JP2808887B2 - 選択呼出受信装置 - Google Patents
選択呼出受信装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0331—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop with a digital phase-locked loop [PLL] processing binary samples, e.g. add/subtract logic for correction of receiver clock
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ダイレクトコンバージョン方式におけるビ
ット同期に使用する選択呼出受信装置に関する。
ット同期に使用する選択呼出受信装置に関する。
従来の技術 従来、この種の選択呼出受信装置は、ダブルスーパー
ヘテロダイン方式あるいはシングルスーパーヘテロダイ
ン方式によって受信し出力されたディジタル信号（NR
Z）に対して、ビット同期するための変化点を、第５図
（ａ）に示すような立上り変化点あるいは、第５図
（ｂ）に示すような立下り変化点、さらには第５図
（ｃ）に示すような立上り・立下り両変化点に一意的に
決定するように構成されていた。
ヘテロダイン方式あるいはシングルスーパーヘテロダイ
ン方式によって受信し出力されたディジタル信号（NR
Z）に対して、ビット同期するための変化点を、第５図
（ａ）に示すような立上り変化点あるいは、第５図
（ｂ）に示すような立下り変化点、さらには第５図
（ｃ）に示すような立上り・立下り両変化点に一意的に
決定するように構成されていた。
スーパーヘテロダイン方式では、ミキシングにより一
旦、IF周波数に変換した後、ｆ−Ｖ変換によるディジタ
ル信号形成を行っている。この方式では、IFに変換した
周波数が比較的高い周波数（従来は455KHzを使用）であ
る。周波数偏移がたとえば4KHzであるとすると、 455KHz＋4KHz＝459KHz の周波数成分と、 455KHz−4KHz＝451KHz の周波数成分が実際のミキシングされたIF成分として発
生する。
旦、IF周波数に変換した後、ｆ−Ｖ変換によるディジタ
ル信号形成を行っている。この方式では、IFに変換した
周波数が比較的高い周波数（従来は455KHzを使用）であ
る。周波数偏移がたとえば4KHzであるとすると、 455KHz＋4KHz＝459KHz の周波数成分と、 455KHz−4KHz＝451KHz の周波数成分が実際のミキシングされたIF成分として発
生する。
ここで着目すべきは、IF周波数がディジタル信号周波
数に対して非常に高い周波数であるということである。
たとえば、ディジタル信号の伝送速度が、1200bps（600
Hz）だとすると、IF周波数の455KHzは実にディジタル信
号の700倍以上の周波数成分である。つまり、これはデ
ィジタル信号の１シンボル中にIF成分が約700回含まれ
ることを意味する。
数に対して非常に高い周波数であるということである。
たとえば、ディジタル信号の伝送速度が、1200bps（600
Hz）だとすると、IF周波数の455KHzは実にディジタル信
号の700倍以上の周波数成分である。つまり、これはデ
ィジタル信号の１シンボル中にIF成分が約700回含まれ
ることを意味する。
このような高い周波数からなるIF信号をｆ−Ｖ変換し
た場合、周波数の変化点つまり、459KHzから451KHz成分
に変化した点もしくは451KHZ成分から459KHzに変化した
点は約1/455KHzの時間で検出することが可能である。
た場合、周波数の変化点つまり、459KHzから451KHz成分
に変化した点もしくは451KHZ成分から459KHzに変化した
点は約1/455KHzの時間で検出することが可能である。
ディジタル信号の１シンボルに対するこの検出時間を
「分解能」と呼ぶことにする。
「分解能」と呼ぶことにする。
これは、ディジタル信号が１から０に変化することに
他ならない。つまり、スーパーヘテロダイン方式を用い
て形成されたディジタル信号は、1/455KHzの分解能のジ
ッタをもつことになる。これは、ディジタル信号の１シ
ンボルに対して約1/700のジッタ量であるので、このよ
うにして復調されたディジタル信号は非常にジッタ量の
少ないディジタル信号といえる。
他ならない。つまり、スーパーヘテロダイン方式を用い
て形成されたディジタル信号は、1/455KHzの分解能のジ
ッタをもつことになる。これは、ディジタル信号の１シ
ンボルに対して約1/700のジッタ量であるので、このよ
うにして復調されたディジタル信号は非常にジッタ量の
少ないディジタル信号といえる。
このように、ジッタ量の少ないディジタル信号に対す
