JP2857243B2 - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
- Publication number
- JP2857243B2 JP2857243B2 JP2248481A JP24848190A JP2857243B2 JP 2857243 B2 JP2857243 B2 JP 2857243B2 JP 2248481 A JP2248481 A JP 2248481A JP 24848190 A JP24848190 A JP 24848190A JP 2857243 B2 JP2857243 B2 JP 2857243B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sample
- signal
- unit
- memory
- video
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 その受信ビデオ電圧信号の処理回路に関し、 ビデオ信号をディジタル化した状態で近接のクラッタ
ー変化や毎送信パルスの処理時間に大きく影響すること
なくクラッターを除去できるレーダ受信機を実現するこ
とを目的とし、 パルスレーダ受信ビデオ電圧信号をディジタル信号に
変換するA/D変換器と、１つの送信パルスに対して得ら
れる該ディジタル信号のｎ（ｎは３以上の整数）個のサ
ンプル距離数分の中心となるサンプルを除く平均値を演
算すると共に各サンプル距離においても過去の送信パル
スに対して得られる該ディジタル信号の重み付けより大
きい重み付けを与えて平均値を求めるｍ（ｍ＞１）個の
サンプル距離数分の加重平均部と、該中心となるサンプ
ルのディジタル信号を該ｍ個のサンプル距離数分記憶す
るメモリ部と、該ディジタル信号の該加重平均部とメモ
リ部への取り込み制御を行うタイミング制御部と、該加
重平均部の加重平均値と該メモリ部のディジタル信号と
の減算を該ｍ個のサンプル距離数分行う減算部と、該減
算部の各出力を該タイミング制御部のタイミングにより
順次記憶するメモリと、該メモリから該タイミング制御
部のタイミングにより読み出されたディジタル信号をビ
デオ出力信号に変換するD/A変換器とで構成する。
ー変化や毎送信パルスの処理時間に大きく影響すること
なくクラッターを除去できるレーダ受信機を実現するこ
とを目的とし、 パルスレーダ受信ビデオ電圧信号をディジタル信号に
変換するA/D変換器と、１つの送信パルスに対して得ら
れる該ディジタル信号のｎ（ｎは３以上の整数）個のサ
ンプル距離数分の中心となるサンプルを除く平均値を演
算すると共に各サンプル距離においても過去の送信パル
スに対して得られる該ディジタル信号の重み付けより大
きい重み付けを与えて平均値を求めるｍ（ｍ＞１）個の
サンプル距離数分の加重平均部と、該中心となるサンプ
ルのディジタル信号を該ｍ個のサンプル距離数分記憶す
るメモリ部と、該ディジタル信号の該加重平均部とメモ
リ部への取り込み制御を行うタイミング制御部と、該加
重平均部の加重平均値と該メモリ部のディジタル信号と
の減算を該ｍ個のサンプル距離数分行う減算部と、該減
算部の各出力を該タイミング制御部のタイミングにより
順次記憶するメモリと、該メモリから該タイミング制御
部のタイミングにより読み出されたディジタル信号をビ
デオ出力信号に変換するD/A変換器とで構成する。
本発明は、レーダ受信機に関し、特にその受信ビデオ
電圧信号の処理回路に関するものである。
電圧信号の処理回路に関するものである。
第５図は、従来より知られている一般的なパルスレー
ダ受信機の構成を示したもので、レーダアンテナ41では
送信と受信とが共用して行われるが、送信機43からの送
信波と受信波とをサーキュレータ42で分離して受信波を
取り出し、高周波増幅器44で高周波増幅した後、ミキサ
45により局部発振器46と混合して中間周波信号を抽出す
る。
ダ受信機の構成を示したもので、レーダアンテナ41では
送信と受信とが共用して行われるが、送信機43からの送
信波と受信波とをサーキュレータ42で分離して受信波を
取り出し、高周波増幅器44で高周波増幅した後、ミキサ
45により局部発振器46と混合して中間周波信号を抽出す
る。
そして、この中間周波信号を増幅器47で中間周波増幅
し、ビデオ処理回路48でビデオ受信信号を処理してレー
ダ受信ビデオ出力信号を得ることにより、Ａスコープビ
デオ信号、PPIスコープビデオ信号等として用いられ
る。
し、ビデオ処理回路48でビデオ受信信号を処理してレー
ダ受信ビデオ出力信号を得ることにより、Ａスコープビ
デオ信号、PPIスコープビデオ信号等として用いられ
る。
このようなビデオ処理回路48においては、中間周波増
幅器47から出力されるビデオ電圧信号からドップラー信
号（ドップラー周波数でビデオ信号の増幅が変動してい
るもの）を除去せずにクラッター成分（信号でないレー
ダエコー成分）を除去する有効な信号処理方法が求めら
れている。
幅器47から出力されるビデオ電圧信号からドップラー信
号（ドップラー周波数でビデオ信号の増幅が変動してい
るもの）を除去せずにクラッター成分（信号でないレー
ダエコー成分）を除去する有効な信号処理方法が求めら
れている。
第６図は、上述したビデオ処理回路の従来例を示した
もので、同図（ａ）は、STC（Sensitivity Time Contro
l）方式の回路例を示し、同図（ｂ）はAGC方式の回路例
を示している。
もので、同図（ａ）は、STC（Sensitivity Time Contro
l）方式の回路例を示し、同図（ｂ）はAGC方式の回路例
を示している。
同図（ａ）のSTC回路においては、図示のような鋸歯
信号を制御信号として可変減衰器481の減衰率を制御す
ることにより、レーダに近い所から発生し易いクラッタ
ー成分を減衰させて除去しており、また、同図（ｂ）の
AGC回路では、ダイオード484とコンデンサ486と抵抗485
とで振幅検波回路を構成し、この振幅検波出力により制
御回路483を介して可変利得増幅器482の利得を可変にフ
ィードバック制御することによりビデオ信号の振幅を一
定に保つようにしてクラッターの除去を行っている。
信号を制御信号として可変減衰器481の減衰率を制御す
ることにより、レーダに近い所から発生し易いクラッタ
ー成分を減衰させて除去しており、また、同図（ｂ）の
AGC回路では、ダイオード484とコンデンサ486と抵抗485
とで振幅検波回路を構成し、この振幅検波出力により制
御回路483を介して可変利得増幅器482の利得を可変にフ
ィードバック制御することによりビデオ信号の振幅を一
定に保つようにしてクラッターの除去を行っている。
第６図（ａ）に示す従来のレーダ受信機においては、
レーダ反射波のクラッターが場所や時間、及びアンテナ
の見る角度によって異なるにも関わらず常に決まった制
御しかできず、多少マニュアル制御で補正できる程度の
ものであったため、クラッターの除去を適切に行えなか
った。
レーダ反射波のクラッターが場所や時間、及びアンテナ
の見る角度によって異なるにも関わらず常に決まった制
御しかできず、多少マニュアル制御で補正できる程度の
ものであったため、クラッターの除去を適切に行えなか
った。
また、同図（ｂ）に示すレーダ受信機では、フィード
バックループにより制御を行っているため、応答時間が
遅いという問題や、振幅応答後の信号が強調されたり、
消えたりする現象が起こるため、適切な表示を行うため
のビデオ信号が得られなかった。
バックループにより制御を行っているため、応答時間が
遅いという問題や、振幅応答後の信号が強調されたり、
消えたりする現象が起こるため、適切な表示を行うため
のビデオ信号が得られなかった。
このように、従来では、アナログビデオ信号そのまま
で信号の処理を行っているため、近接のクラッター変化
や毎送信パルスの処理時間に大きく影響するという問題
があった。
で信号の処理を行っているため、近接のクラッター変化
や毎送信パルスの処理時間に大きく影響するという問題
があった。
従って、本発明は、ビデオ信号をディジタル化した状
態で近接のクラッター変化や毎送信パルスの処理時間に
大きく影響することなくクラッターを除去できるレーダ
受信機を実現することを目的とする。
態で近接のクラッター変化や毎送信パルスの処理時間に
大きく影響することなくクラッターを除去できるレーダ
受信機を実現することを目的とする。
上記の目的を達成するため、本発明に係るレーダ受信
機は、第１図に原理的に示すように、パルスレーダ受信
ビデオ電圧信号をディジタル信号に変換するA/D変換器
１と、１つの送信パルスに対して得られる該ディジタル
信号のｎ（ｎは３以上の整数）個のサンプル距離数分の
中心となるサンプルを除く加算平均値を演算すると共に
各サンプル距離においても過去の送信パルスに対して得
られるディジタル信号の重み付けより大きい重み付けを
与えて加算平均値を求めるｍ（ｍ＞１）個のサンプル距
離数分の加重平均部２と、該中心となるサンプルのディ
ジタル信号を該ｍ個のサンプル距離数分記憶するメモリ
部３と、該ディジタル信号の該加重平均部２とメモリ部
３への取り込み制御を行うタイミング制御部４と、該加
重平均部２の加重平均値と該メモリ部３のディジタル信
号との減算を該ｍ個のサンプル距離数分行う減算部５
と、該減算部５の各出力を該タイミング制御部４のタイ
ミングにより順次記憶するメモリ６と、該メモリ６から
該タイミング制御部４のタイミングにより読み出された
ディジタル信号をビデオ出力信号に変換するD/A変換器
７と、を備えている。
機は、第１図に原理的に示すように、パルスレーダ受信
ビデオ電圧信号をディジタル信号に変換するA/D変換器
１と、１つの送信パルスに対して得られる該ディジタル
信号のｎ（ｎは３以上の整数）個のサンプル距離数分の
中心となるサンプルを除く加算平均値を演算すると共に
各サンプル距離においても過去の送信パルスに対して得
られるディジタル信号の重み付けより大きい重み付けを
与えて加算平均値を求めるｍ（ｍ＞１）個のサンプル距
離数分の加重平均部２と、該中心となるサンプルのディ
ジタル信号を該ｍ個のサンプル距離数分記憶するメモリ
部３と、該ディジタル信号の該加重平均部２とメモリ部
３への取り込み制御を行うタイミング制御部４と、該加
重平均部２の加重平均値と該メモリ部３のディジタル信
号との減算を該ｍ個のサンプル距離数分行う減算部５
と、該減算部５の各出力を該タイミング制御部４のタイ
ミングにより順次記憶するメモリ６と、該メモリ６から
該タイミング制御部４のタイミングにより読み出された
ディジタル信号をビデオ出力信号に変換するD/A変換器
７と、を備えている。
更に、本発明では、該ビデオ電圧信号を発生する中間
周波増幅器として対数増幅器を用いることができる。
周波増幅器として対数増幅器を用いることができる。
〔作用〕 第１図に示したレーダ受信機のビデオ処理回路では、
タイミング制御部４の制御の下で、メモリ部３と加重平
均部２と減算部５とが各サンプル距離毎に組み合わされ
てパルスレーダ受信ビデオ信号データがメモリ６に記憶
され、これをアナログ信号として取り出すものである
が、この原理は、第２図に示すように１つの送信パルス
の受信時刻Ａ（反射物体までの距離R1−ｒ）とＢ（反射
物体までの距離R1＋ｒ）に対するレーダ受信ビデオ電圧
V1aとV1b（第４図に示す中間周波増幅器48の出力）を平
均化すると共にＡ点とＢ点のデータは過去の送信パルス
との加重平均データとする（但し新しいパルスの方の重
み付けを大きくする）ことで、距離方向と毎パルスの両
方でＡ−Ｂ間の中心の距離R1におけるビデオ電圧V1の基
準を定め、距離R1地点のレベルがトップラーシフトによ
る変動や、クラッターによる変動の影響を軽減させよう
とするものである。
タイミング制御部４の制御の下で、メモリ部３と加重平
均部２と減算部５とが各サンプル距離毎に組み合わされ
てパルスレーダ受信ビデオ信号データがメモリ６に記憶
され、これをアナログ信号として取り出すものである
が、この原理は、第２図に示すように１つの送信パルス
の受信時刻Ａ（反射物体までの距離R1−ｒ）とＢ（反射
物体までの距離R1＋ｒ）に対するレーダ受信ビデオ電圧
V1aとV1b（第４図に示す中間周波増幅器48の出力）を平
均化すると共にＡ点とＢ点のデータは過去の送信パルス
との加重平均データとする（但し新しいパルスの方の重
み付けを大きくする）ことで、距離方向と毎パルスの両
方でＡ−Ｂ間の中心の距離R1におけるビデオ電圧V1の基
準を定め、距離R1地点のレベルがトップラーシフトによ
る変動や、クラッターによる変動の影響を軽減させよう
とするものである。
第３図には、第２図の原理を用いて第１図の回路を或
る一つのサンプル距離R1についてビデオ出力信号を得る
原理構成が示されており、サンプル距離R1−r,R1,R1＋
ｒのｎ（ｎは３以上の整数）点（第３図では３点である
が、距離R1−ｒ及びR1＋ｒはサンプル距離の集合でも良
い）のビデオ電圧信号がA/D変換器１でディジタル信号
に変換されて加重平均部21とメモリ31とに送られる。
る一つのサンプル距離R1についてビデオ出力信号を得る
原理構成が示されており、サンプル距離R1−r,R1,R1＋
ｒのｎ（ｎは３以上の整数）点（第３図では３点である
が、距離R1−ｒ及びR1＋ｒはサンプル距離の集合でも良
い）のビデオ電圧信号がA/D変換器１でディジタル信号
に変換されて加重平均部21とメモリ31とに送られる。
このとき、タイミング制御部４は中心のサンプル距離
R1のビデオ電圧信号のみメモリ31に格納し、その他のサ
ンプル距離R1−r,R1＋ｒについては加重平均部２の内の
加重平均回路21で加重平均が取られる。この場合、サン
プル距離の集合であれば、加重平均回路21ではサンプル
距離R1−r,R1＋ｒのそれぞれの集合の加重平均を求め且
つ両者の平均を求める。
R1のビデオ電圧信号のみメモリ31に格納し、その他のサ
ンプル距離R1−r,R1＋ｒについては加重平均部２の内の
加重平均回路21で加重平均が取られる。この場合、サン
プル距離の集合であれば、加重平均回路21ではサンプル
距離R1−r,R1＋ｒのそれぞれの集合の加重平均を求め且
つ両者の平均を求める。
また、サンプル距離R1−r,R1＋ｒのデータは現在の送
信パルスより前の過去の送信パルスによる同じサンプル
距離R1−r,R1＋ｒのデータとの平均が取られ、この平均
演算に際しては、過去のデータより新しいデータの方が
重み付けが大きくとられるようになっている。
信パルスより前の過去の送信パルスによる同じサンプル
距離R1−r,R1＋ｒのデータとの平均が取られ、この平均
演算に際しては、過去のデータより新しいデータの方が
重み付けが大きくとられるようになっている。
従って、より新しい送信反射波の影響を受け易くして
いる。
いる。
そして、減算部５中の減算器51では、メモリ31のデー
タと加重平均部21のデータとを引き算してメモリ６にサ
ンプル距離R1に対応するアドレスにタイミング制御部４
のタイミングにより格納し、これをD/A変換器７でアナ
ログ・ビデオ信号に変換して出力する。
タと加重平均部21のデータとを引き算してメモリ６にサ
ンプル距離R1に対応するアドレスにタイミング制御部４
のタイミングにより格納し、これをD/A変換器７でアナ
ログ・ビデオ信号に変換して出力する。
このようにして、中心となるサンプル距離R1につい
て、ゆっくり変化するようなビデオ電圧を平均化により
取り除くことができ、周囲に比べてどれだけ強い反射が
存在するか、又はその反射波の振動の変動（ドップラー
信号）が存在するか否かを示すビデオ出力信号を発生す
ることができる。
て、ゆっくり変化するようなビデオ電圧を平均化により
取り除くことができ、周囲に比べてどれだけ強い反射が
存在するか、又はその反射波の振動の変動（ドップラー
信号）が存在するか否かを示すビデオ出力信号を発生す
ることができる。
ここで、第２図の構成は、サンプル距離R1だけについ
てのものであるが、このサンプル距離は第３図に示した
レーダ受信ビデオ電圧信号の一つのサンプル距離に過ぎ
ないので、このサンプル距離をｍ（ｍ＞１）個分取り出
してそれぞれの加重平均を取り且つビデオ出力信号を取
り出すため、第１図に示すように加重平均部２をｍ個の
加重平均回路21〜2m、メモリ部３をｍ個のメモリ31〜3m
及び減算部５をｍ個の減算器51〜5mで構成しており、減
算器51〜5mの出力をメモリ６に格納するとき、各サンプ
ル距離をアドレスとしてタイミング制御部４からのタイ
ミング信号により制御している。
てのものであるが、このサンプル距離は第３図に示した
レーダ受信ビデオ電圧信号の一つのサンプル距離に過ぎ
ないので、このサンプル距離をｍ（ｍ＞１）個分取り出
してそれぞれの加重平均を取り且つビデオ出力信号を取
り出すため、第１図に示すように加重平均部２をｍ個の
加重平均回路21〜2m、メモリ部３をｍ個のメモリ31〜3m
及び減算部５をｍ個の減算器51〜5mで構成しており、減
算器51〜5mの出力をメモリ６に格納するとき、各サンプ
ル距離をアドレスとしてタイミング制御部４からのタイ
ミング信号により制御している。
このようにして、レーダビームにおける送信波を反射
する種々の距離の物体の存在を検出することができる。
する種々の距離の物体の存在を検出することができる。
第４図は、本発明に係るレーダ受信機のビデオ処理回
路に用いる加重平均部２中の各加重平均回路21〜2mの一
実施例を示したもので、この実施例では、第３図に示し
たサンプル距離R1を除くサンプル距離R1−ｒ及びR1＋ｒ
の合計がそれぞれｋ個のサンプル距離の集合となってい
る場合を考えており、これらｋ個のサンプル距離は中心
のサンプル距離R1から2/kのサンプル距離分遠ざかった
場合の加重平均値を求めるものである。
路に用いる加重平均部２中の各加重平均回路21〜2mの一
実施例を示したもので、この実施例では、第３図に示し
たサンプル距離R1を除くサンプル距離R1−ｒ及びR1＋ｒ
の合計がそれぞれｋ個のサンプル距離の集合となってい
る場合を考えており、これらｋ個のサンプル距離は中心
のサンプル距離R1から2/kのサンプル距離分遠ざかった
場合の加重平均値を求めるものである。
即ち、図中、CH1はレーダから最も距離の近いサンプ
ル距離での加重平均を求め、CH2は次にレーダから距離
が近いサンプル距離での加重平均を求め、更にCHkはレ
ーダから最も距離が遠いサンプル距離での加重平均を求
める回路である。
ル距離での加重平均を求め、CH2は次にレーダから距離
が近いサンプル距離での加重平均を求め、更にCHkはレ
ーダから最も距離が遠いサンプル距離での加重平均を求
める回路である。
各加重平均回路CH1〜CHkは、加算器20aと割り算器20b
と切替スイッチ20cとメモリ20dとで構成されており、ス
イッチ20aは初回の送信パルスのときに下側に位置し、
それ以降の送信パルスのときには上側に切り替えられ
る。また、スイッチ20cとメモリ20dは各加重平均回路毎
にタイミング制御部４からのタイミング信号によって書
込・読出制御されるようになっている。
と切替スイッチ20cとメモリ20dとで構成されており、ス
イッチ20aは初回の送信パルスのときに下側に位置し、
それ以降の送信パルスのときには上側に切り替えられ
る。また、スイッチ20cとメモリ20dは各加重平均回路毎
にタイミング制御部４からのタイミング信号によって書
込・読出制御されるようになっている。
これらの加重平均回路CH1〜CHkは平均化演算部21で平
均化される。
均化される。
このような構成の加重平均回路を第２図に適用する
と、ｋ＝２であるため、まず、加重平均回路CH1のメモ
リ20dに初回の送信パルスによるサンプル距離R1−ｒの
ビデオ電圧データが書き込まれ、次に加重平均回路CH2
のメモリ20dに初回の送信パルスによるサンプル距離R1
＋ｒのビデオ電圧データが（中心のサンプル距離R1を飛
び越して）書き込まれる。
と、ｋ＝２であるため、まず、加重平均回路CH1のメモ
リ20dに初回の送信パルスによるサンプル距離R1−ｒの
ビデオ電圧データが書き込まれ、次に加重平均回路CH2
のメモリ20dに初回の送信パルスによるサンプル距離R1
＋ｒのビデオ電圧データが（中心のサンプル距離R1を飛
び越して）書き込まれる。
そして、次の送信パルス以降では、タイミング制御部
４の制御により各スイッチ20cが切り替えられ、サンプ
ル距離R1−ｒのビデオ電圧データが加重平均回路CH1の
加算器20aにおいてメモリ20d中の前回のデータと加算さ
れた上、割り算器20bで割り算されてメモリ20dに再び書
き込まれることとなる。尚、この割り算器20bはシフト
レジスタで構成することができ、1/2の割り算は１ビッ
トのシフトで実現できる。同様にして、サンプル距離R1
＋ｒのビデオ電圧データも加重平均回路CHkの加算器20a
においてメモリ20d中の前回のデータと加算された上、
割り算20bで割り算されてメモリ20dに再び書き込まれる
こととなる。
４の制御により各スイッチ20cが切り替えられ、サンプ
ル距離R1−ｒのビデオ電圧データが加重平均回路CH1の
加算器20aにおいてメモリ20d中の前回のデータと加算さ
れた上、割り算器20bで割り算されてメモリ20dに再び書
き込まれることとなる。尚、この割り算器20bはシフト
レジスタで構成することができ、1/2の割り算は１ビッ
トのシフトで実現できる。同様にして、サンプル距離R1
＋ｒのビデオ電圧データも加重平均回路CHkの加算器20a
においてメモリ20d中の前回のデータと加算された上、
割り算20bで割り算されてメモリ20dに再び書き込まれる
こととなる。
従って、メモリ20dの内容は、1/2（MEMo＋ΣMEMn）と
いうように新しいデータに重み付けを大きく与えるので
現状に則した積算になる。
いうように新しいデータに重み付けを大きく与えるので
現状に則した積算になる。
この後、各メモリ20dのデータは平均化演算部21で平
均化されて減算器へ与えられる。
均化されて減算器へ与えられる。
尚、第４図に示すような加重平均部は第１図に示した
ように、必要とする中心サンプル距離R1の数ｍ分だけ設
置され、同様にｍ個設けられたメモリ31〜3m及び減算器
51〜5mmと組み合わされて一つの送信パルスに対するビ
デオ出力信号が得られることとなる。
ように、必要とする中心サンプル距離R1の数ｍ分だけ設
置され、同様にｍ個設けられたメモリ31〜3m及び減算器
51〜5mmと組み合わされて一つの送信パルスに対するビ
デオ出力信号が得られることとなる。
このような本発明のレーダ受信機のビデオ処理回路は
第５図の回路48として用いられることとなるが、この場
合に前段の中間周波増幅器47として既存の対数増幅器を
用いれば、対数関係による増幅のため圧縮が与えられる
ので、距離によって余り影響を受けない広い範囲で直線
性を有するビデオ信号が得られ、CRTディスプレイに安
定した信号として提供することができる。従って、ノン
コーヒーレントパルスレーダ等でのドップラー信号の抽
出が容易となる。
第５図の回路48として用いられることとなるが、この場
合に前段の中間周波増幅器47として既存の対数増幅器を
用いれば、対数関係による増幅のため圧縮が与えられる
ので、距離によって余り影響を受けない広い範囲で直線
性を有するビデオ信号が得られ、CRTディスプレイに安
定した信号として提供することができる。従って、ノン
コーヒーレントパルスレーダ等でのドップラー信号の抽
出が容易となる。
以上のように本発明に係るレーダ受信機によれば、１
つの送信パルスに対して得られる受信ビデオ電圧のディ
ジタル信号の或る中心となるサンプル距離の前後のサン
プル距離のビデオデータを、過去の送信パルスによる同
様のビデオデータと加重平均（過去のデータの重み付け
を小さくした加重平均）を取った状態で加算平均化し、
その中心となるサンプル距離のビデオデータとの差分を
取り、更にこの中心となるサンプル距離を幾つか採るこ
とにより、直流成分に近いクラッタ（これは周波数が低
い方に偏在している）のようなゆっくりとした変化を取
り除くと共に早い変動のドップラー信号を抽出すること
ができる。
つの送信パルスに対して得られる受信ビデオ電圧のディ
ジタル信号の或る中心となるサンプル距離の前後のサン
プル距離のビデオデータを、過去の送信パルスによる同
様のビデオデータと加重平均（過去のデータの重み付け
を小さくした加重平均）を取った状態で加算平均化し、
その中心となるサンプル距離のビデオデータとの差分を
取り、更にこの中心となるサンプル距離を幾つか採るこ
とにより、直流成分に近いクラッタ（これは周波数が低
い方に偏在している）のようなゆっくりとした変化を取
り除くと共に早い変動のドップラー信号を抽出すること
ができる。
また、上記のように直流成分やクラッタ成分が除去さ
れて受信レベルのダイナミックレンジが圧縮したことに
加えて、ビデオ電圧信号を与える中間周波増幅器として
対数増幅器を用いれば、一層有効な圧縮を行うことがで
き、サンプル距離の影響を受けないより正確なビデオ信
号を得ることが出来る。
れて受信レベルのダイナミックレンジが圧縮したことに
加えて、ビデオ電圧信号を与える中間周波増幅器として
対数増幅器を用いれば、一層有効な圧縮を行うことがで
き、サンプル距離の影響を受けないより正確なビデオ信
号を得ることが出来る。
第１図は、本発明に係るレーダ受信機の原理構成ブロッ
ク図、 第２図は、本発明による直線近似法の原理を示した図、 第３図は、本発明のビデオ処理の原理を説明するための
ブロック図、 第４図は、本発明に係るレーダ受信機に用いる加重平均
回路の一実施例を示すブロック図、 第５図は、従来から一般的な構成を示したブロック図、 第６図は、従来のビデオ処理回路例を示した図、であ
る。 第１図において、 １……A/D変換器、 ２……加重平均部、 ３……メモリ部、 ４……タイミング制御部、 ５……減算部、 ６……メモリ、 ７……D/A変換器。 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
ク図、 第２図は、本発明による直線近似法の原理を示した図、 第３図は、本発明のビデオ処理の原理を説明するための
ブロック図、 第４図は、本発明に係るレーダ受信機に用いる加重平均
回路の一実施例を示すブロック図、 第５図は、従来から一般的な構成を示したブロック図、 第６図は、従来のビデオ処理回路例を示した図、であ
る。 第１図において、 １……A/D変換器、 ２……加重平均部、 ３……メモリ部、 ４……タイミング制御部、 ５……減算部、 ６……メモリ、 ７……D/A変換器。 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (2)
- 【請求項１】パルスレーダ受信ビデオ電圧信号をディジ
タル信号に変換するA/D変換器（１）と、 １つの送信パルスに対して得られる該ディジタル信号の
ｎ（ｎは３以上の整数）個のサンプル距離数分の中心と
なるサンプルを除く加算平均値を演算すると共に各サン
プル距離においても過去の送信パルスに対して得られる
該ディジタル信号の重み付けより大きい重み付けを与え
て加重平均値を求めるｍ（ｍ＞１）個のサンプル距離数
分の加重平均部（２）と、 該中心となるサンプルのディジタル信号を該ｍ個のサン
プル距離数分記憶するメモリ部（３）と、 該ディジタル信号の該加重平均部（２）とメモリ部
（３）への取り込み制御を行うタイミング制御部（４）
と、 該加重平均部（２）の加重平均値と該メモリ部（３）の
ディジタル信号との減算を該ｍ個のサンプル距離数分行
う減算部（５）と、 該減算部（５）の各出力を該タイミング制御部（４）の
タイミングにより順次記憶するメモリ（６）と、 該メモリ（６）から該タイミング制御部（４）のタイミ
ングにより読み出されたディジタル信号をビデオ出力信
号に変換するD/A変換器（７）と、 を備えたことを特徴とするレーザ受信機。 - 【請求項２】該ビデオ電圧信号を発生する中間周波増幅
器が、対数増幅器であることを特徴とした請求項１に記
載のレーダ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2248481A JP2857243B2 (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2248481A JP2857243B2 (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | レーダ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04127078A JPH04127078A (ja) | 1992-04-28 |
| JP2857243B2 true JP2857243B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=17178800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2248481A Expired - Fee Related JP2857243B2 (ja) | 1990-09-18 | 1990-09-18 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2857243B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008089469A (ja) * | 2006-10-03 | 2008-04-17 | Toshiba Corp | レーダ装置 |
| JP5867153B2 (ja) | 2012-02-22 | 2016-02-24 | 富士通株式会社 | 走行車線検出装置、走行車線検出方法、及びプログラム |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0216479A (ja) * | 1988-07-04 | 1990-01-19 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ目標検出回路 |
-
1990
- 1990-09-18 JP JP2248481A patent/JP2857243B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04127078A (ja) | 1992-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5111202A (en) | Extended dynamic range quadrature detector with parallel channel arrangement | |
| US4538150A (en) | Self-calibration of stacked beam radar | |
| US5229775A (en) | Digital pulse compression apparatus | |
| US4058809A (en) | MTI system and method | |
| US4104631A (en) | Method and system for clutter blanking in a radar target processor | |
| EP0954755B1 (en) | Radar apparatus | |
| US4144533A (en) | Automatic gain control circuit for a pulsed radar | |
| JP2857243B2 (ja) | レーダ受信機 | |
| US4003052A (en) | Digital prefilter for clutter attenuation in MTI radars | |
| US4045798A (en) | Band-compression device | |
| US4001826A (en) | Range-gated moving target signal processor | |
| US5101210A (en) | Signal dynamic range compression apparatus and method including clutter estimation and reduction | |
| US4527159A (en) | Threshold circuit for radar video data | |
| JP3360668B2 (ja) | レーダー装置 | |
| US4089001A (en) | Radar MTI system using a noncoherent transmitter | |
| JPS6394183A (ja) | パルスレ−ダ相互間の干渉波除去装置 | |
| JP3287784B2 (ja) | レーダ装置 | |
| KR102721317B1 (ko) | 클러터 억제 가능한 보정기능을 구비한 레이다 신호처리 방법 및 이를 적용한 레이다 센서 | |
| JP2549473B2 (ja) | レーダ受信装置 | |
| JPH04318482A (ja) | レーダ受信装置 | |
| RU1840880C (ru) | Радиолокационная станция | |
| JPH09257921A (ja) | モノパルスレーダ送受信機 | |
| JPH05312939A (ja) | レーダ装置 | |
| JPH0521513B2 (ja) | ||
| US4054872A (en) | Pulse doppler radar receiver having a moving curve transit time filter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |