JP2867397B2 - モータ駆動用インバータ装置 - Google Patents
モータ駆動用インバータ装置Info
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はモータ駆動用インバータ装置に係り、特にイ
ンバータの出力段を駆動するための電圧指令信号生成回
路にトルクブースト回路を含んだモータ駆動用インバー
タ装置に関するものである。
ンバータの出力段を駆動するための電圧指令信号生成回
路にトルクブースト回路を含んだモータ駆動用インバー
タ装置に関するものである。
従来の技術 第４図に従来のモータ駆動用インバータ装置の構成を
示す。第４図において、単相又は三相交流電源11から供
給される交流をダイオードにより構成される順変換部12
により直流に変換し、コンデンサ13で平滑して直流電圧
を生成する。電圧指令信号生成回路24により生成された
信号を、トランジスタ、GTO、MOSFET等のパワースイッ
チング素子により構成される逆変換部15に印加すること
により、上記パワースイッチング素子をスイッチングさ
せて、直流を再び交流に変換しインダクションモータ16
を駆動する。
示す。第４図において、単相又は三相交流電源11から供
給される交流をダイオードにより構成される順変換部12
により直流に変換し、コンデンサ13で平滑して直流電圧
を生成する。電圧指令信号生成回路24により生成された
信号を、トランジスタ、GTO、MOSFET等のパワースイッ
チング素子により構成される逆変換部15に印加すること
により、上記パワースイッチング素子をスイッチングさ
せて、直流を再び交流に変換しインダクションモータ16
を駆動する。
第５図に従来の電圧指令信号生成回路24の構成を示
す。第５図において、マイコン21は正弦波のディジタル
データである電圧指令信号を出力し、その電圧指令信号
の波高値のディジタルデータをアナログ電圧に変換する
D/Aコンバータ17及びその電圧指令信号の正弦波のディ
ジタルデータをアナログ電圧に変換するD/Aコンバータ1
8に接続される。そのD/Aコンバータ18は上記D/Aコンバ
ータ17の出力信号と上記マイコン21の出力信号とを入力
とし、そのD/Aコンバータ18の出力信号はコンパレータ
６の一方の入力端子に入力される。コンパレータ６の他
方の入力端子には三角波発生回路５が接続されている。
そのコンパレータ６により上記三角波発生回路５から発
生される三角波信号と上記D/Aコンバータ18の出力信号
とが比較され、パルス幅変調信号（以降、PWM信号とい
う。）が生成される。そのPWM信号はドライバー回路８
を介して、パワースイッチング素子７に印加される。な
お、第５図中の電力用線路Ｐ、Ｎは第４図中のＰ、Ｎに
相当する。
す。第５図において、マイコン21は正弦波のディジタル
データである電圧指令信号を出力し、その電圧指令信号
の波高値のディジタルデータをアナログ電圧に変換する
D/Aコンバータ17及びその電圧指令信号の正弦波のディ
ジタルデータをアナログ電圧に変換するD/Aコンバータ1
8に接続される。そのD/Aコンバータ18は上記D/Aコンバ
ータ17の出力信号と上記マイコン21の出力信号とを入力
とし、そのD/Aコンバータ18の出力信号はコンパレータ
６の一方の入力端子に入力される。コンパレータ６の他
方の入力端子には三角波発生回路５が接続されている。
そのコンパレータ６により上記三角波発生回路５から発
生される三角波信号と上記D/Aコンバータ18の出力信号
とが比較され、パルス幅変調信号（以降、PWM信号とい
う。）が生成される。そのPWM信号はドライバー回路８
を介して、パワースイッチング素子７に印加される。な
お、第５図中の電力用線路Ｐ、Ｎは第４図中のＰ、Ｎに
相当する。
以上のように構成された電圧指令信号生成回路24につ
いて、以下にその動作を説明する。
いて、以下にその動作を説明する。
マイコン21により正弦波のディジタルデータである電
圧指令信号の波高値のディジタルデータを出力し、D/A
コンバータ17によりアナログ電圧信号（ωＡ＋VBOOST）
を生成する。ここで、 ω＝２πｆ f:インバータの出力指令周波数 A:D/Aコンバータ17の基準電圧VREF VBOOST:トルクブースト指令電圧 とする。
圧指令信号の波高値のディジタルデータを出力し、D/A
コンバータ17によりアナログ電圧信号（ωＡ＋VBOOST）
を生成する。ここで、 ω＝２πｆ f:インバータの出力指令周波数 A:D/Aコンバータ17の基準電圧VREF VBOOST:トルクブースト指令電圧 とする。
この信号をD/Aコンバータ18の基準電圧入力端子に入
力し、かつマイコン21より電圧指令信号の正弦波sinω
ｔのディジタルデータを同じくD/Aコンバータ18に入力
する。この結果、D/Aコンバータ18の出力は、 （ωＡ＋VBOOST）×sinωｔ …… で表わされるアナログの電圧指令信号となる。
力し、かつマイコン21より電圧指令信号の正弦波sinω
ｔのディジタルデータを同じくD/Aコンバータ18に入力
する。この結果、D/Aコンバータ18の出力は、 （ωＡ＋VBOOST）×sinωｔ …… で表わされるアナログの電圧指令信号となる。
コンパレータ６で上記アナログ電圧指令信号と三角波
発生回路５において発生した三角波とを比較し、上記ア
ナログ電圧指令信号の大きさに対応したパルス幅を有す
るPWM信号を生成する。そのPWM信号をドライバー回路８
によりパワースイッチング素子７が接続された電力用線
路Ｐ、Ｎとは絶縁した上、増幅し、そのパワースイッチ
ング素子７に印加する。一般的には上記D/Aコンバータ1
7、D/Aコンバータ18、コパレータ６及び三角波発生回路
５の動作をマイコン21で演算させる例が多く、第６図に
示すような構成になっている場合が多い。この場合、第
６図のマイコン21が直接ドライバー回路８にPWM信号を
出力する。第６図中の電力用線路Ｐ、Ｎは第４図中の
Ｐ、Ｎに相当する。
発生回路５において発生した三角波とを比較し、上記ア
ナログ電圧指令信号の大きさに対応したパルス幅を有す
るPWM信号を生成する。そのPWM信号をドライバー回路８
によりパワースイッチング素子７が接続された電力用線
路Ｐ、Ｎとは絶縁した上、増幅し、そのパワースイッチ
ング素子７に印加する。一般的には上記D/Aコンバータ1
7、D/Aコンバータ18、コパレータ６及び三角波発生回路
５の動作をマイコン21で演算させる例が多く、第６図に
示すような構成になっている場合が多い。この場合、第
６図のマイコン21が直接ドライバー回路８にPWM信号を
出力する。第６図中の電力用線路Ｐ、Ｎは第４図中の
Ｐ、Ｎに相当する。
発明が解決しようとする課題 一般に、インダクションモータの簡易等価回路は一次
漏洩インダクタンス及び鉄損を無視すれば第７図で示さ
れる。Ｅは誘起電圧であり、磁束ΦをΦ＝φMSinωｔと
すると、 となる。ここで、φＭは巻線鎖交磁束の最大値である。
漏洩インダクタンス及び鉄損を無視すれば第７図で示さ
れる。Ｅは誘起電圧であり、磁束ΦをΦ＝φMSinωｔと
すると、 となる。ここで、φＭは巻線鎖交磁束の最大値である。
式より誘起電圧Ｅは磁束Φに対し90度遅れており、
かつ出力周波数ωに比例することが分かる。よって、磁
沿Φを一定にしようとするならば、誘起電圧Ｅがインバ
ータの出力周波数ωに比例して変化するようにしなけれ
ばならない。
かつ出力周波数ωに比例することが分かる。よって、磁
沿Φを一定にしようとするならば、誘起電圧Ｅがインバ
ータの出力周波数ωに比例して変化するようにしなけれ
ばならない。
しかし、第７図のモータの固定子巻線にある一次抵抗
r1の降下分r1・I1は、第７図の二次側回路の電流である
トルク電流と磁束をつくる励磁電流の和に応じて電圧降
下するものであるため、モータ印加電圧Ｖはその電圧降
下分r1・I1を補償して出力しなければならない。励磁電
流とトルク電流とは90度の位相差があるので上記電圧降
下分の補償は、励磁電流を複素数の無効分とすると実効
分であるトルク電流の補償をすることになり、ベクトル
量の加算となる。
r1の降下分r1・I1は、第７図の二次側回路の電流である
トルク電流と磁束をつくる励磁電流の和に応じて電圧降
下するものであるため、モータ印加電圧Ｖはその電圧降
下分r1・I1を補償して出力しなければならない。励磁電
流とトルク電流とは90度の位相差があるので上記電圧降
下分の補償は、励磁電流を複素数の無効分とすると実効
分であるトルク電流の補償をすることになり、ベクトル
量の加算となる。
一般に、トルクは磁束とトルク電流に比例するが、本
制御方式では磁束を一定としているので、第７図のモー
タの固定子巻線にある一次抵抗r1における電圧降下分r1
・I1を補償しインバータの低周波数出力時にトルクを高
めようとするならば、低周波時にトルク電流を大きくす
るように補償する必要がある。
制御方式では磁束を一定としているので、第７図のモー
タの固定子巻線にある一次抵抗r1における電圧降下分r1
・I1を補償しインバータの低周波数出力時にトルクを高
めようとするならば、低周波時にトルク電流を大きくす
るように補償する必要がある。
ところで、磁束と誘起電圧との位相差は90度で、磁束
と励磁電流は同相である。また誘起電圧とトルク電流は
同相である。よって、励磁電流とトルク電流の位相差は
90度となる。したがって、磁束を一定に保ち、かつ一次
抵抗r1における電圧降下分r1・I1を補償しようとするな
らば、磁束をつくる励磁電流を一定にし、それに電圧降
下の補償成分、すなわちトルク電流を加えることになる
が、90度の位相差があるためベクトル加算することにな
る。
と励磁電流は同相である。また誘起電圧とトルク電流は
同相である。よって、励磁電流とトルク電流の位相差は
90度となる。したがって、磁束を一定に保ち、かつ一次
抵抗r1における電圧降下分r1・I1を補償しようとするな
らば、磁束をつくる励磁電流を一定にし、それに電圧降
下の補償成分、すなわちトルク電流を加えることになる
が、90度の位相差があるためベクトル加算することにな
る。
しかし、第５図に示す従来のインバータ装置では、
式に示すようにトルクブースト指令信号VBOOST・sinω
ｔを与えて、インバータの低周波数出力時の出力電圧を
大きくすると、実効分VBOOSTと無効分ωＡが同相である
ため、ベクトル加算とはならない。
式に示すようにトルクブースト指令信号VBOOST・sinω
ｔを与えて、インバータの低周波数出力時の出力電圧を
大きくすると、実効分VBOOSTと無効分ωＡが同相である
ため、ベクトル加算とはならない。
繰り返して詳しく説明すると、第５図に示す従来のイ
ンバータ装置では、電圧指令信号は式で表わされ、こ
こでωＡは磁束をつくる励磁電流の成分、すなわち無効
分であり、VBOOSTは一次抵抗r1における電圧降下を補償
する成分、すなわち実効分となる。
ンバータ装置では、電圧指令信号は式で表わされ、こ
こでωＡは磁束をつくる励磁電流の成分、すなわち無効
分であり、VBOOSTは一次抵抗r1における電圧降下を補償
する成分、すなわち実効分となる。
式によればωＡとVBOOSTは共にsinωｔの関数で同
相となるため実効分と無効分の加算はスカラー量の加算
となる。したがって、インバータの出力周波数ｆが高く
なった時にインバータの出力電圧Ｖを大きくしてしま
い、モータの鉄芯が飽和し、モータが加熱する虞があ
る。したがって、VBOOSTの値を大きく設定することがで
きず、その結果、大きなトルクブーストを与えてやるこ
とができないという問題を有していた。
相となるため実効分と無効分の加算はスカラー量の加算
となる。したがって、インバータの出力周波数ｆが高く
なった時にインバータの出力電圧Ｖを大きくしてしま
い、モータの鉄芯が飽和し、モータが加熱する虞があ
る。したがって、VBOOSTの値を大きく設定することがで
きず、その結果、大きなトルクブーストを与えてやるこ
とができないという問題を有していた。
その様子を第８図で説明する。第８図において、横軸
ｆはインバータの出力周波数ｆ、縦軸Ｖはインバータの
出力電圧である。波線はトルクブーストの様子を表わす
ものであり、トルクブースト時のインバータの出力電圧
の大きさを示している。ここでω＝２πｆとすると、波
線の傾きがＡであり、ｆ＝０におけるＶの値がVBOOSTと
なる一次関数のグラフとなる。このようにωＡとVBOOST
が同位相でスカラー量の加算になる場合は、Ｖとｆの関
係が一次関数となるところから、インバータの低周波数
時の出力電圧を高めるべくVBOOSTを大きくすると、それ
に応じて、インバータの周波数ｆが高い時の出力電圧を
も大きくしてしまい、上記問題点の発生要因となってい
た。
ｆはインバータの出力周波数ｆ、縦軸Ｖはインバータの
出力電圧である。波線はトルクブーストの様子を表わす
ものであり、トルクブースト時のインバータの出力電圧
の大きさを示している。ここでω＝２πｆとすると、波
線の傾きがＡであり、ｆ＝０におけるＶの値がVBOOSTと
なる一次関数のグラフとなる。このようにωＡとVBOOST
が同位相でスカラー量の加算になる場合は、Ｖとｆの関
係が一次関数となるところから、インバータの低周波数
時の出力電圧を高めるべくVBOOSTを大きくすると、それ
に応じて、インバータの周波数ｆが高い時の出力電圧を
も大きくしてしまい、上記問題点の発生要因となってい
た。
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、トルク
ブーストの影響をインバータの低周波数出力時に大き
く、出力周波数ｆが高くなるにつれて小さくすることが
でき、上記従来の問題点を回避できるトルクブースト回
路を含んだモータ駆動用インバータ装置を提供すること
を目的とするものである。
ブーストの影響をインバータの低周波数出力時に大き
く、出力周波数ｆが高くなるにつれて小さくすることが
でき、上記従来の問題点を回避できるトルクブースト回
路を含んだモータ駆動用インバータ装置を提供すること
を目的とするものである。
課題を解決するために手段 この目的を達成するために本発明は、トルクブースト
指令信号と出力電圧を指令する他の信号との位相を90度
ずらすことのできるトルクブースト回路を有するもので
ある。
指令信号と出力電圧を指令する他の信号との位相を90度
ずらすことのできるトルクブースト回路を有するもので
ある。
作用 この構成によってトルクブースト指令信号と出力電圧
を指令する他の信号との和がベクトル量の加算となり、
90度の位相差のある励磁電流とトルク電流による電圧降
下分r1・I1を、インバータの低周波出力時にはトルクブ
ーストを非常に大きくし、そして、インバータの高周波
出力時には小さくするように補償することが可能とな
る。それにより、高周波時に鉄芯が飽和せず、モータの
過熱を防止できる。
を指令する他の信号との和がベクトル量の加算となり、
90度の位相差のある励磁電流とトルク電流による電圧降
下分r1・I1を、インバータの低周波出力時にはトルクブ
ーストを非常に大きくし、そして、インバータの高周波
出力時には小さくするように補償することが可能とな
る。それにより、高周波時に鉄芯が飽和せず、モータの
過熱を防止できる。
実施例 第３図に本発明に係る磁束制御方式のモータ駆動用イ
ンバータの基本構成を示す。第４図に示す従来のモータ
駆動用インバータの構成とは、電圧指令信号生成回路の
構成及びインバータの出力電圧をフィードバックする線
路の有無が異なる。フィードバック線路は逆変換部15の
電力用線路Ｐ、Ｎ間の短絡を防止するために設けられた
インバータのオンディレイの影響を小さくすることを目
的としている。
ンバータの基本構成を示す。第４図に示す従来のモータ
駆動用インバータの構成とは、電圧指令信号生成回路の
構成及びインバータの出力電圧をフィードバックする線
路の有無が異なる。フィードバック線路は逆変換部15の
電力用線路Ｐ、Ｎ間の短絡を防止するために設けられた
インバータのオンディレイの影響を小さくすることを目
的としている。
以下、本発明の一実施例について図面を参照にしなが
ら説明する。
ら説明する。
第１図は本発明の一実施例におけるトルクブースト回
路を含む電圧指令信号生成回路の構成を示すものであ
る。
路を含む電圧指令信号生成回路の構成を示すものであ
る。
第１図において、マイコン１は磁束指令信号用D/Aコ
ンバータ２及びトルクブースト指令信号用D/Aコンバー
タ３にディジタルデータの磁束指令信号を出力する。そ
のD/Aコンバータ３は積分器10に接続される。また、モ
ータに印加される電圧は積分器９を介してフィードバッ
クされ、上記D/Aコンバータ２の出力信号及び上記積分
器10の出力信号に加算される。その加算信号は増幅器４
を介してコンパレータ６の一方の入力端子に入力され
る。コンパレータ６の他方の入力端子には三角波発生回
路５が接続される。そのコンパレータ６により三角波発
生回路５から発生される三角波信号と上記の加算信号の
増幅信号とが比較されPWM信号が生成される。コンパレ
ータ６からのPWM信号はドライバー回路８を介して、パ
ワースイッチング素子７に印加される。
ンバータ２及びトルクブースト指令信号用D/Aコンバー
タ３にディジタルデータの磁束指令信号を出力する。そ
のD/Aコンバータ３は積分器10に接続される。また、モ
ータに印加される電圧は積分器９を介してフィードバッ
クされ、上記D/Aコンバータ２の出力信号及び上記積分
器10の出力信号に加算される。その加算信号は増幅器４
を介してコンパレータ６の一方の入力端子に入力され
る。コンパレータ６の他方の入力端子には三角波発生回
路５が接続される。そのコンパレータ６により三角波発
生回路５から発生される三角波信号と上記の加算信号の
増幅信号とが比較されPWM信号が生成される。コンパレ
ータ６からのPWM信号はドライバー回路８を介して、パ
ワースイッチング素子７に印加される。
以上のように構成された本実施例のトルクブースト回
路を含む電圧指令信号生成回路14について、以下その動
作を説明する。
路を含む電圧指令信号生成回路14について、以下その動
作を説明する。
マイコン１よりディジタルデータの磁束指令信号を出
力し、D/Aコンバータ２によりアナログ信号Ｂφsinωｔ
を生成する。また、上記ディジタルデータを、D/Aコン
バータ３によりアナログ信号Ｃφsinωｔに変換し、積
分器10により積分し、−（C/ω）φcosωｔで表わされ
る信号を生成する。
力し、D/Aコンバータ２によりアナログ信号Ｂφsinωｔ
を生成する。また、上記ディジタルデータを、D/Aコン
バータ３によりアナログ信号Ｃφsinωｔに変換し、積
分器10により積分し、−（C/ω）φcosωｔで表わされ
る信号を生成する。
上記のＢφsinωｔと−（C/ω）φcosωｔとインバー
タの出力電圧を積分器９により積分した信号−Ｄφsin
ωｔとを増幅器４で加算し、 ωＦφcosωｔ＋Ｃφsinωｔ …… F:積分定数 で表わされる信号を生成する。この信号と三角波発生回
路５により発生した三角波とをコンパレータ６で比較
し、PWM信号を生成する。そして、このPWM信号をドライ
バー回路８により絶縁、増幅し、パワースイッチング素
子７を駆動する。
タの出力電圧を積分器９により積分した信号−Ｄφsin
ωｔとを増幅器４で加算し、 ωＦφcosωｔ＋Ｃφsinωｔ …… F:積分定数 で表わされる信号を生成する。この信号と三角波発生回
路５により発生した三角波とをコンパレータ６で比較
し、PWM信号を生成する。そして、このPWM信号をドライ
バー回路８により絶縁、増幅し、パワースイッチング素
子７を駆動する。
以上のように本実施例によれば、トルクブースト指令
信号は、磁束指令信号のディジタルデータをD/Aコンバ
ータ３によりアナログ信号に変換し、積分器10により積
分し、そして増幅器４により加算された結果、Ｃφsin
ωｔで表わされるトルクブースト指令信号となる。式
で明らかなようにこのトルクブースト指令信号Ｃφsin
ωｔは他の電圧指令信号ωＦφcosωｔと位相が90度ず
れている。このためトルクブースト指令信号と出力電圧
を指令する他の信号との和はベクトル量の加算となる。
信号は、磁束指令信号のディジタルデータをD/Aコンバ
ータ３によりアナログ信号に変換し、積分器10により積
分し、そして増幅器４により加算された結果、Ｃφsin
ωｔで表わされるトルクブースト指令信号となる。式
で明らかなようにこのトルクブースト指令信号Ｃφsin
ωｔは他の電圧指令信号ωＦφcosωｔと位相が90度ず
れている。このためトルクブースト指令信号と出力電圧
を指令する他の信号との和はベクトル量の加算となる。
この結果、第９図に示すようにインバータの出力周波
数ｆが高くなった時のトルクブーストの影響が小さくな
り、鉄芯が飽和せず、モータの過熱が防止できる。した
がって、インバータの低周波出力時のトルクブーストを
非常に大きくできる。さらに詳しく述べると、第８図の
波線は式の大きさを表わすものであり、式の大き
さ、無効分である第１項と有効分である第２項に90度の
位相差があるので、ベクトル加算することにより、 となる。ここでω＝２πｆとすると、ｆ＝０の時Ｖ＝Ｃ
φとなり、インバータの低周波数出力時の出力電圧に対
するトルクブースト成分（有効分）の影響が非常に大き
くなることが理解できる。
数ｆが高くなった時のトルクブーストの影響が小さくな
り、鉄芯が飽和せず、モータの過熱が防止できる。した
がって、インバータの低周波出力時のトルクブーストを
非常に大きくできる。さらに詳しく述べると、第８図の
波線は式の大きさを表わすものであり、式の大き
さ、無効分である第１項と有効分である第２項に90度の
位相差があるので、ベクトル加算することにより、 となる。ここでω＝２πｆとすると、ｆ＝０の時Ｖ＝Ｃ
φとなり、インバータの低周波数出力時の出力電圧に対
するトルクブースト成分（有効分）の影響が非常に大き
くなることが理解できる。
またインバータの出力周波数ｆが高くなると、無効分
の大きさがｆの２乗に比例して大きくなるため、相対的
に有効分の影響が小さくなることが分かる。
の大きさがｆの２乗に比例して大きくなるため、相対的
に有効分の影響が小さくなることが分かる。
仮に、式の第２項が周波数成分を含んでいた場合、
すなわち、式の第２項がωＣφsinωｔとなっていた
場合、インバータの出力周波数に比例してトルクブース
トが大きくなり、鉄芯の飽和を招き、モータが過熱す
る。しかし、本実施例によれば、積分器10により積分し
たことにより式の第２項Ｃφsinωｔに表わされるよ
うにトルクブースト指令信号には周波数成分が削除でき
ており、上記問題の発生を防止できる。
すなわち、式の第２項がωＣφsinωｔとなっていた
場合、インバータの出力周波数に比例してトルクブース
トが大きくなり、鉄芯の飽和を招き、モータが過熱す
る。しかし、本実施例によれば、積分器10により積分し
たことにより式の第２項Ｃφsinωｔに表わされるよ
うにトルクブースト指令信号には周波数成分が削除でき
ており、上記問題の発生を防止できる。
第２図は本発明の他の実施例におけるトルクブースト
回路を含む電圧指令信号生成回路の構成を示すものであ
る。
回路を含む電圧指令信号生成回路の構成を示すものであ
る。
第２図において、マイコン１はD/Aコンバータ２及びD
/Aコンバータ３にディジタルデータの磁束指令信号を出
力する。そのD/Aコンバータ３の出力信号はモータに印
加される電圧に加算され、積分器９に入力される。その
積分器９の出力信号はコンバータ２の出力信号に加算さ
れる。その加算信号は増幅器４を介してコンパレータ６
の一方の入力端子に入力される。コンパレータ６の他方
の入力端子には三角波発生回路５が接続される。そのコ
ンパレータ６により三角波発生回路５から発生される三
角波信号と上記の加算信号の増幅信号とが比較されPWM
信号が生成される。コンパレータ６からのPWM信号はド
ライバー回路８を介して、パワースイッチング素子７に
印加される。
/Aコンバータ３にディジタルデータの磁束指令信号を出
力する。そのD/Aコンバータ３の出力信号はモータに印
加される電圧に加算され、積分器９に入力される。その
積分器９の出力信号はコンバータ２の出力信号に加算さ
れる。その加算信号は増幅器４を介してコンパレータ６
の一方の入力端子に入力される。コンパレータ６の他方
の入力端子には三角波発生回路５が接続される。そのコ
ンパレータ６により三角波発生回路５から発生される三
角波信号と上記の加算信号の増幅信号とが比較されPWM
信号が生成される。コンパレータ６からのPWM信号はド
ライバー回路８を介して、パワースイッチング素子７に
印加される。
以上のように構成されたトルクブースト用回路を含む
電圧指令信号生成回路について、以下その動作を説明す
る。
電圧指令信号生成回路について、以下その動作を説明す
る。
マイコン１よりディジタルデータの磁束指令信号を出
力し、D/Aコンバータ２によりアナログ信号Ｂφsinωｔ
を生成する。また、上記ディジタルデータをD/Aコンバ
ータ３によりアナログ信号Ｃφsinωｔに変換する。
力し、D/Aコンバータ２によりアナログ信号Ｂφsinωｔ
を生成する。また、上記ディジタルデータをD/Aコンバ
ータ３によりアナログ信号Ｃφsinωｔに変換する。
このＣφsinωｔで表わされる信号とインバータの出
力電圧との加算電圧を積分器９により積分し、−（C/
ω）φcosωｔ−Ｄφsinωｔで表わされる信号を生成す
る。上記Ｂφsinωｔと＝（C/ω）φcosωｔ−Ｄφsin
ωｔを増幅器４により加算し、 ωＦφcosωｔ＋Ｂφsinωｔ …… で表わされる信号を生成する。この信号と三角波発生回
路５により発生した三角波をコンパレータで比較しPWM
信号を生成する。
力電圧との加算電圧を積分器９により積分し、−（C/
ω）φcosωｔ−Ｄφsinωｔで表わされる信号を生成す
る。上記Ｂφsinωｔと＝（C/ω）φcosωｔ−Ｄφsin
ωｔを増幅器４により加算し、 ωＦφcosωｔ＋Ｂφsinωｔ …… で表わされる信号を生成する。この信号と三角波発生回
路５により発生した三角波をコンパレータで比較しPWM
信号を生成する。
そして、このPWM信号をドライバー回路８で絶縁、増
幅しパワースイッチング素子７を駆動する。
幅しパワースイッチング素子７を駆動する。
以上、本実施例によれば、第１図に示す実施例におけ
る積分器10が削除でき、回路の簡素化が図れる。
る積分器10が削除でき、回路の簡素化が図れる。
発明の効果 以上の如く本発明は、磁束指令信号を積分しトルクブ
ースト指令信号とすることにより、インバータの出力周
波数が低い時にトルクブーストを大きく、出力周波数が
高くなるにつれてトルクブーストの影響が小さくなるよ
うに動作するインバータを実現できる。さらに本実施例
によれば、マイコンのデータとしては磁束指令信号のみ
であるため、第５図に示す従来例と比較すると、マイコ
ンの使用ポート数を削減することができる。さらに述べ
ると、式の第１項は無効分である磁束指令の成分で、
第２項は実効分であるトルクブースト指令の成分であ
る。前述の通り、実効分と無効分をベクトル的に加算す
るために、実効分と無効分の位相差が90度になるよう
に、第１項はcosωｔの関数で第２項はsinωｔの関数と
している。これから明らかなように、通常はマイコン１
は無効分のcosωｔと実効分のsinωｔのデータを出力す
るのに２ポートが必要であるが、本発明によれば無効分
の磁束指令信号を積分することにより実効分のトルクブ
ースト指令信号を生成しているため、磁束指令信号を出
力するポートは１つで済み、マイコンの使用ポート数を
削減できる。
ースト指令信号とすることにより、インバータの出力周
波数が低い時にトルクブーストを大きく、出力周波数が
高くなるにつれてトルクブーストの影響が小さくなるよ
うに動作するインバータを実現できる。さらに本実施例
によれば、マイコンのデータとしては磁束指令信号のみ
であるため、第５図に示す従来例と比較すると、マイコ
ンの使用ポート数を削減することができる。さらに述べ
ると、式の第１項は無効分である磁束指令の成分で、
第２項は実効分であるトルクブースト指令の成分であ
る。前述の通り、実効分と無効分をベクトル的に加算す
るために、実効分と無効分の位相差が90度になるよう
に、第１項はcosωｔの関数で第２項はsinωｔの関数と
している。これから明らかなように、通常はマイコン１
は無効分のcosωｔと実効分のsinωｔのデータを出力す
るのに２ポートが必要であるが、本発明によれば無効分
の磁束指令信号を積分することにより実効分のトルクブ
ースト指令信号を生成しているため、磁束指令信号を出
力するポートは１つで済み、マイコンの使用ポート数を
削減できる。
第１図は本発明の一実施例におけるトルクブースト用回
路を含む電圧指令信号生成回路の構成図、第２図は他の
実施例におけるトルクブースト回路を含む電圧指令信号
生成回路の構成図、第３図は磁束制御方式のインバータ
の構成図、第４図は従来例のインバータの構成図、第５
図、第６図は従来例のトルクブースト回路を含む電圧指
令信号生成回路の構成図、第７図はインダクションモー
タの簡易等価回路図、第８図、第９図はインバータのＶ
−Ｆ特性図である。 １……マイコン、2,3……D/Aコンバータ、４……増幅
器、５……三角波発生回路、６……コンパレータ、７…
…パワースイッチング素子、８……ドライバ回路、9,10
……積分器、11……商用電源、12……順変換部、13……
平滑用コンデンサ、14……電圧指令信号生成回路、15…
…逆変換部、16……インダクションモータ、17,18……D
/Aコンバータ、21……マイコン、24……電圧指令信号生
成回路。
路を含む電圧指令信号生成回路の構成図、第２図は他の
実施例におけるトルクブースト回路を含む電圧指令信号
生成回路の構成図、第３図は磁束制御方式のインバータ
の構成図、第４図は従来例のインバータの構成図、第５
図、第６図は従来例のトルクブースト回路を含む電圧指
令信号生成回路の構成図、第７図はインダクションモー
タの簡易等価回路図、第８図、第９図はインバータのＶ
−Ｆ特性図である。 １……マイコン、2,3……D/Aコンバータ、４……増幅
器、５……三角波発生回路、６……コンパレータ、７…
…パワースイッチング素子、８……ドライバ回路、9,10
……積分器、11……商用電源、12……順変換部、13……
平滑用コンデンサ、14……電圧指令信号生成回路、15…
…逆変換部、16……インダクションモータ、17,18……D
/Aコンバータ、21……マイコン、24……電圧指令信号生
成回路。
Claims (2)
- 【請求項１】電圧指令信号を逆変換部に与えてパワース
イッチング素子をスイッチングさせる電圧指令信号生成
回路を備えたモータ駆動用インバータ装置において、前
記電圧指令信号生成回路は、磁束指令信号と、その磁束
指令信号を積分したトルクブースト指令信号と、モータ
に印加する電圧を積分器を介してフィードバックした信
号とを加算する加算手段と、その加算手段からの出力信
号と三角波発生回路の出力とを比較しパルス幅変調信号
を生成するコンパレータとを有していることを特徴とす
るモータ駆動用インバータ装置。 - 【請求項２】電圧指令信号を逆変換部に与えてパワース
イッチング素子をスイッチングさせる電圧指令信号生成
回路を備えたモータ駆動用インバータ装置において、前
記電圧指令信号生成回路は、磁束指令信号とモータに印
加する電圧とを加算する第１の加算手段と、その第１の
加算手段の出力を積分器を介してフィードバックした信
号と前記磁束指令信号とを加算する第２の加算手段と、
その第２の加算手段からの出力信号と三角波発生回路の
出力とを比較しパルス幅変調信号を生成するコンパレー
タとを有していることを特徴とするモータ駆動用インバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63301221A JP2867397B2 (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | モータ駆動用インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63301221A JP2867397B2 (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | モータ駆動用インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02151292A JPH02151292A (ja) | 1990-06-11 |
| JP2867397B2 true JP2867397B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=17894242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63301221A Expired - Fee Related JP2867397B2 (ja) | 1988-11-29 | 1988-11-29 | モータ駆動用インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2867397B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3060814B2 (ja) | 1994-02-02 | 2000-07-10 | 富士電機株式会社 | 磁束制御形インバータの制御回路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5266872B2 (ja) * | 2008-05-21 | 2013-08-21 | 株式会社明電舎 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
| CN103650330B (zh) * | 2011-06-30 | 2017-08-25 | 丰田自动车株式会社 | 电动机驱动装置、具备该电动机驱动装置的车辆以及电动机驱动装置的控制方法 |
-
1988
- 1988-11-29 JP JP63301221A patent/JP2867397B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3060814B2 (ja) | 1994-02-02 | 2000-07-10 | 富士電機株式会社 | 磁束制御形インバータの制御回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02151292A (ja) | 1990-06-11 |
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|---|---|---|---|
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