るビット同期回路は、変化点を一意的に決めた同５図の
回路で十分であった。
るビット同期回路は、変化点を一意的に決めた同５図の
回路で十分であった。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来の選択呼出受信装置では、ビ
ット同期するための変化点を一意的に決定していたため
に、受信方式をダイレクトコンバージョン方式にした選
択呼出受信装置においては、受信局発周波数がずれた場
合、あるいは基地局の周波数ずれがある場合に、ビット
同期が正常にされないという欠点があった。
ット同期するための変化点を一意的に決定していたため
に、受信方式をダイレクトコンバージョン方式にした選
択呼出受信装置においては、受信局発周波数がずれた場
合、あるいは基地局の周波数ずれがある場合に、ビット
同期が正常にされないという欠点があった。
この欠点は、ダイレクトコンバージョン方式の受信方
式が、次に示す受信方式によるためである（受信局発周
波数および基地局の送信周波数にずれがない場合）。
式が、次に示す受信方式によるためである（受信局発周
波数および基地局の送信周波数にずれがない場合）。
受信周波数＝f0±Δｆ （１） 周波数偏移＝Δｆ （２） 受信局発周波数＝f0 （３） ミキシング後の オーディオ周波数＝±△ｆ （４） 上記の場合は、伝送速度が1200bps（600Hz）、周波数
偏移が4KHzであるとすると、オーディオ周波数はディジ
タル信号のたかだか６倍強となる。つまり、ディジタル
信号の１シンボル中にその極性を決定するオーディオ周
波数がたかだか６回しか含まれないことになる。これ
は、スーパーヘテロダイン方式の約700回と比較しても
著しく低いことが分かる。
偏移が4KHzであるとすると、オーディオ周波数はディジ
タル信号のたかだか６倍強となる。つまり、ディジタル
信号の１シンボル中にその極性を決定するオーディオ周
波数がたかだか６回しか含まれないことになる。これ
は、スーパーヘテロダイン方式の約700回と比較しても
著しく低いことが分かる。
つまり、周波数偏移と同じ4KHzのオーディオ成分を用
いてディジタル形成した場合、 ＋4KHzから−4KHzへの変化点、および −4KHzから＋4KHzへの変化点 を検出するのに、1/4KHzの分解能を必要とする。これら
の変化点は、ディジタル信号が０から１へ、もしくは１
から０に変化することを意味する。つまり、ディジタル
信号の１シンボルに対して1/6.6のジッタ量をもつこと
になる。
いてディジタル形成した場合、 ＋4KHzから−4KHzへの変化点、および −4KHzから＋4KHzへの変化点 を検出するのに、1/4KHzの分解能を必要とする。これら
の変化点は、ディジタル信号が０から１へ、もしくは１
から０に変化することを意味する。つまり、ディジタル
信号の１シンボルに対して1/6.6のジッタ量をもつこと
になる。
従来例のスーパーヘテロダイン方式がディジタルの１
シンボルに対して、1/700のジッタ量であったので、ダ
イレクトコンバージョン方式により復調されたディジタ
ル信号はたとえ局部発振器及び基地局の周波数にずれが
なかったとしても、1/6.6のジッタ量をもつ方式といえ
る。
シンボルに対して、1/700のジッタ量であったので、ダ
イレクトコンバージョン方式により復調されたディジタ
ル信号はたとえ局部発振器及び基地局の周波数にずれが
なかったとしても、1/6.6のジッタ量をもつ方式といえ
る。
このように、方式的にディジタル信号形成時の分解能
が低く、ジッタ量の多いダイレクトコンバージョン方式
のディジタル信号に対して周波数偏移が4KHz、周波数ず
れが1KHzあった場合、分解能は、 4KHz−1KHz＝3KHz、あるいは 4KHz＋1KHz＝5KHz になることが容易に考えられる。
が低く、ジッタ量の多いダイレクトコンバージョン方式
のディジタル信号に対して周波数偏移が4KHz、周波数ず
れが1KHzあった場合、分解能は、 4KHz−1KHz＝3KHz、あるいは 4KHz＋1KHz＝5KHz になることが容易に考えられる。
ここで、 オーディオ周波数＝±△ｆ＋f01 （15） ＝＋△ｆ＋f01（又は＝−△ｆ＋
f01） （16） つまり、ミキシング後のオーディオ周波数は、（±△
ｆ−f01）に相当し、これは、−5KHz及び−3KHzと計算
できる。
f01） （16） つまり、ミキシング後のオーディオ周波数は、（±△
ｆ−f01）に相当し、これは、−5KHz及び−3KHzと計算
できる。
ここで、＋5KHzから−3KHzへの変化点の検出時間は、
周波数が切り替わった後の周波数で決定されるので、分
解能が3KHz相当となる。これは、1200bpsのディジタル
信号に対して、1/5という低い分解能であり、ジッタ量
が周波数ずれがない場合に比較して多いことは自明であ
る。
周波数が切り替わった後の周波数で決定されるので、分
解能が3KHz相当となる。これは、1200bpsのディジタル
信号に対して、1/5という低い分解能であり、ジッタ量
が周波数ずれがない場合に比較して多いことは自明であ
る。
また、−3KHzから＋5KHzへの変化点の検出時間も同様
に、分解能が5KHz相当となる。この場合、1200bpsのデ
ィジタル信号に対して1/8.3の分解能となる。
に、分解能が5KHz相当となる。この場合、1200bpsのデ
ィジタル信号に対して1/8.3の分解能となる。
この分解能は、周波数ずれがなかった場合の分解能1/
6.6に対しても高いことが自明であり、＋5KHzから−3KH
zへの変化点のジッタ量よりも−3KHzから＋5KHzへの変
化点のジッタ量の方が少ないことが容易に推定できる。
6.6に対しても高いことが自明であり、＋5KHzから−3KH
zへの変化点のジッタ量よりも−3KHzから＋5KHzへの変
化点のジッタ量の方が少ないことが容易に推定できる。
ここで、ディジタル信号の変化点検出を立ち上がりあ
るいは立ち下がりに固定すると、検出するための変化点
のジッタ量は、復調時の分解能に連動して、低下もしく
は向上のいずれか一方に固定される。
るいは立ち下がりに固定すると、検出するための変化点
のジッタ量は、復調時の分解能に連動して、低下もしく
は向上のいずれか一方に固定される。
従って、復調時の分解能の低下方向に周波数ずれが生
じた場合に、変化点検出回路が正常に動作せず、ビット
同期が確実にとれないという問題点がある。
じた場合に、変化点検出回路が正常に動作せず、ビット
同期が確実にとれないという問題点がある。
本発明は、このような従来の問題を解決するものであ
り、受信局発周波数あるいは基地局の送信周波数のずれ
に対して影響を受けることが少ない、優れた選択呼出受
信装置を提供することを目的とするものである。
り、受信局発周波数あるいは基地局の送信周波数のずれ
に対して影響を受けることが少ない、優れた選択呼出受
信装置を提供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段 本発明は、タイミング信号を生成するビット長比較タ
イミング生成回路と、 基地局からの選択呼出信号を受信することにより、ダ
イレクトコンバージョン方式で出力される受信ディジタ
ル信号の、「１」及び「０」のそれぞれのビット長を上
記タイミング信号で比較して、変化点検出選択信号を出
力するビット長比較回路と、 上記受信ディジタル信号の立上り及び立下りの変化点
を上記変化点検出選択信号により選択して、受信ディジ
タル信号の立上りあるいは立下りの変化点検出信号を出
力する変化点検出回路と、 上記変化点検出信号を入力してビット同期動作を実行
するビット同期回路とを備える構成とした。
イミング生成回路と、 基地局からの選択呼出信号を受信することにより、ダ
イレクトコンバージョン方式で出力される受信ディジタ
ル信号の、「１」及び「０」のそれぞれのビット長を上
記タイミング信号で比較して、変化点検出選択信号を出
力するビット長比較回路と、 上記受信ディジタル信号の立上り及び立下りの変化点
を上記変化点検出選択信号により選択して、受信ディジ
タル信号の立上りあるいは立下りの変化点検出信号を出
力する変化点検出回路と、 上記変化点検出信号を入力してビット同期動作を実行
するビット同期回路とを備える構成とした。
作用 従って本発明によれば、ビット長比較回路および変化
点検出回路を用いることで、受信局発周波数あるいは基
地局の送信周波数のずれた状態でも受信ディジタル信号
に対して正常にビット同期することが可能であり、周波
数ずれの影響を最小限に抑えることが可能となる効果を
有する。
点検出回路を用いることで、受信局発周波数あるいは基
地局の送信周波数のずれた状態でも受信ディジタル信号
に対して正常にビット同期することが可能であり、周波
数ずれの影響を最小限に抑えることが可能となる効果を
有する。
実施例 以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。
第１図は、本発明の一実施例の概略構成を示すブロッ
ク図である。第１図において、１は、従来のビット同期
回路である。２は、ビット長比較タイミング生成回路で
あり、基地局からの選択呼出信号を受信し、ダイレクト
コンバージョン方式でディジタル信号として出力される
受信ディジタル信号の、「１」多び「０」のビット長を
比較するためのタイミング信号21を生成し、このタイミ
ング信号21の変化点検出窓を有する。
ク図である。第１図において、１は、従来のビット同期
回路である。２は、ビット長比較タイミング生成回路で
あり、基地局からの選択呼出信号を受信し、ダイレクト
コンバージョン方式でディジタル信号として出力される
受信ディジタル信号の、「１」多び「０」のビット長を
比較するためのタイミング信号21を生成し、このタイミ
ング信号21の変化点検出窓を有する。
３はビット長比較回路であり、ビット長比較タイミン
グ生成回路２から出力されるタイミング信号21の変化点
検出窓により、受信ディジタル信号の「１」及び「０」
のそれぞれのビット長を比較し、変化点検出選択信号31
を出力するものである。
グ生成回路２から出力されるタイミング信号21の変化点
検出窓により、受信ディジタル信号の「１」及び「０」
のそれぞれのビット長を比較し、変化点検出選択信号31
を出力するものである。
４は変化点検出回路であり、受信ディジタル信号の立
上りあるいは立下りの変化点を、ビット長比較回路３か
ら出力される変化点検出選択信号31に基づいて検出し、
変化点検出信号41としてビット同期回路１に出力するも
のである。
上りあるいは立下りの変化点を、ビット長比較回路３か
ら出力される変化点検出選択信号31に基づいて検出し、
変化点検出信号41としてビット同期回路１に出力するも
のである。
次に、上記実施例の動作について説明する。図示しな
い基地局からの選択呼出信号を、ダイレクトコンバージ
ョン方式でディジタル信号として変換された受信ディジ
タル信号は、変化点検出回路４及びビット長比較回路３
に入力される。
い基地局からの選択呼出信号を、ダイレクトコンバージ
ョン方式でディジタル信号として変換された受信ディジ
タル信号は、変化点検出回路４及びビット長比較回路３
に入力される。
このうち、ビット長比較回路３において、ビット長比
較タイミング生成回路２からのタイミング信号21によ
り、受信ディジタル信号の「１」及び「０」のそれぞれ
のビット長を比較して、変化点検出選択信号31を変化点
検出回路４に出力する。
較タイミング生成回路２からのタイミング信号21によ
り、受信ディジタル信号の「１」及び「０」のそれぞれ
のビット長を比較して、変化点検出選択信号31を変化点
検出回路４に出力する。
この変化点検出回路４では、受信ディジタル信号の変
化点を検出選択信号31に基づいて、立上りあるいは立下
りのいずれの変化点であるかを選択して変化点を検出
し、変化点検出信号41をビット同期回路１に出力する。
化点を検出選択信号31に基づいて、立上りあるいは立下
りのいずれの変化点であるかを選択して変化点を検出
し、変化点検出信号41をビット同期回路１に出力する。
ここで、上記ビット長比較回路３で受信ディジタル信
号のビット長のタイミング信号21との比較結果、ここで
伝送速度が1200bps、周波数偏移が4KHzであるとする
と、「1010」信号に対して復調するための分解能は、立
上り変化点検出あるいは立下り変化点検出であっても4K
Hzとなる。
号のビット長のタイミング信号21との比較結果、ここで
伝送速度が1200bps、周波数偏移が4KHzであるとする
と、「1010」信号に対して復調するための分解能は、立
上り変化点検出あるいは立下り変化点検出であっても4K
Hzとなる。
これに対して、受信局発周波数あるいは基地局の送信
周波数がずれた場合は、上記の（１）〜（４）の受信方
式がそれぞれ以下のようになる。
周波数がずれた場合は、上記の（１）〜（４）の受信方
式がそれぞれ以下のようになる。
（Ａ）受信局発周波数がずれた場合、 受信周波数:f0±Δｆ （５） 周波数偏移：Δｆ （６） 受信局発周波数：Δf0＋Δf01 （７） ミキシング後の オーディオ周波数：Δｆ−Δf01 （８） ：Δｆ＋Δf01 （９） （Ｂ）基地局の送信周波数がずれた場合、 受信周波数:f0＋Δf01±Δｆ （10） 周波数偏移：Δｆ （11） 受信局発周波数：Δf0 （12） ミキシング後の オーディオ周波数：Δｆ−Δf01 （13） ：Δｆ＋Δf01 （14） をもとにディジタル信号に対してビット同期するための
変化点検出を決定し、変化点検出信号41をビット同期回
路１に出力してビット同期を行う。
変化点検出を決定し、変化点検出信号41をビット同期回
路１に出力してビット同期を行う。
これは、ダイレクトコンバージョン方式の復調方式の
次に示す特徴を利用したものである。第２図はこのダイ
レクトコンバージョン方式の復調方式の周波数ずれに対
する動作の概略説明図である。
次に示す特徴を利用したものである。第２図はこのダイ
レクトコンバージョン方式の復調方式の周波数ずれに対
する動作の概略説明図である。
この第２図（ａ）に示すように、受信信号に対して前
記周波数ずれがない場合は、「１」及び「０」のそれぞ
れに対して復調するための分解能が、第２図（ｂ）に示
すように4KHzとなる。
記周波数ずれがない場合は、「１」及び「０」のそれぞ
れに対して復調するための分解能が、第２図（ｂ）に示
すように4KHzとなる。
従って、復号後の変化点の分解能も4KHzとなり、
「１」及び「０」ビット長の比率はほぼ同等となる。
「１」及び「０」ビット長の比率はほぼ同等となる。
これに対して、第２図（ｃ），第２図（ｄ）に示すよ
うに、前記周波数ずれが生じた場合は、「１」及び
「０」のそれぞれに対して復調するための分解能が3KHz
もしくは5KHzとなり、復号後の変化点の分解能も3KHzも
しくは5KHzとなる。
うに、前記周波数ずれが生じた場合は、「１」及び
「０」のそれぞれに対して復調するための分解能が3KHz
もしくは5KHzとなり、復号後の変化点の分解能も3KHzも
しくは5KHzとなる。
この場合は、「１」及び「０」のビット長は分解能が
高いほど長くなり、ビット長の比率も変化する。
高いほど長くなり、ビット長の比率も変化する。
上記復調方式の特徴により、「１」及び「０」のビッ
ト長の比較をすることで、ビット同期するための変化点
を一意的に分解能の高い変化点に選択決定することがで
きる。
ト長の比較をすることで、ビット同期するための変化点
を一意的に分解能の高い変化点に選択決定することがで
きる。
第３図は、変化点検出回路４による変化点検出選択動
作の動作フローであり、第４図は、変化点検出選択動作
の概略実施タイミングチャートである。
作の動作フローであり、第４図は、変化点検出選択動作
の概略実施タイミングチャートである。
次に、この変化点検出回路４の動作について、第３
図，第４図を参照して、さらに詳細に説明する。
図，第４図を参照して、さらに詳細に説明する。
変化点検出選択動作の開始条件は第３図のステップ10
1の同期信号照合であり、第４図（ａ）に示す受信動作
時に最初に受信照合した同期信号以降に受信している第
４図（ｂ）の同期信号a1〜anに対して、ステップ102で
ビット長比較タイミング生成回路２の第４図（ｃ）に示
す変化点検出窓から得られるタイミング信号21（b1〜
bn）の区間で、ビット長を比較し、第４図（ｄ）に示す
変化点検出選択信号31（c1〜cn）を出力して、ビット同
期動作を受信ディジタル信号に対して実行する。
1の同期信号照合であり、第４図（ａ）に示す受信動作
時に最初に受信照合した同期信号以降に受信している第
４図（ｂ）の同期信号a1〜anに対して、ステップ102で
ビット長比較タイミング生成回路２の第４図（ｃ）に示
す変化点検出窓から得られるタイミング信号21（b1〜
bn）の区間で、ビット長を比較し、第４図（ｄ）に示す
変化点検出選択信号31（c1〜cn）を出力して、ビット同
期動作を受信ディジタル信号に対して実行する。
ビット長比較回路３の初期値はαｎ＝０である（ステ
ップ103）。この初期値に対して、ステップ104でビット
長を比較し、第４図（ｃ）の変化点検出窓bnの区間に受
信ディジタル信号の「１」及び「０」にそれぞれ対応し
たアップダウンクロックがステップ105で入力され、ス
テップ106で変化点検出選択信号cnを出力し、ステップ1
07でビット同期回路１により、変化点検出信号41の同期
を取り、同期はずれの場合には、ステップ101の処理に
戻り、また、同期はずれのない場合には、ステップ102
の処理に戻る。
ップ103）。この初期値に対して、ステップ104でビット
長を比較し、第４図（ｃ）の変化点検出窓bnの区間に受
信ディジタル信号の「１」及び「０」にそれぞれ対応し
たアップダウンクロックがステップ105で入力され、ス
テップ106で変化点検出選択信号cnを出力し、ステップ1
07でビット同期回路１により、変化点検出信号41の同期
を取り、同期はずれの場合には、ステップ101の処理に
戻り、また、同期はずれのない場合には、ステップ102
の処理に戻る。
また、上記ステップ105において、変化点検出選択信
号決定条件に、 Min≦αｎ≦Max という条件を付加し、この条件を満足しなかった場合に
は、ステップ105からステップ108に分岐し、変化点検出
選択信号cnは、cn＝cn-1とし、ビット長αｎ＝αn-1と
し、受信不良（一時的な受信不良）に対する対策を施
す。
号決定条件に、 Min≦αｎ≦Max という条件を付加し、この条件を満足しなかった場合に
は、ステップ105からステップ108に分岐し、変化点検出
選択信号cnは、cn＝cn-1とし、ビット長αｎ＝αn-1と
し、受信不良（一時的な受信不良）に対する対策を施
す。
このように、上記実施例によれば、受信ディジタル信
号のビット長をビット長比較回３でタイミング信号21と
比較し、変化点検出選択信号31を出力し、変化点検出回
路４で受信ディジタル信号の変化点検出選択信号により
立上りあるいは立下り変化点に選択し、その検出した変
化点検出信号41として出力するため、受信局発周波数る
いは基地局の送信周波数のずれた状態でも、受信ディジ
タル信号に対して正常にビット同期することが可能であ
り、周波数ずれの影響を最小限に抑制できるという利点
を有する。
号のビット長をビット長比較回３でタイミング信号21と
比較し、変化点検出選択信号31を出力し、変化点検出回
路４で受信ディジタル信号の変化点検出選択信号により
立上りあるいは立下り変化点に選択し、その検出した変
化点検出信号41として出力するため、受信局発周波数る
いは基地局の送信周波数のずれた状態でも、受信ディジ
タル信号に対して正常にビット同期することが可能であ
り、周波数ずれの影響を最小限に抑制できるという利点
を有する。
発明の効果 上述の如く本発明は、タイミング信号を生成するビッ
ト長比較タイミング生成回路と、 基地局からの選択呼出信号を受信することにより、ダ
イレクトコンバージョン方式で出力される受信ディジタ
ル信号の、「１」及び「０」のそれぞれのビット長を上
記タイミング信号で比較して、変化点検出選択信号を出
力するビット長比較回路と、 上記受信ディジタル信号の立上り及び立下りの変化点
を上記変化点検出選択信号により選択して、受信ディジ
タル信号の立上りあるいは立下りの変化点検出信号を出
力する変化点検出回路と、 上記変化点検出信号を入力してビット同期動作を実行
するビット同期回路とを備える構成とした。
ト長比較タイミング生成回路と、 基地局からの選択呼出信号を受信することにより、ダ
イレクトコンバージョン方式で出力される受信ディジタ
ル信号の、「１」及び「０」のそれぞれのビット長を上
記タイミング信号で比較して、変化点検出選択信号を出
力するビット長比較回路と、 上記受信ディジタル信号の立上り及び立下りの変化点
を上記変化点検出選択信号により選択して、受信ディジ
タル信号の立上りあるいは立下りの変化点検出信号を出
力する変化点検出回路と、 上記変化点検出信号を入力してビット同期動作を実行
するビット同期回路とを備える構成とした。
このため、ビット長比較回路および変化点検出回路を
用いることで、受信局発周波数あるいは基地局の送信周
波数のずれた状態でも受信ディジタル信号に対して正常
にビット同期することが可能であり、周波数ずれの影響
を最小限に抑えることが可能となる効果を有する。
用いることで、受信局発周波数あるいは基地局の送信周
波数のずれた状態でも受信ディジタル信号に対して正常
にビット同期することが可能であり、周波数ずれの影響
を最小限に抑えることが可能となる効果を有する。
第１図は、本発明の一実施例における選択呼出受信装置
の概略ブロック図、第２図は、同選択呼出受信装置を適
用するダイレクトコンバージョン方式の復調方式の、周
波数ずれに対する動作の概略説明図、第３図は、同選択
呼出受信装置における変化点検出回路の、動作の流れを
説明するためのフローチャート、第４図は、同変化点検
出回路の変化点検出選択動作の概念タイミングチャー
ト、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は従来の同期変化点
の検出回路である。 １……ビット同期回路、２……ビット長比較タイミング
生成回路、３……ビット長比較回路、４……変化点検出
回路。
の概略ブロック図、第２図は、同選択呼出受信装置を適
用するダイレクトコンバージョン方式の復調方式の、周
波数ずれに対する動作の概略説明図、第３図は、同選択
呼出受信装置における変化点検出回路の、動作の流れを
説明するためのフローチャート、第４図は、同変化点検
出回路の変化点検出選択動作の概念タイミングチャー
ト、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は従来の同期変化点
の検出回路である。 １……ビット同期回路、２……ビット長比較タイミング
生成回路、３……ビット長比較回路、４……変化点検出
回路。
Claims (1)
- 【請求項１】タイミング信号を生成するビット長比較タ
イミング生成回路と、 基地局からの選択呼出信号を受信することにより、ダイ
レクトコンバージョン方式で出力される受信ディジタル
信号の、「１」及び「０」のそれぞれのビット長を上記
タイミング信号で比較して、変化点検出選択信号を出力
するビット長比較回路と、 上記受信ディジタル信号の立上り及び立下りの変化点を
上記変化点検出選択信号により選択して、受信ディジタ
ル信号の立上りあるいは立下りの変化点検出信号を出力
する変化点検出回路と、 上記変化点検出信号を入力してビット同期動作を実行す
るビット同期回路とを備えた選択呼出受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30514190A JP2808887B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | 選択呼出受信装置 |
| US07/787,111 US5363438A (en) | 1990-11-09 | 1991-11-04 | Selective ringing receiving device and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30514190A JP2808887B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | 選択呼出受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04177937A JPH04177937A (ja) | 1992-06-25 |
| JP2808887B2 true JP2808887B2 (ja) | 1998-10-08 |
Family
ID=17941577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30514190A Expired - Fee Related JP2808887B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | 選択呼出受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5363438A (ja) |
| JP (1) | JP2808887B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08195740A (ja) * | 1995-01-18 | 1996-07-30 | Nec Corp | ビット同期回路 |
| US5544241A (en) * | 1995-06-27 | 1996-08-06 | Andrew S. Dibner | Telephone ring detector |
| JP3076519B2 (ja) * | 1996-02-15 | 2000-08-14 | 松下電器産業株式会社 | ビット同期回路及びビット同期方法 |
| US10250378B2 (en) * | 2014-12-19 | 2019-04-02 | Nec Corporation | Base station apparatus and method for controlling base station apparatus |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS577490B2 (ja) * | 1974-02-26 | 1982-02-10 | ||
| GB2098834B (en) * | 1981-05-14 | 1985-02-13 | Standard Telephones Cables Ltd | Subscribers loop synchronisation |
| US4466111A (en) * | 1981-11-27 | 1984-08-14 | Gte Products Corporation | Synchronization apparatus and method |
| JPS61100038A (ja) * | 1984-10-23 | 1986-05-19 | Nec Corp | デイジタル位相同期回路 |
| US4782499A (en) * | 1986-09-29 | 1988-11-01 | Rockwell International Corporation | Automatic alignment of a synchronous data system using a local reference clock and external clock with an unknown delay between the two clocks |
| US5175544A (en) * | 1990-04-27 | 1992-12-29 | Veda Systems Incorporated | Digitally controlled bit synchronizer |
-
1990
- 1990-11-09 JP JP30514190A patent/JP2808887B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-11-04 US US07/787,111 patent/US5363438A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04177937A (ja) | 1992-06-25 |
| US5363438A (en) | 1994-11-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |