JP2858065B2 - 最小２乗平均適応フィルタエコーキャンセラにおいて収束を実行する方法 - Google Patents
最小２乗平均適応フィルタエコーキャンセラにおいて収束を実行する方法Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/015—Reducing echo effects
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は適応性エコーキャンセラ
に関し、さらに詳細には、最小２乗平均適応フィルタエ
コーキャンセラに関する。
に関し、さらに詳細には、最小２乗平均適応フィルタエ
コーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】長距離電話通信サービスにおけるエコー
キャンセリングの技術はよく知られている。従来技術と
して知られているように、エコーキャンセリングの必要
性は、有線電話加入局に関連したインピーダンス不整
合、および有線加入局と中央電話局との間を２線式で接
続することにした経済的な判断から発生したものであ
る。
キャンセリングの技術はよく知られている。従来技術と
して知られているように、エコーキャンセリングの必要
性は、有線電話加入局に関連したインピーダンス不整
合、および有線加入局と中央電話局との間を２線式で接
続することにした経済的な判断から発生したものであ
る。
【０００３】周知のことであるが、２線式の接続は二重
電話信号（送信および受信）が中央電話局と有線加入局
との間で信号を交換するために混合される。送信および
受信信号を混合することで、受信信号の一部が出力信号
として受信側加入局から送信側加入局に対して再送信さ
れてしまう。再送信された信号は近距離の通話者には
「こもった」音として感じられる一方で、長距離の通信
においては通話をかき乱すエコーとなる。
電話信号（送信および受信）が中央電話局と有線加入局
との間で信号を交換するために混合される。送信および
受信信号を混合することで、受信信号の一部が出力信号
として受信側加入局から送信側加入局に対して再送信さ
れてしまう。再送信された信号は近距離の通話者には
「こもった」音として感じられる一方で、長距離の通信
においては通話をかき乱すエコーとなる。
【０００４】送信とエコーとの間に加入局によって感知
される遅れは通信チャンネルの許容度および有用性を決
定する要因となる。近距離通信で経験される短い遅延
（例えば１〜２０ミリ秒）は通常は会話単語の効率的な
交換に対する障害とはならない。一方でより長い遅延
（例えば、２５０〜５００ミリ秒）では、音節および単
語全体さえもエコーとして繰り返される結果となり、通
信チャンネルを使用不可能なものにしうる。
される遅れは通信チャンネルの許容度および有用性を決
定する要因となる。近距離通信で経験される短い遅延
（例えば１〜２０ミリ秒）は通常は会話単語の効率的な
交換に対する障害とはならない。一方でより長い遅延
（例えば、２５０〜５００ミリ秒）では、音節および単
語全体さえもエコーとして繰り返される結果となり、通
信チャンネルを使用不可能なものにしうる。
【０００５】デジタル移動通信システムの登場は時間遅
延の問題（および同時にエコーキャンセリングの必要
性）をさらに悪化させてきている。ボコーダ遅延、畳み
込み符号化アルゴリズム等は、通常移動通信回路に信号
遅延を引き起こし、典型的には２００ミリ秒の領域であ
る。
延の問題（および同時にエコーキャンセリングの必要
性）をさらに悪化させてきている。ボコーダ遅延、畳み
込み符号化アルゴリズム等は、通常移動通信回路に信号
遅延を引き起こし、典型的には２００ミリ秒の領域であ
る。
【０００６】デジタルコンピュータの登場によって、エ
コーの問題の解決はコンピュータベースのエコーキャン
セラの製作を通じて図られてきた。エコーキャンセラは
一般に適応有限長インパルス応答フィルタ（ＡＦＩＲ）
を基礎としている（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ
Ｔｈｅｏｒｙ，２ｎｄ Ｅｄ．，ｂｙ Ｓｉｍｏｎ Ｈ
ａｙｋｉｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，１９９１を
参照）。ＡＦＩＲは通信システムのエコー特性の一つの
数学モデルをエコーキャンセリングの一つのステップと
して生成することでエコーキャンセリングを提供する。
上記参考文献によれば、Ｈａｙｋｉｎにより発明された
この数学モデル（適応エコーキャンセラ）は、ノイズの
推定値を生成するために、基準センサ出力（信号ベクト
ル）を操作する適応フィルタ（フィルタベクトル）を有
する。
コーの問題の解決はコンピュータベースのエコーキャン
セラの製作を通じて図られてきた。エコーキャンセラは
一般に適応有限長インパルス応答フィルタ（ＡＦＩＲ）
を基礎としている（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ
Ｔｈｅｏｒｙ，２ｎｄ Ｅｄ．，ｂｙ Ｓｉｍｏｎ Ｈ
ａｙｋｉｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，１９９１を
参照）。ＡＦＩＲは通信システムのエコー特性の一つの
数学モデルをエコーキャンセリングの一つのステップと
して生成することでエコーキャンセリングを提供する。
上記参考文献によれば、Ｈａｙｋｉｎにより発明された
この数学モデル（適応エコーキャンセラ）は、ノイズの
推定値を生成するために、基準センサ出力（信号ベクト
ル）を操作する適応フィルタ（フィルタベクトル）を有
する。
【０００７】Haykin(Supra)によって開発された数学モ
デル（適応エコーキャンセラ）は適応フィルタ（フィル
タベクトル）、基準センサ出力（信号ベクトル）に動作
してノイズ（エコー）の予測を生成するもので、このノ
イズは第１センサ出力（エコーを含む信号）から減算さ
れる。適応エコーキャンセラの全体の出力はフィルタベ
クトルのタップ値に対する調整値を制御するために用い
られる。Haykinの適応フィルタの動作は次のような３つ
の基本式によって説明される。 １．フィルタ出力
デル（適応エコーキャンセラ）は適応フィルタ（フィル
タベクトル）、基準センサ出力（信号ベクトル）に動作
してノイズ（エコー）の予測を生成するもので、このノ
イズは第１センサ出力（エコーを含む信号）から減算さ
れる。適応エコーキャンセラの全体の出力はフィルタベ
クトルのタップ値に対する調整値を制御するために用い
られる。Haykinの適応フィルタの動作は次のような３つ
の基本式によって説明される。 １．フィルタ出力
【０００８】
【数１】 ２．予測エラー
【０００９】
【数２】 ３．タップ重み適応
【００１０】
【数３】 ここで値μは適応定数を表わす。
【００１１】この適応定数は（Haykinの教えるところで
は）フィルタの収束速度を増加させるための手段として
できるかぎり大きい値に選ばれる。Haykinの適応エコー
キャンセラは固定された伝送システムではよく動作する
が、変化する環境、例えば中継システムにおいては問題
がしばしば経験されている。すでに知られているように
中継システムにおいては、複数の変化する伝送パラメー
タが内包されている。
は）フィルタの収束速度を増加させるための手段として
できるかぎり大きい値に選ばれる。Haykinの適応エコー
キャンセラは固定された伝送システムではよく動作する
が、変化する環境、例えば中継システムにおいては問題
がしばしば経験されている。すでに知られているように
中継システムにおいては、複数の変化する伝送パラメー
タが内包されている。
【００１２】信号伝送において長時間の遅延（アナログ
システムにおける長距離またはデジタルシステムにおけ
るボコーダの処理時間）を含む中継接続においては、大
きなフィルタベクトルを必要とする複数のエコーが存在
しうる。おおきなフィルタベクトルは処理時間を増加さ
せ、収束時間を減少させる結果となる。中継動作にフィ
ルタが組み込まれている場合には、このフィルタは長時
間および短時間の遅延並びに単一または複数のエコーを
含む回路から交互に組み込みまたは切り離しされる。
システムにおける長距離またはデジタルシステムにおけ
るボコーダの処理時間）を含む中継接続においては、大
きなフィルタベクトルを必要とする複数のエコーが存在
しうる。おおきなフィルタベクトルは処理時間を増加さ
せ、収束時間を減少させる結果となる。中継動作にフィ
ルタが組み込まれている場合には、このフィルタは長時
間および短時間の遅延並びに単一または複数のエコーを
含む回路から交互に組み込みまたは切り離しされる。
【００１３】
【解決すべき課題】短時間の遅延（または単一のエコ
ー）が含まれている場合には、小さなフィルタベクトル
が適当である。長時間の遅延または複数のエコーが観測
される場合には、ずっと大きなフィルタベクトルが必要
とされるであろう。エコーキャンセリングの重要性か
ら、アナログシステムに対しても、デジタル移動通信シ
ステムに対しても中継接続への依存性がより少ない収束
時間を有するエコーキャンセラに対する需要が存在す
る。
ー）が含まれている場合には、小さなフィルタベクトル
が適当である。長時間の遅延または複数のエコーが観測
される場合には、ずっと大きなフィルタベクトルが必要
とされるであろう。エコーキャンセリングの重要性か
ら、アナログシステムに対しても、デジタル移動通信シ
ステムに対しても中継接続への依存性がより少ない収束
時間を有するエコーキャンセラに対する需要が存在す
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】適応エコーキャンセラに
おいて、収束を実行する方法が提供される。本方法は受
信信号のフィルタベクトル内における１次エコーを複数
の相関タップ値を基にして突き止める段階および前記タ
ップ値に基づいてフィルタベクトルを狭める段階を含
む。本方法はさらに前記狭帯域化されたフィルタベクト
ルに基づいてエラーを予測する段階および前記予測エラ
ーに基づいて更新されたフィルタベクトルを生成する段
階を含む。
おいて、収束を実行する方法が提供される。本方法は受
信信号のフィルタベクトル内における１次エコーを複数
の相関タップ値を基にして突き止める段階および前記タ
ップ値に基づいてフィルタベクトルを狭める段階を含
む。本方法はさらに前記狭帯域化されたフィルタベクト
ルに基づいてエラーを予測する段階および前記予測エラ
ーに基づいて更新されたフィルタベクトルを生成する段
階を含む。
【００１５】
【実施例】デジタルシステムにおけるエコーキャンセリ
ングにおいて収束速度を増加させるという問題点に対す
る解決法は、概念的にはエコーベクトル内で１次エコー
の位置を決定し、その１次エコー近隣のフィルタ位置に
関して適応レートを増加させるということにある。１次
エコーは少なくとも実質的にすべてのエコーのエネルギ
ーを含む可能性が９０％であるように決定される。１次
エコーに関する適応レートを増加することによってエコ
ーフィルタが不安定性なしに素早く収束すること可能す
るという利点がある。エコーフィルタの残余内における
収束もわずかに増加したレートで実行することで許容さ
れる。
ングにおいて収束速度を増加させるという問題点に対す
る解決法は、概念的にはエコーベクトル内で１次エコー
の位置を決定し、その１次エコー近隣のフィルタ位置に
関して適応レートを増加させるということにある。１次
エコーは少なくとも実質的にすべてのエコーのエネルギ
ーを含む可能性が９０％であるように決定される。１次
エコーに関する適応レートを増加することによってエコ
ーフィルタが不安定性なしに素早く収束すること可能す
るという利点がある。エコーフィルタの残余内における
収束もわずかに増加したレートで実行することで許容さ
れる。
【００１６】図１に示されているのは、本発明にしたが
ったエコーキャンセリングを用いた一般的なデジタル通
信システム（１０）である。このようなシステムには通
常、多くの移動局（ＭＳ）（１つを図示）、基地局装置
（ＢＳＳ）（１２）、トランスコーダ(Transcoder)（１
３）、電子移動局交換機（ＭＳＣ／ＥＭＸ）（１４）、
公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）（１５）、および有線加入
局（１６）が含まれている。トランスコーダ（１３）
（一般に基地局装置（１２）内に設置される）は説明の
為に独立したブロック（１３）として示される。
ったエコーキャンセリングを用いた一般的なデジタル通
信システム（１０）である。このようなシステムには通
常、多くの移動局（ＭＳ）（１つを図示）、基地局装置
（ＢＳＳ）（１２）、トランスコーダ(Transcoder)（１
３）、電子移動局交換機（ＭＳＣ／ＥＭＸ）（１４）、
公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）（１５）、および有線加入
局（１６）が含まれている。トランスコーダ（１３）
（一般に基地局装置（１２）内に設置される）は説明の
為に独立したブロック（１３）として示される。
【００１７】どのようなデジタル通信システムにおいて
も使用可能ではあるが、本実施例において用いられるシ
ステムは時分割多重通信（ＴＤＭＡ）システムであり、
グループ スペシャル モービル（ＧＳＭ）パン ヨー
ロピアン セルラー システムによって規定された信号
プロトコル、European Telecomunications StandardsIn
stitute (ETSI)によって供給されるＧＳＭ勧告に説明さ
れるもの、の下で動作する。ＧＳＭにおいては両方向二
重信号は移動局（ＭＳ）（１１）と基地局装置（ＢＳ
Ｓ）（１２）との間でＴＤＭ／ＴＤＭＡフォーマットで
交換される。ＭＳ（１１）で符号化された音声信号はト
ランスコーダ（１３）内で復号され加入局（１６）に送
信される。加入局（１６）からの信号はトランスコーダ
（１３）において符号化されＭＳ（１１）に送信され
る。
も使用可能ではあるが、本実施例において用いられるシ
ステムは時分割多重通信（ＴＤＭＡ）システムであり、
グループ スペシャル モービル（ＧＳＭ）パン ヨー
ロピアン セルラー システムによって規定された信号
プロトコル、European Telecomunications StandardsIn
stitute (ETSI)によって供給されるＧＳＭ勧告に説明さ
れるもの、の下で動作する。ＧＳＭにおいては両方向二
重信号は移動局（ＭＳ）（１１）と基地局装置（ＢＳ
Ｓ）（１２）との間でＴＤＭ／ＴＤＭＡフォーマットで
交換される。ＭＳ（１１）で符号化された音声信号はト
ランスコーダ（１３）内で復号され加入局（１６）に送
信される。加入局（１６）からの信号はトランスコーダ
（１３）において符号化されＭＳ（１１）に送信され
る。
【００１８】加入局インターフェイス（１６）およびＰ
ＳＴＮ（１５）内の２／４線インターフェイスで生成さ
れたエコーは、本発明に従ってトランスコーダ（１３）
内で打ち消される。本発明の一実施例においてはトラン
スコーダ（１３）は、音声符号変換およびエコーキャン
セリングアルゴリズムを割り込み駆動またはバッチ処理
ベースで行うことが可能なデジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）（例えば、モトローラ製のＤＳＰ５６１５６
または同等品）であってよい。
ＳＴＮ（１５）内の２／４線インターフェイスで生成さ
れたエコーは、本発明に従ってトランスコーダ（１３）
内で打ち消される。本発明の一実施例においてはトラン
スコーダ（１３）は、音声符号変換およびエコーキャン
セリングアルゴリズムを割り込み駆動またはバッチ処理
ベースで行うことが可能なデジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）（例えば、モトローラ製のＤＳＰ５６１５６
または同等品）であってよい。
【００１９】エコーキャンセラの動作に移るが、エコー
キャンセリングのアルゴリズムについての説明はＤＳＰ
内部（上でＤＳＰはトランスコーダとしても動作するこ
とが理解された）の動作として以下で行われる。トラン
スコーダとしては、ＤＳＰはエコーキャンセラにとって
の信号源と信号の目的地との両方として動作する。単純
化のために、以下の説明では、トランスコーダとエコー
機能とは独立した動作ブロックとして表わされる。
キャンセリングのアルゴリズムについての説明はＤＳＰ
内部（上でＤＳＰはトランスコーダとしても動作するこ
とが理解された）の動作として以下で行われる。トラン
スコーダとしては、ＤＳＰはエコーキャンセラにとって
の信号源と信号の目的地との両方として動作する。単純
化のために、以下の説明では、トランスコーダとエコー
機能とは独立した動作ブロックとして表わされる。
【００２０】図２は、本発明に従ってエコーキャンセラ
（２０）の単純化されたブロック図である。エコーキャ
ンセラ（２０）には、信号ベクトルレジスタ（３１）、
フィルタベクトルレジスタ（３２）、乗算器（２２，２
３，２４および２５）および加算器（２６，２７，２８
および２９）が含まれる。信号ベクトル（３１）および
フィルタベクトル（３２）レジスタは等しい相関長さと
通常の動作で合理的に予測される１次および２次エコー
を含むのに十分なだけの長さ（例えば５１２「タッ
プ」）からなる。
（２０）の単純化されたブロック図である。エコーキャ
ンセラ（２０）には、信号ベクトルレジスタ（３１）、
フィルタベクトルレジスタ（３２）、乗算器（２２，２
３，２４および２５）および加算器（２６，２７，２８
および２９）が含まれる。信号ベクトル（３１）および
フィルタベクトル（３２）レジスタは等しい相関長さと
通常の動作で合理的に予測される１次および２次エコー
を含むのに十分なだけの長さ（例えば５１２「タッ
プ」）からなる。
【００２１】信号ベクトルレジスタ（３１）のタップ中
の信号ベクトルＸ（ｎ）はトランスコーダ（信号ベクト
ルの源）から発生した信号の「経歴」を表わしている。
エコーキャンセラ（１３，図１）の動作中、信号ベクト
ルＸ（ｎ）（３１）はフィルタベクトルｆ（ｎ）（３
２）によってベクトル乗算（２４，２５）される。ベク
トル乗算のスカラー積ｙ（ｎ）は次に、エコーを含む反
射信号ｓ（ｎ）から減算（２８および２９）される。こ
の差ｅ（ｎ）はフィルタエラーの予測（エラー予測）を
与える。このエラー予測は反射信号を含み、トランスコ
ーダの入力に情報信号として加えられる。ここで反射信
号とはエコー源から反射された信号ベクトルの少なくと
も一部分を意味する。ここで、エコー源とは、加入局
（１６）インターフェイス又は公衆電話交換網内の２／
４線インターフェイスを指す。
の信号ベクトルＸ（ｎ）はトランスコーダ（信号ベクト
ルの源）から発生した信号の「経歴」を表わしている。
エコーキャンセラ（１３，図１）の動作中、信号ベクト
ルＸ（ｎ）（３１）はフィルタベクトルｆ（ｎ）（３
２）によってベクトル乗算（２４，２５）される。ベク
トル乗算のスカラー積ｙ（ｎ）は次に、エコーを含む反
射信号ｓ（ｎ）から減算（２８および２９）される。こ
の差ｅ（ｎ）はフィルタエラーの予測（エラー予測）を
与える。このエラー予測は反射信号を含み、トランスコ
ーダの入力に情報信号として加えられる。ここで反射信
号とはエコー源から反射された信号ベクトルの少なくと
も一部分を意味する。ここで、エコー源とは、加入局
（１６）インターフェイス又は公衆電話交換網内の２／
４線インターフェイスを指す。
【００２２】エラー予測ｅ（ｎ）は次に基本適応レート
（α／ｒX（０）ｍａｘ）（スカラー積を生成する）お
よび信号ベクトルｘ（ｎ）（３１）によって乗算（２２
および２３）される。スカラーおよびベクトル乗算（適
応ベクトル）の積は次に更新フィルタベクトル
（ｆn+1）を生成するために、フィルタベクトル（ｆn）
に対してベクトル加算（２６および２７） される。
（α／ｒX（０）ｍａｘ）（スカラー積を生成する）お
よび信号ベクトルｘ（ｎ）（３１）によって乗算（２２
および２３）される。スカラーおよびベクトル乗算（適
応ベクトル）の積は次に更新フィルタベクトル
（ｆn+1）を生成するために、フィルタベクトル（ｆn）
に対してベクトル加算（２６および２７） される。
【００２３】図３には、エコーキャンセラの動作が簡略
化された流れ図で示されている。本発明にしたがって、
エコーキャンセリングの収束は、フィルタベクトル内の
１次エコーを突き止める（３０２）、および１次ベクト
ル処理領域を１次エコー近隣のタップに狭める（３０
３）ことによって増加する。収束は本発明においては基
本適応レートの倍数である狭帯域化ベクトル適応レート
（狭帯域ベクトル適応因子）の使用を通じて促進され
る。すべての２次処理領域（以下では場合によって２次
ベクトルと呼ぶ）においてフィルタベクトルの残余内で
の収束は、基本レートより上のわずかに増加した適応レ
ートにおいて続いて処理することができる。
化された流れ図で示されている。本発明にしたがって、
エコーキャンセリングの収束は、フィルタベクトル内の
１次エコーを突き止める（３０２）、および１次ベクト
ル処理領域を１次エコー近隣のタップに狭める（３０
３）ことによって増加する。収束は本発明においては基
本適応レートの倍数である狭帯域化ベクトル適応レート
（狭帯域ベクトル適応因子）の使用を通じて促進され
る。すべての２次処理領域（以下では場合によって２次
ベクトルと呼ぶ）においてフィルタベクトルの残余内で
の収束は、基本レートより上のわずかに増加した適応レ
ートにおいて続いて処理することができる。
【００２４】１次エコーおよび２次エコーに対するエラ
ー予測およびエコーキャンセラ内での適応は、次の式で
説明される。
ー予測およびエコーキャンセラ内での適応は、次の式で
説明される。
【００２５】
【数４】
【００２６】
【数５】
【００２７】
【数６】
【００２８】
【数７】 ここでｙ1（ｎ）は狭帯域化フィルタベクトルとΔ1とΔ
2-1の間の１次処理領域における１次エコーの狭帯域化
起源(origin)信号ベクトルとの１次ベクトル積である。
記号ｙ2（ｎ）は２次ベクトルと２次処理領域における
限界域０からΔ1−１およびΔ2からＬ−１（ここでＬ＝
全フィルタ長）の間に存在するすべての２次エコーに対
する相関起源ベクトルとの２次ベクトル積を表わしてい
る。
2-1の間の１次処理領域における１次エコーの狭帯域化
起源(origin)信号ベクトルとの１次ベクトル積である。
記号ｙ2（ｎ）は２次ベクトルと２次処理領域における
限界域０からΔ1−１およびΔ2からＬ−１（ここでＬ＝
全フィルタ長）の間に存在するすべての２次エコーに対
する相関起源ベクトルとの２次ベクトル積を表わしてい
る。
【００２９】値ｅ１（ｎ）は反射信号の１次エラー予測
から１次エコーを引いたものを表わしている。１次エコ
ーの寄与なしに、値ｅ１（ｎ）は２次処理領域において
２次エコーの測定値となる。この値ｅ１（ｎ）は次に２
次処理領域の寄与分ｙ2（ｎ）を減算することによって
２次エラー項（２次エコーを打ち消す）を生成するため
に用いられる。次にこれらのエラー項（ｅ１（ｎ）およ
びｅ２（ｎ））のそれぞれの２乗平均が予測される。最
小の２乗平均を有する（ｅ１（ｎ）またはｅ２（ｎ））
が、エコーキャンセラからトランスコーダへの信号出力
として選択される（３０）。
から１次エコーを引いたものを表わしている。１次エコ
ーの寄与なしに、値ｅ１（ｎ）は２次処理領域において
２次エコーの測定値となる。この値ｅ１（ｎ）は次に２
次処理領域の寄与分ｙ2（ｎ）を減算することによって
２次エラー項（２次エコーを打ち消す）を生成するため
に用いられる。次にこれらのエラー項（ｅ１（ｎ）およ
びｅ２（ｎ））のそれぞれの２乗平均が予測される。最
小の２乗平均を有する（ｅ１（ｎ）またはｅ２（ｎ））
が、エコーキャンセラからトランスコーダへの信号出力
として選択される（３０）。
【００３０】エラー項の２乗平均は次のような式を通し
て予測することができる。
て予測することができる。
【００３１】
【数８】 ここで、ｒγn およびｒγn-1は２乗平均を表わし、ζは
漏洩積分定数(leaky integrator constant)（通常０．
９７５）を表わし、γは現在の信号値を表わす。（最小
２乗平均の計算については、Treichlerら著、Wiley １
９８７年刊行のTheory and Design of Adaptive Filter
sを参照するとよい。）本発明の示唆するところにした
がって、２乗平均は４つの信号、平均起源信号ｒ
X（０）、反射信号２乗ｒs（０）、１次エラー予測ｒe
１（０）および２次エラー予測ｒe２（０）について計
算される。
漏洩積分定数(leaky integrator constant)（通常０．
９７５）を表わし、γは現在の信号値を表わす。（最小
２乗平均の計算については、Treichlerら著、Wiley １
９８７年刊行のTheory and Design of Adaptive Filter
sを参照するとよい。）本発明の示唆するところにした
がって、２乗平均は４つの信号、平均起源信号ｒ
X（０）、反射信号２乗ｒs（０）、１次エラー予測ｒe
１（０）および２次エラー予測ｒe２（０）について計
算される。
【００３２】フィルタベクトル内の１次エコーは最大の
相関フィルタタップ値を突き止めることで決定される
（３０２）。このベクトルは次に、本実施例においては
最初のフィルタベクトルの１／８の数のタップを含む最
終の集中的なベクトルを生成するために１次エコー近隣
の領域にまでフィルタベクトルの大きさを縮小すること
で「狭帯域化」または「集中的な」ベクトルを生成する
ように狭められる（３０３）。集中ベクトルの下限Δ1
は、最大のタップの位置から残っているフィルタの大き
さの２５％を減算する減少プロセスのそれぞれのステッ
プにおいて決定される。上限Δ2は最大のタップの位置
に残っているフィルタの大きさの７５％を加算すること
によって決定される。例えば、減少プロセスは、フィル
タのタップ数が各ステップの間に半減するような３つの
ステップにおいて発生しうる。
相関フィルタタップ値を突き止めることで決定される
（３０２）。このベクトルは次に、本実施例においては
最初のフィルタベクトルの１／８の数のタップを含む最
終の集中的なベクトルを生成するために１次エコー近隣
の領域にまでフィルタベクトルの大きさを縮小すること
で「狭帯域化」または「集中的な」ベクトルを生成する
ように狭められる（３０３）。集中ベクトルの下限Δ1
は、最大のタップの位置から残っているフィルタの大き
さの２５％を減算する減少プロセスのそれぞれのステッ
プにおいて決定される。上限Δ2は最大のタップの位置
に残っているフィルタの大きさの７５％を加算すること
によって決定される。例えば、減少プロセスは、フィル
タのタップ数が各ステップの間に半減するような３つの
ステップにおいて発生しうる。
【００３３】本発明にしたがって、集中フィルタベクト
ルを相関信号ベクトルでベクトル乗算（２４）し、積の
負の値を反射信号（ｒ（ｎ））で加算（２８）すること
によって予測フィルタエラーが得られる。相関信号ベク
トルは、狭帯域化されたフィルタベクトルとともにタッ
プ位置の均一性によって決定される。
ルを相関信号ベクトルでベクトル乗算（２４）し、積の
負の値を反射信号（ｒ（ｎ））で加算（２８）すること
によって予測フィルタエラーが得られる。相関信号ベク
トルは、狭帯域化されたフィルタベクトルとともにタッ
プ位置の均一性によって決定される。
【００３４】適応値はフィルタベクトルの適応レートを
増加させるのに使用されうる。この適応値は適応因子α
１をスケール因子ｒX（０）maxで除算することによって
決定される。このスケール因子は長さｌの環状バッファ
から決定される。ここでｌｍ＝Ｌ＝フィルタ長とする。
この環状バッファへの入力はｍサンプル毎に基準２乗予
測子(reference power estimator)、ｒX（０）によって
なされる。このバッファ内で最も大きな値はスケール因
子ｒX（０）maxとして選択される。
増加させるのに使用されうる。この適応値は適応因子α
１をスケール因子ｒX（０）maxで除算することによって
決定される。このスケール因子は長さｌの環状バッファ
から決定される。ここでｌｍ＝Ｌ＝フィルタ長とする。
この環状バッファへの入力はｍサンプル毎に基準２乗予
測子(reference power estimator)、ｒX（０）によって
なされる。このバッファ内で最も大きな値はスケール因
子ｒX（０）maxとして選択される。
【００３５】更新された集中的フィルタ値（３０５）は
次の式に従って計算される。ここで、以下の式の等号右
側の第２項が適応ベクトルである。
次の式に従って計算される。ここで、以下の式の等号右
側の第２項が適応ベクトルである。
【００３６】
【数９】 またはベクトル形式で、
【００３７】
【数１０】 集中的フィルタの外側の更新フィルタベクトル値は次の
式に従って計算され、
式に従って計算され、
【００３８】
【数１１】 またはベクトル形式で、
【００３９】
【数１２】 狭帯域化適応因子α１および２次ベクトル適応因子α２
は、狭帯域化ベクトル限界Δ1およびΔ2に関連して次の
ように計算される。
は、狭帯域化ベクトル限界Δ1およびΔ2に関連して次の
ように計算される。
【００４０】
【数１３】 この場合の初期値は、
【００４１】
【数１４】 集中ベクトル内外における剰余信号２乗平均を比較する
ことによって、どの２次エコーにおいてもエコーによる
寄与は重大ではないということがよく証明される。集中
セクションの外側の２乗が集中セクションの内側の２乗
よりも小さいということが相関２乗レベルの比較によっ
て決定されなければならないのであれば、この狭帯域化
されたフィルタベクトルがフィルタベクトルのすべての
タップを含むように開く。開放に際し、狭帯域ベクトル
の限界Δ１とΔ２とはそれぞれ０とＬの値を取るものと
して仮定される。狭帯域ベクトル適応値α１は基本適応
レート１／Ｌに戻る。このような「開放」は、複数のエ
コーの環境化の「最悪」の場合であっても、不安定性な
しにエコーキャンセラが収束する、ことを保障する。
ことによって、どの２次エコーにおいてもエコーによる
寄与は重大ではないということがよく証明される。集中
セクションの外側の２乗が集中セクションの内側の２乗
よりも小さいということが相関２乗レベルの比較によっ
て決定されなければならないのであれば、この狭帯域化
されたフィルタベクトルがフィルタベクトルのすべての
タップを含むように開く。開放に際し、狭帯域ベクトル
の限界Δ１とΔ２とはそれぞれ０とＬの値を取るものと
して仮定される。狭帯域ベクトル適応値α１は基本適応
レート１／Ｌに戻る。このような「開放」は、複数のエ
コーの環境化の「最悪」の場合であっても、不安定性な
しにエコーキャンセラが収束する、ことを保障する。
【００４２】本発明の一実施例においては、フィルタベ
クトルの更新は検出器の能動化に対応して禁止される。
この検出器はＰＳＴＮの加入局からの情報信号または移
動局（ＭＳ）およびＰＳＴＮ加入局両方からの情報信号
を検出するように設計されている（以下、「重複通話検
出器」と呼ぶ）。この重複通話検出器は、予測２乗が最
大予測送信２乗の閾値（重複通話閾値）を越えたときに
は常にフィルタ適応を禁止する。重複通話検出器の非能
動化に続いて、フィルタ適応は所定の残存時間（例えば
６０ミリ秒）だけ禁止される。
クトルの更新は検出器の能動化に対応して禁止される。
この検出器はＰＳＴＮの加入局からの情報信号または移
動局（ＭＳ）およびＰＳＴＮ加入局両方からの情報信号
を検出するように設計されている（以下、「重複通話検
出器」と呼ぶ）。この重複通話検出器は、予測２乗が最
大予測送信２乗の閾値（重複通話閾値）を越えたときに
は常にフィルタ適応を禁止する。重複通話検出器の非能
動化に続いて、フィルタ適応は所定の残存時間（例えば
６０ミリ秒）だけ禁止される。
【００４３】本発明の他の実施例においては、収束が十
分に確率した後、非線形処理装置によって短時間収束に
よる可聴影響を最小にすることができる。最大基準２乗
平均（ｒX（０）max）を１次および２次エラー（ｒｅ１
およびｒｅ２）の小さい方で除算し、その商とクリッパ
の閾値とを比較することによって十分な収束が確立され
る。その商がクリッパの閾値を越えると、中央クリッパ
が緩和(comfort)ノイズジェネレータをエラー信号通路
ｅ（ｎ）に接続し、トランスコーダに信号を供給する。
分に確率した後、非線形処理装置によって短時間収束に
よる可聴影響を最小にすることができる。最大基準２乗
平均（ｒX（０）max）を１次および２次エラー（ｒｅ１
およびｒｅ２）の小さい方で除算し、その商とクリッパ
の閾値とを比較することによって十分な収束が確立され
る。その商がクリッパの閾値を越えると、中央クリッパ
が緩和(comfort)ノイズジェネレータをエラー信号通路
ｅ（ｎ）に接続し、トランスコーダに信号を供給する。
【００４４】本発明の他の実施例においては、フィルタ
ベクトルがゆるやかに発散するのを防ぐために、低速の
「漏洩」項がフィルタベクトルの係数に適用されてそれ
らの係数の値を徐々に減少する。低速の漏洩プロセス
（６０）は、重複通話検出器が非能動であって、基準信
号のレベル（ｒX（０）max）が閾値（例えば、−４８ｄ
Ｂから−４０ｄＢ）よりも上であるときにだけ能動化さ
れる。この漏洩項はベクトルの更新につき１つのタップ
位置に対して適応される。漏洩関数は疑似コードによっ
て次のように説明される。
ベクトルがゆるやかに発散するのを防ぐために、低速の
「漏洩」項がフィルタベクトルの係数に適用されてそれ
らの係数の値を徐々に減少する。低速の漏洩プロセス
（６０）は、重複通話検出器が非能動であって、基準信
号のレベル（ｒX（０）max）が閾値（例えば、−４８ｄ
Ｂから−４０ｄＢ）よりも上であるときにだけ能動化さ
れる。この漏洩項はベクトルの更新につき１つのタップ
位置に対して適応される。漏洩関数は疑似コードによっ
て次のように説明される。
【００４５】
【数１５】 ここでλは漏洩因子（通常0.001≦λ≦0.00003）、ｎ
mod Ｌはフィルタ係数指数である。モジューロ(modul
o)Ｌ演算子はバッファの制限を０からＬ−１に保持する
ように上記指数に適用して、各フィルタタップはＬサン
プル毎に１回漏れるようにする。
mod Ｌはフィルタ係数指数である。モジューロ(modul
o)Ｌ演算子はバッファの制限を０からＬ−１に保持する
ように上記指数に適用して、各フィルタタップはＬサン
プル毎に１回漏れるようにする。
【００４６】本発明のその他の実施例においては、ＰＳ
ＴＮから受信した信号からすべての残留ＤＣオフセット
分を取り除き、これによって適応プロセスの安定性を増
すために、ハイパスフィルタ（５３）が組み込まれる。
ハイパスフィルタの関数は次の式で表わされる。
ＴＮから受信した信号からすべての残留ＤＣオフセット
分を取り除き、これによって適応プロセスの安定性を増
すために、ハイパスフィルタ（５３）が組み込まれる。
ハイパスフィルタの関数は次の式で表わされる。
【００４７】
【数１６】 ここでη１＝０．９０，η２＝０．９５，ｓ（ｎ）はフ
ィルタリングされた信号，およびｒ（ｎ）は反射信号で
ある。
ィルタリングされた信号，およびｒ（ｎ）は反射信号で
ある。
【００４８】図４は、重複通話検出器（５０）、中央ク
リッパ（５２）および緩和ノイズジェネレータ（５１）
を用いたエコーキャンセラのブロック図である。図５は
重複通話検出器（５０）、中央クリッパ（５２）および
緩和ノイズジェネレータ（５１）を用いたエコーキャン
セラの動作を流れ図で示したものである。
リッパ（５２）および緩和ノイズジェネレータ（５１）
を用いたエコーキャンセラのブロック図である。図５は
重複通話検出器（５０）、中央クリッパ（５２）および
緩和ノイズジェネレータ（５１）を用いたエコーキャン
セラの動作を流れ図で示したものである。
【００４９】図５に示されているように、ＤＳＰ（１
３，図１）は信号ベクトル（３１）を更新し、更新され
た最大２乗平均予測ｒX（０）max（１０２）を計算す
る。次にＤＳＰ（１３）はＤＣオフセットハイパスフィ
ルタ（５３）内で反射信号ｒ（ｎ）をハイパスフィルタ
リング（１０４）し、より信頼性のあるＦＩＲ信号ｓ
（ｎ）を供給する。反射信号ｒs（０）の２乗は積分器
（４１）内で予測される（１０５）。集中ベクトル（ｆ
１ｎ）および相関信号ベクトル（ｘ１ｎ）は、２次ベク
トルと共に、たたみこまれ、１次エラー予測（ｅ１n）
および２次エラー予測（ｅ２n）が生成される（１０
６）。
３，図１）は信号ベクトル（３１）を更新し、更新され
た最大２乗平均予測ｒX（０）max（１０２）を計算す
る。次にＤＳＰ（１３）はＤＣオフセットハイパスフィ
ルタ（５３）内で反射信号ｒ（ｎ）をハイパスフィルタ
リング（１０４）し、より信頼性のあるＦＩＲ信号ｓ
（ｎ）を供給する。反射信号ｒs（０）の２乗は積分器
（４１）内で予測される（１０５）。集中ベクトル（ｆ
１ｎ）および相関信号ベクトル（ｘ１ｎ）は、２次ベク
トルと共に、たたみこまれ、１次エラー予測（ｅ１n）
および２次エラー予測（ｅ２n）が生成される（１０
６）。
【００５０】予測エラー（ｅ１ｎおよびｅ２ｎ）の相関
２乗は積分器（４２および４３）内で予測される。最小
の予測２乗（ｒe１又はｒe２）は比較器（５４）で決定
され（１０８）、リレー（３０）を能動化し、これによ
って復号器の入力として最小のエラー値（ｅｎ）を選択
する（１０９又は１１０）。
２乗は積分器（４２および４３）内で予測される。最小
の予測２乗（ｒe１又はｒe２）は比較器（５４）で決定
され（１０８）、リレー（３０）を能動化し、これによ
って復号器の入力として最小のエラー値（ｅｎ）を選択
する（１０９又は１１０）。
【００５１】反射信号（ｒｓ（０））の相関２乗と最大
予測２乗平均ｒX（０）maxとは重複通話検出器（５０）
で重複通話検出器閾値と比較され（１１１）、この重複
通話閾値を超過したことが検出されると緩和ノイズジェ
ネレータが非能動化される。
予測２乗平均ｒX（０）maxとは重複通話検出器（５０）
で重複通話検出器閾値と比較され（１１１）、この重複
通話閾値を超過したことが検出されると緩和ノイズジェ
ネレータが非能動化される。
【００５２】次にＤＳＰ（１３）は、最大予測２乗平均
ｒX（０）maxと反射信号（ｒs（０））とを比較して、
中央クリッパ内において収束が中央クリッパ（５２）を
能動化（１１５）するのに十分であるかどうかを判断す
る（１１２）。もし収束が十分でないとき（１１２）に
は、ＤＳＰ（１３）はフィルタ係数（ｆｎ）（１１３）
を更新し、フィルタ係数に対して漏洩因子（６０）（１
１４）を適用する。
ｒX（０）maxと反射信号（ｒs（０））とを比較して、
中央クリッパ内において収束が中央クリッパ（５２）を
能動化（１１５）するのに十分であるかどうかを判断す
る（１１２）。もし収束が十分でないとき（１１２）に
は、ＤＳＰ（１３）はフィルタ係数（ｆｎ）（１１３）
を更新し、フィルタ係数に対して漏洩因子（６０）（１
１４）を適用する。
【００５３】図６には、本発明の一実施例である図５の
ブロック１１６内で発生するステップ（「コール制御ル
ーチン」）が流れ図で示されている。このような実施例
においては、ＤＳＰ（１３）は要求があったときにのみ
ベクトル処理係数を更新する。ステップ２０１（図６）
では、ＤＳＰ（１３）はある時間間隔（１０〜２０ミリ
秒）のタイマを設定し、もしフィルタ係数のタップ値の
少なくとも７５％がその間に変化したときにだけ狭帯域
化されたベクトル（Δ１およびΔ２）の制限を更新す
る。
ブロック１１６内で発生するステップ（「コール制御ル
ーチン」）が流れ図で示されている。このような実施例
においては、ＤＳＰ（１３）は要求があったときにのみ
ベクトル処理係数を更新する。ステップ２０１（図６）
では、ＤＳＰ（１３）はある時間間隔（１０〜２０ミリ
秒）のタイマを設定し、もしフィルタ係数のタップ値の
少なくとも７５％がその間に変化したときにだけ狭帯域
化されたベクトル（Δ１およびΔ２）の制限を更新す
る。
【００５４】もしフィルタ係数の７５％が変化したら、
繰り返しになるがＤＳＰはフィルタベクトル内の最大の
タップ値を突き止める（２０２）。もし最大のタップ値
のタップ位置がある閾値（例えば４タップ位置）を越え
てタップ位置をシフトされていたら、ＤＳＰ（１３）は
集中ベクトル係数（Δ１，Δ２，α１およびα２）を再
定義（２０６）する。
繰り返しになるがＤＳＰはフィルタベクトル内の最大の
タップ値を突き止める（２０２）。もし最大のタップ値
のタップ位置がある閾値（例えば４タップ位置）を越え
てタップ位置をシフトされていたら、ＤＳＰ（１３）は
集中ベクトル係数（Δ１，Δ２，α１およびα２）を再
定義（２０６）する。
【００５５】もし最大タップの位置が閾値を越えてタッ
プ位置をシフトさせていなければ、ＤＳＰ（１３）は狭
帯域ベクトルが最小の大きさ（２０４）にまで減少した
かどうかを決定する。もし最小の大きさでなければ、Ｄ
ＳＰ（１３）は集中ベクトルの大きさを減少しつづける
（２０７）。
プ位置をシフトさせていなければ、ＤＳＰ（１３）は狭
帯域ベクトルが最小の大きさ（２０４）にまで減少した
かどうかを決定する。もし最小の大きさでなければ、Ｄ
ＳＰ（１３）は集中ベクトルの大きさを減少しつづける
（２０７）。
【００５６】もし狭帯域化ベクトルが最終値（２０４）
まで減少していたら、ＤＳＰ（１３）は集中ベクトル
（ｒe１（０））内の予測２乗と集中ベクトル（ｒe２
（０））の外の２乗との比較を行う。もし短い時間内
で、集中ベクトルの外側の２乗が内側の２乗よりも大き
かったら（ｒe２（０）＞ｒe１（０））、ＤＳＰは１次
エコーが位相回転(phase roll)に起因してある量だけシ
フトした（ずれた）可能性に対応するためにΔ１および
Δ２を再計算する（２０８）。もし集中ベクトルの外側
の２乗が内側の２乗よりもある時間内において少ない
（ｒe２（０）＜ｒe１（０））のであれば、ＤＳＰ（１
３）は複数のエコーが存在すると推定し、集中セクショ
ンを開放する（２０９）。
まで減少していたら、ＤＳＰ（１３）は集中ベクトル
（ｒe１（０））内の予測２乗と集中ベクトル（ｒe２
（０））の外の２乗との比較を行う。もし短い時間内
で、集中ベクトルの外側の２乗が内側の２乗よりも大き
かったら（ｒe２（０）＞ｒe１（０））、ＤＳＰは１次
エコーが位相回転(phase roll)に起因してある量だけシ
フトした（ずれた）可能性に対応するためにΔ１および
Δ２を再計算する（２０８）。もし集中ベクトルの外側
の２乗が内側の２乗よりもある時間内において少ない
（ｒe２（０）＜ｒe１（０））のであれば、ＤＳＰ（１
３）は複数のエコーが存在すると推定し、集中セクショ
ンを開放する（２０９）。
【００５７】図７は、従来のＮＬＭＳ適応エコーキャン
セラと本発明（ＣＳＬＭＳエコーキャンセラ）のエコー
２乗（ｒe（０））のコンピュータシミュレーションを
表わしたものである。図６の説明からもわかるように、
−１３ｄＢの定常最大２乗平均（ｒX（０）max）におい
ては、本発明の集中セクション最小２乗平均（ＣＳＬＭ
Ｓ）エコーキャンセラは５７．５ミリ秒で−４０ｄＢに
まで収束し、これに対し従来の適応フィルタは２７７．
５ミリ秒かかっている。
セラと本発明（ＣＳＬＭＳエコーキャンセラ）のエコー
２乗（ｒe（０））のコンピュータシミュレーションを
表わしたものである。図６の説明からもわかるように、
−１３ｄＢの定常最大２乗平均（ｒX（０）max）におい
ては、本発明の集中セクション最小２乗平均（ＣＳＬＭ
Ｓ）エコーキャンセラは５７．５ミリ秒で−４０ｄＢに
まで収束し、これに対し従来の適応フィルタは２７７．
５ミリ秒かかっている。
【図１】図１は本発明に従った無線電話通信システムを
ブロック図で表わしたものである。
ブロック図で表わしたものである。
【図２】図２は本発明に従ったエコーキャンセラをブロ
ック図で示したものである。
ック図で示したものである。
【図３】図３は本発明に従ったエコーキャンセラの動作
を流れ図で示したものである。
を流れ図で示したものである。
【図４】図４は本発明に従ったエコーキャンセラを拡張
したブロック図で示したものである。
したブロック図で示したものである。
【図５】図５は本発明に従ったエコーキャンセラの動作
を拡張した流れ図で示したものである。
を拡張した流れ図で示したものである。
【図６】図６はベクトル処理係数の更新の処理を示した
流れ図である。
流れ図である。
【図７】図７は、本発明に従ったエコーキャンセラのコ
ンピュータシミュレーションの結果と従来の適応エコー
キャンセラとをグラフィック的に比較したものである。
ンピュータシミュレーションの結果と従来の適応エコー
キャンセラとをグラフィック的に比較したものである。
２０ エコーキャンセラ ３１ 信号ベクトルレジスタ ３２ フィルタベクトルレジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−107928（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−30412（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】 適応エコーキャンセラにおける収束を実
行する方法であって： 受信信号のフィルタベクトル内の１次エコーの表現をフ
ィルタベクトルの複数タップの相対強度の比較をもとに
突き止める段階； 前記フィルタベクトルを、前記１次エコーに近似した狭
められたフィルタベクトルおよび２次フィルタベクトル
に分割する手段； 狭められたフィルタベクトルと狭められたフィルタベク
トルの相関起源信号とをベクトル乗算し、反射信号から
その積を減算することによって１次エラーを推定する段
階； ２次フィルタベクトルと２次フィルタベクトルの相関起
源信号ベクトルとをベクトル乗算し、前記１次エラーか
らその積を減算することによって２次エラーを推定する
段階； 前記推定された１次エラーと前記狭められたフィルタベ
クトルの相関起源信号ベクトルおよび狭帯域ベクトル適
応因子を乗算して１次適応ベクトルを生成する段階； 前記推定された２次エラーと前記２次フィルタベクトル
の相関起源信号ベクトルおよび２次ベクトル適応因子を
乗算して２次適応ベクトルを生成する段階； 前記狭められたフィルタベクトルによって定められる領
域内で前記フィルタベクトルと前記１次適応ベクトルと
を加算して、前記フィルタベクトルを更新する段階；お
よび 前記２次ベクトルによって定められる領域内で前記フィ
ルタベクトルと前記２次適応ベクトルとを加算して、前
記フィルタベクトルを更新する段階； から構成されることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US867555 | 1992-04-13 | ||
| US07/867,555 US5295136A (en) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | Method of performing convergence in a, least mean square, adaptive filter, echo canceller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06104797A JPH06104797A (ja) | 1994-04-15 |
| JP2858065B2 true JP2858065B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=25350012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5108771A Expired - Fee Related JP2858065B2 (ja) | 1992-04-13 | 1993-04-13 | 最小２乗平均適応フィルタエコーキャンセラにおいて収束を実行する方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5295136A (ja) |
| JP (1) | JP2858065B2 (ja) |
| CA (1) | CA2093744C (ja) |
| FR (1) | FR2692089B1 (ja) |
| SE (1) | SE9301184L (ja) |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5453986A (en) | 1993-01-08 | 1995-09-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Dual port interface for a computer-based multifunction personal communication system |
| US6009082A (en) | 1993-01-08 | 1999-12-28 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communication system with caller ID |
| US7082106B2 (en) * | 1993-01-08 | 2006-07-25 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multi-media communications system and method |
| US5535204A (en) | 1993-01-08 | 1996-07-09 | Multi-Tech Systems, Inc. | Ringdown and ringback signalling for a computer-based multifunction personal communications system |
| US5812534A (en) | 1993-01-08 | 1998-09-22 | Multi-Tech Systems, Inc. | Voice over data conferencing for a computer-based personal communications system |
| US5864560A (en) | 1993-01-08 | 1999-01-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Method and apparatus for mode switching in a voice over data computer-based personal communications system |
| US5452289A (en) | 1993-01-08 | 1995-09-19 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communications system |
| US5546395A (en) | 1993-01-08 | 1996-08-13 | Multi-Tech Systems, Inc. | Dynamic selection of compression rate for a voice compression algorithm in a voice over data modem |
| US5617423A (en) | 1993-01-08 | 1997-04-01 | Multi-Tech Systems, Inc. | Voice over data modem with selectable voice compression |
| US5412686A (en) * | 1993-09-17 | 1995-05-02 | Motorola Inc. | Method and apparatus for power estimation in a communication system |
| US5757801A (en) | 1994-04-19 | 1998-05-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Advanced priority statistical multiplexer |
| US5682386A (en) | 1994-04-19 | 1997-10-28 | Multi-Tech Systems, Inc. | Data/voice/fax compression multiplexer |
| ES2101633B1 (es) * | 1994-05-31 | 1998-03-01 | Alcatel Standard Electrica | Terminal celular fijo para servicios de telecomunicaciones a dos hilos. |
| US5535194A (en) * | 1994-07-14 | 1996-07-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for echo canceling with double-talk immunity |
| US5592548A (en) * | 1995-05-31 | 1997-01-07 | Qualcomm Incorporated | System and method for avoiding false convergence in the presence of tones in a time-domain echo cancellation process |
| US5933494A (en) * | 1995-12-07 | 1999-08-03 | Rockwell International Corporation | Echo canceling method and apparatus in a communication device |
| EP0951798B1 (en) * | 1996-04-03 | 2002-07-03 | BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company | Acoustic feedback correction |
| US5856970A (en) * | 1996-08-05 | 1999-01-05 | Motorola, Inc. | Multi-channel echo cancellation method and apparatus |
| US6044068A (en) * | 1996-10-01 | 2000-03-28 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Silence-improved echo canceller |
| CA2247429C (en) * | 1997-01-23 | 2002-01-01 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for non-linear processing in a communication system |
| US6064873A (en) * | 1997-03-26 | 2000-05-16 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for controlling echo on both sides of a connection |
| US6185195B1 (en) * | 1997-05-16 | 2001-02-06 | Qualcomm Incorporated | Methods for preventing and detecting message collisions in a half-duplex communication system |
| US6009448A (en) * | 1997-08-18 | 1999-12-28 | Industrial Technology Research Institute | Pipelined parallel-serial architecture for a modified least mean square adaptive filter |
| US6031908A (en) * | 1997-11-14 | 2000-02-29 | Tellabs Operations, Inc. | Echo canceller employing dual-H architecture having variable adaptive gain settings |
| US6240180B1 (en) * | 1997-11-14 | 2001-05-29 | Tellabs Operations, Inc. | Echo canceller employing dual-H architecture having split adaptive gain settings |
| JP3437445B2 (ja) | 1998-05-22 | 2003-08-18 | 松下電器産業株式会社 | 線形信号予測を用いた受信装置及び方法 |
| GB2354414B (en) | 1999-09-14 | 2004-12-22 | Mitel Corp | Locating network echos |
| US6377682B1 (en) * | 2000-06-26 | 2002-04-23 | Lucent Technologies Inc. | Robust adaptive filter for use in acoustic and network echo cancellation |
| US7006458B1 (en) | 2000-08-16 | 2006-02-28 | 3Com Corporation | Echo canceller disabler for modulated data signals |
| US6865270B1 (en) | 2000-09-21 | 2005-03-08 | Rane Corporation | Echo cancellation method and apparatus |
| US7639601B2 (en) * | 2002-07-05 | 2009-12-29 | Nortel Networks Limited | Methods and apparatus for data communication |
| GB2397990A (en) * | 2003-01-31 | 2004-08-04 | Mitel Networks Corp | Echo cancellation/suppression and double-talk detection in communication paths |
| WO2004075582A1 (en) * | 2003-02-21 | 2004-09-02 | Nortel Networks Limited | Data communication apparatus and method for establishing a codec-bypass connection |
| US6954530B2 (en) | 2003-07-09 | 2005-10-11 | Utah State University | Echo cancellation filter |
| US6996229B2 (en) * | 2003-07-09 | 2006-02-07 | Utah State University | Echo cancellation filter |
| WO2005089055A2 (en) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Nortel Networks Limited | Communicating processing capabilites along a communications path |
| US8027265B2 (en) * | 2004-03-19 | 2011-09-27 | Genband Us Llc | Providing a capability list of a predefined format in a communications network |
| US8346239B2 (en) | 2006-12-28 | 2013-01-01 | Genband Us Llc | Methods, systems, and computer program products for silence insertion descriptor (SID) conversion |
| JP5061976B2 (ja) * | 2008-03-12 | 2012-10-31 | 沖電気工業株式会社 | エコーキャンセラ、エコーキャンセル方法及びプログラム |
| US8908541B2 (en) * | 2009-08-04 | 2014-12-09 | Genband Us Llc | Methods, systems, and computer readable media for intelligent optimization of digital signal processor (DSP) resource utilization in a media gateway |
| CN109346098B (zh) * | 2018-11-20 | 2022-06-07 | 网宿科技股份有限公司 | 一种回声消除方法及终端 |
| US10891935B2 (en) | 2019-05-07 | 2021-01-12 | Harman International Industries, Incorporated | In-vehicle noise cancellation adaptive filter divergence control |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1208769B (it) * | 1983-10-12 | 1989-07-10 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Teristiche varianti nel tempo procedimento e dispositivo per la cancellazione numerica dell eco generato in collegamenti con carat |
| US4805215A (en) * | 1986-10-01 | 1989-02-14 | Racal Data Communications Inc. | Adaptive echo canceller with sparse dynamically positioned taps |
| JPS63234732A (ja) * | 1987-03-24 | 1988-09-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 音響エコ−キヤンセラ |
| CA1315356C (en) * | 1988-07-20 | 1993-03-30 | Seiji Miyoshi | Digital adaptive filter and method of convergence therein |
| US5001701A (en) * | 1989-08-07 | 1991-03-19 | At&T Bell Laboratories | Subband echo canceler including real time allocation among the subbands |
| US5029167A (en) * | 1989-09-13 | 1991-07-02 | Northern Telecom Limited | Coefficient storage reduction in adaptive filters in echo cancellers or decision feedback equalizers |
| US4947425A (en) * | 1989-10-27 | 1990-08-07 | At&T Bell Laboratories | Echo measurement arrangement |
-
1992
- 1992-04-13 US US07/867,555 patent/US5295136A/en not_active Expired - Lifetime
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