの216個のデータワ
ードの記憶容量を有するリードオンリメモリ（PROM）11
のためのアドレスとして用いられる。リードオンリメモ
リの入力におけるアドレス信号ｘと、出力信号ｙとの間
には次の関係が存在する。
号が記憶されワード幅が各16ビットの216個のデータワ
ードの記憶容量を有するリードオンリメモリ（PROM）11
のためのアドレスとして用いられる。リードオンリメモ
リの入力におけるアドレス信号ｘと、出力信号ｙとの間
には次の関係が存在する。
ｙ＝Int（c.sin（x/b）） ここでInt（ ）はカッコ内の式の丸められた整数部
分を示し、ｃはメモリ11に記載される最大値（216）を
示し、ｂはｃより小さい計数6.283…である定数であ
る。従ってリードオンリメモリは、入力における周期的
なノコギリ波形ディジタル信号を周期的な正弦波形ディ
ジタル信号に変換する。
分を示し、ｃはメモリ11に記載される最大値（216）を
示し、ｂはｃより小さい計数6.283…である定数であ
る。従ってリードオンリメモリは、入力における周期的
なノコギリ波形ディジタル信号を周期的な正弦波形ディ
ジタル信号に変換する。
正弦波形振動全体の変化をメモリに記憶する必要はな
く、かかる正弦波形振動の1/4周期分が記憶されるだけ
で充分である。メモリのアドレス入力における２つの最
小位ビットに応じて、記憶されている1/4周期分の正弦
波形振動が正符号又は負符号で上昇するようにか下降す
るようにたどられる。従って必要な記憶容量は1/4に減
少する。ただし呼出し系列及び／又は極性は２つの最高
位ビットに依存して逆転される。
く、かかる正弦波形振動の1/4周期分が記憶されるだけ
で充分である。メモリのアドレス入力における２つの最
小位ビットに応じて、記憶されている1/4周期分の正弦
波形振動が正符号又は負符号で上昇するようにか下降す
るようにたどられる。従って必要な記憶容量は1/4に減
少する。ただし呼出し系列及び／又は極性は２つの最高
位ビットに依存して逆転される。
アドレス生成器10により生成されるアドレス信号の周
波数及び位相プリセット可能であるから、上記の如くに
して発生されるリードオンリメモリ11の正弦波形出力信
号の周波数及び位相はプリセット可能である。このこと
をアドレス発生器10のブロックを示す第３図は参照しつ
つ以下説明する。
波数及び位相プリセット可能であるから、上記の如くに
して発生されるリードオンリメモリ11の正弦波形出力信
号の周波数及び位相はプリセット可能である。このこと
をアドレス発生器10のブロックを示す第３図は参照しつ
つ以下説明する。
第３図に示される如くアドレス生成器は、特にともに
24ビットのワード幅のために設計された加算回路101及
びレジスタ102からなる計数装置からなる。加算回路101
の出力は、レジスタ102を介して自身の加算入力の１つ
の帰還される。好ましくは１である一定値が第２の加算
入力に供給される。従って計数位置は、クロック周波数
fTの各ビートに応じて１インクリメントされる。計数過
程は、レジスタ102のリセット入力Ｒへのパルスにより
明確な位相位置で開始される。
24ビットのワード幅のために設計された加算回路101及
びレジスタ102からなる計数装置からなる。加算回路101
の出力は、レジスタ102を介して自身の加算入力の１つ
の帰還される。好ましくは１である一定値が第２の加算
入力に供給される。従って計数位置は、クロック周波数
fTの各ビートに応じて１インクリメントされる。計数過
程は、レジスタ102のリセット入力Ｒへのパルスにより
明確な位相位置で開始される。
加算回路101の乗算器段階103へ供給され、そこで回路
104からの供給され例えば24ビットの幅を有する計数と
乗算される。ノコギリ波形信号は又は正弦波形信号の周
波数は、回路104から供給される係数に正比例する。こ
の係数が約6040000である場合ノコギリ波形信号の周波
数は約1.8MHzである。係数が１変化すると、周波数は0.
298Hz変化する。
104からの供給され例えば24ビットの幅を有する計数と
乗算される。ノコギリ波形信号は又は正弦波形信号の周
波数は、回路104から供給される係数に正比例する。こ
の係数が約6040000である場合ノコギリ波形信号の周波
数は約1.8MHzである。係数が１変化すると、周波数は0.
298Hz変化する。
様々なMRI方法が周波数変調されたrfパルスを用いて
いる。その場合には回路104から供給される係数は一定
ではなく、所望の周波数と同じようにして変化しなけれ
ばならない。そのために回路104は、一連のデータワー
ドとして所望の周波数変動を記憶するメモリを有する。
周波数変調される振動の周波数変動はMR検査用のラーモ
ア周波数と比べて小さいため、そのために必要なメモリ
の記憶容量は比較的小さくてよい。
いる。その場合には回路104から供給される係数は一定
ではなく、所望の周波数と同じようにして変化しなけれ
ばならない。そのために回路104は、一連のデータワー
ドとして所望の周波数変動を記憶するメモリを有する。
周波数変調される振動の周波数変動はMR検査用のラーモ
ア周波数と比べて小さいため、そのために必要なメモリ
の記憶容量は比較的小さくてよい。
乗算結果をなす48ビットのうちの16ビット、つまり下
位24ビットのうちの上位16ビットが処理される。これら
のビットは加算回路105へ供給され、そこで定数値が出
力信号103に加算される。この定数値がノコギリ波形信
号の位相、従ってリードオンリメモリ11の出力での正弦
波信号の位相を定める。位相変調された信号を発生する
ため必要ならばこの加数は時間につい変動するようにさ
れる。メモリ11は216の記憶位置しか有さないが、周波
数分解能は係数装置のワード幅で与えられ2-24fTとな
る。
位24ビットのうちの上位16ビットが処理される。これら
のビットは加算回路105へ供給され、そこで定数値が出
力信号103に加算される。この定数値がノコギリ波形信
号の位相、従ってリードオンリメモリ11の出力での正弦
波信号の位相を定める。位相変調された信号を発生する
ため必要ならばこの加数は時間につい変動するようにさ
れる。メモリ11は216の記憶位置しか有さないが、周波
数分解能は係数装置のワード幅で与えられ2-24fTとな
る。
アドレス生成器10及び第２図のブロック図中の他のデ
ィジタル回路の個々の構成要素は、クロック周期（200n
s）比べて無視しえない長さの期間ディジタル信号を処
理する。従ってこれらの構成要素、特に乗算器103の後
にはバッファメモリを接続して、後続の回路はその入力
をバッファメモリから得るようにするのが好ましい。し
かし明快にするためこれらのバッファメモリは第２図及
び第３図において省略されている。
ィジタル回路の個々の構成要素は、クロック周期（200n
s）比べて無視しえない長さの期間ディジタル信号を処
理する。従ってこれらの構成要素、特に乗算器103の後
にはバッファメモリを接続して、後続の回路はその入力
をバッファメモリから得るようにするのが好ましい。し
かし明快にするためこれらのバッファメモリは第２図及
び第３図において省略されている。
乗算器回路103の結果のうちの16ビットのみがアドレ
ス生成器11に影響を与えるので、アドレス生成器11の単
一のアドレスはそれぞれ計数装置11,102の複数の係数位
置と対応する。また、アドレス空間は通常異なる開始ア
ドレスと終了アドレスでたどられる。その結果出力信号
の周期は、２つのゼロ位置間の期間の２倍より相当長く
なる。これにより有限な演算精度に起因する雑音成分が
広いスペクトル帯域に拡散されるので良い効果が生じ
る。つまり拡散化により干渉周波数は、強さが弱まり、
部分的には広帯域雑音中に埋もれる。
ス生成器11に影響を与えるので、アドレス生成器11の単
一のアドレスはそれぞれ計数装置11,102の複数の係数位
置と対応する。また、アドレス空間は通常異なる開始ア
ドレスと終了アドレスでたどられる。その結果出力信号
の周期は、２つのゼロ位置間の期間の２倍より相当長く
なる。これにより有限な演算精度に起因する雑音成分が
広いスペクトル帯域に拡散されるので良い効果が生じ
る。つまり拡散化により干渉周波数は、強さが弱まり、
部分的には広帯域雑音中に埋もれる。
リードオンリメモリ11のディジタル正弦波形出力信号
は別の乗算器回路12に供給され、そこで波形発生器13か
ら得られる係数が乗算される。この係数が信号の振幅を
決定する。振幅変調された信号の場合この係数は一定で
ないから、信号の波形又はエンベロープは、波形発生器
13内のメモリから一連のデータワードとして導かれるの
が好ましい。乗算回路12の出力信号の上位12ビットは、
一連のデータワードとして入力されたディジタル信号を
アナログ信号に変換する12ビットディジタルアナログ変
換器14に供給される。
は別の乗算器回路12に供給され、そこで波形発生器13か
ら得られる係数が乗算される。この係数が信号の振幅を
決定する。振幅変調された信号の場合この係数は一定で
ないから、信号の波形又はエンベロープは、波形発生器
13内のメモリから一連のデータワードとして導かれるの
が好ましい。乗算回路12の出力信号の上位12ビットは、
一連のデータワードとして入力されたディジタル信号を
アナログ信号に変換する12ビットディジタルアナログ変
換器14に供給される。
第４図は結果として得られるアナログ信号Ａを示す。
正弦波形信号は比較的少数のみのサンプル点で近似され
る（5MHzのクロック周波数fTと1.8MHzの信号周波数fsに
対しては、振動当りの時間平均で2.78サンプル点があ
る）。比較のため基準Ｂはサンプル点が互いに無限に近
くなるようにして接続するようにしたなら得られるであ
ろう正弦波形信号を表わす。正弦波形Ｂは常に階段状信
号Ａと段の中心で交差し、また信号Ａの周期は信号Ｂの
周期と一致しない（前述の如く相当に長くなる）。
正弦波形信号は比較的少数のみのサンプル点で近似され
る（5MHzのクロック周波数fTと1.8MHzの信号周波数fsに
対しては、振動当りの時間平均で2.78サンプル点があ
る）。比較のため基準Ｂはサンプル点が互いに無限に近
くなるようにして接続するようにしたなら得られるであ
ろう正弦波形信号を表わす。正弦波形Ｂは常に階段状信
号Ａと段の中心で交差し、また信号Ａの周期は信号Ｂの
周期と一致しない（前述の如く相当に長くなる）。
ディジタルアナログ変換器14の出力信号Ａのスペクト
ルは第５図に示されている。このスペクトルは周波数fS
に線を有する。これは、正弦波形信号Ｂの周波数、つま
りアドレス生成器10がリードオンリメモリ11のアドレス
を通り抜ける周波数である。さらにクロック周波数fT及
びその高調波の両側には、クロック周波数又はその高調
波から周波数距離が周波数fSに対応する側線がある。ク
ロック周波数の上側線S0は、磁場0.16TのMRI装置のラー
モア周波数に対応する周波数fT＋fS（6.8MHz）を有す
る。
ルは第５図に示されている。このスペクトルは周波数fS
に線を有する。これは、正弦波形信号Ｂの周波数、つま
りアドレス生成器10がリードオンリメモリ11のアドレス
を通り抜ける周波数である。さらにクロック周波数fT及
びその高調波の両側には、クロック周波数又はその高調
波から周波数距離が周波数fSに対応する側線がある。ク
ロック周波数の上側線S0は、磁場0.16TのMRI装置のラー
モア周波数に対応する周波数fT＋fS（6.8MHz）を有す
る。
第４図及び第５図からわかるように、各正弦波形振動
が少なくとも２つのサンプル点で表わされるよう周波数
fSはクロック周波数の半分より低く（つまり本実施例で
は2.5MHzより低く）なければならない。また側線の振動
は周波数が増大すると減少する。
が少なくとも２つのサンプル点で表わされるよう周波数
fSはクロック周波数の半分より低く（つまり本実施例で
は2.5MHzより低く）なければならない。また側線の振動
は周波数が増大すると減少する。
本発明の実施例で選択されたfSの値（1.8MHz）はこの
理論値（fT/2＝2.5MHz）より低いが、比較的単純なフィ
ルタ手段を用いることで、基本線fS及び他の側線、特に
２次高調波の下側線が充分に抑圧される。
理論値（fT/2＝2.5MHz）より低いが、比較的単純なフィ
ルタ手段を用いることで、基本線fS及び他の側線、特に
２次高調波の下側線が充分に抑圧される。
周波数距離が大きいため基本線及び他の側線は、検査
ゾーン内の核スピンに影響を与えないが、増幅器16によ
り増幅されて診断に関係する情報を改善することなく出
力損を増大せしめる。従ってディジタルアナログ変換器
14に後続してクロック周波数fTの上側波帯S0に同調され
た帯域フィルタ15が設けられる。帯域フィルタ15は通常
抑圧される側線S0を通し、従来アナログ信号として用い
られている基本線を他の全ての側線とともに抑圧する。
フィルタの出力信号は、コイル５（第１図）に供給され
るよう電力増幅器16により増幅される。
ゾーン内の核スピンに影響を与えないが、増幅器16によ
り増幅されて診断に関係する情報を改善することなく出
力損を増大せしめる。従ってディジタルアナログ変換器
14に後続してクロック周波数fTの上側波帯S0に同調され
た帯域フィルタ15が設けられる。帯域フィルタ15は通常
抑圧される側線S0を通し、従来アナログ信号として用い
られている基本線を他の全ての側線とともに抑圧する。
フィルタの出力信号は、コイル５（第１図）に供給され
るよう電力増幅器16により増幅される。
第１図は本発明が用いられるMRトモグラフィ装置を示す
図、第２図は本発明による回路配置のブロック図、第３
図はかかる回路配置に適するアドレス生成器のブロック
図、第４図はディジタルアナログ変換器の出力信号の時
間変化を示す図、第５図はディジタルアナログ変換器の
出力のスペクトルを示す図である。 １……スペクトロメータ、２……検査ゾーン、3,4……
発生器、５……rfコイル、６……装置、７……中央ディ
ジタルユニット、10……アドレス生成器、11……リード
オンリメモリ、12……乗算器回路、13……波形発生器、
14……ディジタルアナログ変換器、15……帯域フィル
タ、16……電力増幅器、71……制御部、72……処理部、
101,105……加算回路、102……レジスタ、103……乗算
器段階、104……回路。
図、第２図は本発明による回路配置のブロック図、第３
図はかかる回路配置に適するアドレス生成器のブロック
図、第４図はディジタルアナログ変換器の出力信号の時
間変化を示す図、第５図はディジタルアナログ変換器の
出力のスペクトルを示す図である。 １……スペクトロメータ、２……検査ゾーン、3,4……
発生器、５……rfコイル、６……装置、７……中央ディ
ジタルユニット、10……アドレス生成器、11……リード
オンリメモリ、12……乗算器回路、13……波形発生器、
14……ディジタルアナログ変換器、15……帯域フィル
タ、16……電力増幅器、71……制御部、72……処理部、
101,105……加算回路、102……レジスタ、103……乗算
器段階、104……回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ノエル ヤコプス マリア ヴァン デ ン ベルク ドイツ連邦共和国 2713 ゲーペー ツ ェーテルメール スタットハウデルスト リンク 508番地 (56)参考文献 特開 昭60−93360（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−169518（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01N 24/00 - 24/12
Claims (7)
- 【請求項１】一連のデータワードの形式で正弦波形信号
を記憶したリードオンリメモリと、リードオンリメモリ
からデータワードをクロック周波数で読み出すアドレス
生成器と、リードオンリメモリに後続するディジタルア
ナログ変換器とを含むMR検査用rf信号発生回路配置であ
って、 上記メモリから読み出された上記正弦波形信号の周波数
及び上記クロック周波数は、ディジタルアナログ変換器
の出力におけるスペクトルが上記クロック周波数よりも
高くMR検査に必要なラーモア周波数fLに等しい周波数を
有する高周波成分を含むような値をとることを特徴とす
るMR検査用rf信号発生回路配置。 - 【請求項２】クロック周波数fT及びリードオンリメモリ
から読み出される信号の周波数fSを、ｎをゼロより大き
い正の整数とし、ａの値を＋１又は−１としてfL＝nfT
＋afSとなるよう選択することを特徴とする請求項１記
載のMR検査用rf信号発生回路配置。 - 【請求項３】アドレス生成器は、係数位置がプリセット
可能な量だけクロック周波数のパルス毎に変化する計数
装置を含み、 計数装置の計数容量はリードオンリメモリ内のアドレス
可能記憶位置の数の倍数であり、 リードオンリメモリに対するアドレス信号は計数装置の
出力信号の一部のビットから得られることを特徴とする
請求項１又は２記載のMR検査用rf信号発生回路配置。 - 【請求項４】アドレス生成器は、計数位置がプリセット
可能な量だけクロック周波数のパルス毎に変化する計数
装置（101,102）を含み、 計数装置とリードオンリメモリ（11）との間に、上記計
数位置をプリセット可能な係数（ｆ（ｔ））により毎回
乗算する乗算器回路（103）が接続されることを特徴と
する請求項１乃至３のいずれか一項記載のMR検査用rf信
号発生回路配置。 - 【請求項５】リードオンリメモリ（11）とディジタルア
ナログ変換器（14）との間に、リードオンリメモリから
読み出されたデータワードにプリセット可能な係数（ａ
（ｔ））を乗算する乗算器回路（12）が接続されること
を特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項記載のMR検
査用rf信号発生回路配置。 - 【請求項６】アドレス生成器の最終段階は加算器回路
（105）を含むことを特徴とする請求項１乃至５のいず
れか一項記載のMR検査用rf信号発生回路配置。 - 【請求項７】計数回路は、出力がメモリ（102）を介し
て自身の入力の一方に接続され、第２の入力には定数値
が供給される加算回路（101）を含むことを特徴とする
請求項１乃至６のいずれか一項記載のMR検査用rf信号発
生回路配置。
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|---|---|---|---|
| DE3821984.0 | 1988-06-30 | ||
| DE3821984A DE3821984A1 (de) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | Schaltungsanordnung zur erzeugung von hochfrequenzsignalen fuer kernspinuntersuchungen |
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| JPH0252268A JPH0252268A (ja) | 1990-02-21 |
| JP2872275B2 true JP2872275B2 (ja) | 1999-03-17 |
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Family Applications (1)
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| US4952877A (en) * | 1989-08-11 | 1990-08-28 | General Electric Company | RF synthesizer or an NMR instrument |
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| US8847592B2 (en) | 2008-06-23 | 2014-09-30 | The Regents Of The University Of California | Techniques for magnetic particle imaging |
| EP2684517A4 (en) * | 2011-09-27 | 2015-03-25 | Mrtechnology Inc | IMAGE RECORDING AND IMAGE RECORDING |
| EP2839305A1 (en) * | 2012-04-16 | 2015-02-25 | The Medical College of Wisconsin | System and method for direct radio frequency phase control in magnetic resonance imaging |
| US10466316B2 (en) | 2016-07-12 | 2019-11-05 | Magnetic Insight, Inc. | Magnetic particle imaging |
| WO2020186185A1 (en) | 2019-03-13 | 2020-09-17 | Magnetic Insight, Inc. | Magnetic particle actuation |
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|---|---|---|---|---|
| US4054785A (en) * | 1976-09-16 | 1977-10-18 | Sangamo Weston, Inc. | Spectrum analyzer with multiple operational modes |
| JPS61745A (ja) * | 1984-06-13 | 1986-01-06 | Toshiba Corp | 核磁気共鳴装置 |
| US4613814A (en) * | 1985-04-01 | 1986-09-23 | Tektronix, Inc. | Method of measuring a frequency domain characteristic |
| US4694254A (en) * | 1985-06-10 | 1987-09-15 | General Electric Company | Radio-frequency spectrometer subsystem for a magnetic resonance imaging system |
| NL8701195A (nl) * | 1987-05-19 | 1988-12-16 | Philips Nv | M.r.i.-inrichting met digitale zender/ontvanger. |
-
1988
- 1988-06-30 DE DE3821984A patent/DE3821984A1/de not_active Withdrawn
-
1989
- 1989-06-01 US US07/359,620 patent/US5004983A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-26 EP EP89201679A patent/EP0349078B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-26 DE DE58909043T patent/DE58909043D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-27 JP JP1165146A patent/JP2872275B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
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| US5004983A (en) | 1991-04-02 |
| DE3821984A1 (de) | 1990-04-12 |
| EP0349078A2 (de) | 1990-01-03 |
| JPH0252268A (ja) | 1990-02-21 |
| DE58909043D1 (de) | 1995-04-06 |
| EP0349078A3 (de) | 1991-01-16 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |