JP2803308B2 - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JP2803308B2 JP2803308B2 JP2088553A JP8855390A JP2803308B2 JP 2803308 B2 JP2803308 B2 JP 2803308B2 JP 2088553 A JP2088553 A JP 2088553A JP 8855390 A JP8855390 A JP 8855390A JP 2803308 B2 JP2803308 B2 JP 2803308B2
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- G—PHYSICS
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- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
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- G01N2291/04—Wave modes and trajectories
- G01N2291/044—Internal reflections (echoes), e.g. on walls or defects
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 被検体内での反射超音波の位相変化を検出するととも
に，該検出した位相変化に基づいて被検体内部の組織パ
ラメータを求める手段を有する超音波診断装置に関し、 位相を精度良く求めることを目的とし、 少なくとも１つの診断深度ｚにおいて，等価的に反射
体を一定の微小距離Δｚだけずらせたとした時の該反射
超音波の位相変化Δθｒ（ｚ）を求める手段と，該求め
た位相変化Δθｒ（ｚ）と該微小距離Δｚとの比として
補正係数α（ｚ）＝Δθｒ（ｚ）／Δｚを求める手段と
を有し，被検体内からの反射超音波の位相変化Δθ
（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算を行うこと
により診断深度ｚに係わる計算値を算出して上記組織パ
ラメータを求める手段に供する構成とする。
に，該検出した位相変化に基づいて被検体内部の組織パ
ラメータを求める手段を有する超音波診断装置に関し、 位相を精度良く求めることを目的とし、 少なくとも１つの診断深度ｚにおいて，等価的に反射
体を一定の微小距離Δｚだけずらせたとした時の該反射
超音波の位相変化Δθｒ（ｚ）を求める手段と，該求め
た位相変化Δθｒ（ｚ）と該微小距離Δｚとの比として
補正係数α（ｚ）＝Δθｒ（ｚ）／Δｚを求める手段と
を有し，被検体内からの反射超音波の位相変化Δθ
（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算を行うこと
により診断深度ｚに係わる計算値を算出して上記組織パ
ラメータを求める手段に供する構成とする。
〔産業上の利用分野〕 本発明は、超音波診断装置に関する。
被検体内からの反射超音波の位相変化を検出して該被
検体内部の組織パラメータを得る手段としては，例え
ば，以下の２例が公知である。
検体内部の組織パラメータを得る手段としては，例え
ば，以下の２例が公知である。
第１の例は，本願出願の発明者らによる日本超音波医
学会第53回研究発表会講演論文集第271−272頁「低周波
加振による軟組織内部の振動の振幅と位相の同時映像
系」（昭和63年11月発行）である。この例においては，
組織の固さや弾力性等に関係したずれ粘弾性パラメータ
に密接に結びついた物理量として，被検体内部組織の低
周波振動の伝播速度を，直交検波により検出した，パル
ス的な（高周波）プローブ用超音波反射波の位相変化Δ
θ（ｚ）から求める事が提案されている。
学会第53回研究発表会講演論文集第271−272頁「低周波
加振による軟組織内部の振動の振幅と位相の同時映像
系」（昭和63年11月発行）である。この例においては，
組織の固さや弾力性等に関係したずれ粘弾性パラメータ
に密接に結びついた物理量として，被検体内部組織の低
周波振動の伝播速度を，直交検波により検出した，パル
ス的な（高周波）プローブ用超音波反射波の位相変化Δ
θ（ｚ）から求める事が提案されている。
第２の例としては，先に本願出願人が出願した特開昭
60−119926号があり，そこでは，いわゆるポンプ波に重
畳された測定波の反射波位相の変化Δθ（ｚ）を測定す
る事により，被検体内組織のいわゆる超音波非線型パラ
メータを検出する手法が開示されている。
60−119926号があり，そこでは，いわゆるポンプ波に重
畳された測定波の反射波位相の変化Δθ（ｚ）を測定す
る事により，被検体内組織のいわゆる超音波非線型パラ
メータを検出する手法が開示されている。
ここで，後者の例における「測定波」とは，前者の例
における「プローブ用超音波」と同じ意味であり，以下
では「測定波」に統一する。
における「プローブ用超音波」と同じ意味であり，以下
では「測定波」に統一する。
なお，反射超音波信号の位相は，第１の例においては
直交検波手段により得られた複素超音波信号（実数成分
Ｉ（ｔ）および虚数成分Ｑ（ｔ））の偏角（Arctan〔Ｑ
（ｔ）/I（ｔ）〕）として求めており，また，第２の例
においてはバースト状の送信測定波と同期した同じ周波
数の連続波との相対位相として（受信された反射超音波
信号を方形波に整形増幅した後，該連続方形波との排他
的論理和を求め，その結果の直流成分を）求めている。
直交検波手段により得られた複素超音波信号（実数成分
Ｉ（ｔ）および虚数成分Ｑ（ｔ））の偏角（Arctan〔Ｑ
（ｔ）/I（ｔ）〕）として求めており，また，第２の例
においてはバースト状の送信測定波と同期した同じ周波
数の連続波との相対位相として（受信された反射超音波
信号を方形波に整形増幅した後，該連続方形波との排他
的論理和を求め，その結果の直流成分を）求めている。
ところで，反射超音波信号は，たとえば診断深度ｚか
らのものであると考えるものであっても，実際には深度
ｚの手前の近接部位からの種々の反射波が重畳したもの
である。この様子を第２図に示す。同図（ａ）は超音波
探触子３から出た測定波が種々の深度で反射される様子
を示している。深度ｚだけからの反射波は例えば同図
（ｂ）の様なものであったとしても，実際に受信される
反射超音波信号は，同図（ｅ）に示す如く，深度ｚ−Δ
z1からの反射波（ｂ），・・，深度ｚ−ΔzNからの反射
波（ｄ）が重畳したものである。さらに，深度ｚからの
反射波を解析するつもりで，同図（ｅ）に示す如き解析
区間中の信号を用いた場合は，深度ｚの手前のみならず
後方からの反射波の影響も受ける事になる。
らのものであると考えるものであっても，実際には深度
ｚの手前の近接部位からの種々の反射波が重畳したもの
である。この様子を第２図に示す。同図（ａ）は超音波
探触子３から出た測定波が種々の深度で反射される様子
を示している。深度ｚだけからの反射波は例えば同図
（ｂ）の様なものであったとしても，実際に受信される
反射超音波信号は，同図（ｅ）に示す如く，深度ｚ−Δ
z1からの反射波（ｂ），・・，深度ｚ−ΔzNからの反射
波（ｄ）が重畳したものである。さらに，深度ｚからの
反射波を解析するつもりで，同図（ｅ）に示す如き解析
区間中の信号を用いた場合は，深度ｚの手前のみならず
後方からの反射波の影響も受ける事になる。
しかも，検出しようとする反射超音波信号の位相変化
が通常はかなり小さいものであるため，上記従来技術の
項で述べた第1,第２の例における様に，深度ｚからの反
射超音波の位相がどの様に変化するのかを求め，その結
果によって深度ｚの部位の組織パラメータを推定しよう
としても，深度ｚの前後の反射体の分布に応じて全く異
なった位相変化が得られる場合が生じ，必要な測定精度
が得られないという問題があった。
が通常はかなり小さいものであるため，上記従来技術の
項で述べた第1,第２の例における様に，深度ｚからの反
射超音波の位相がどの様に変化するのかを求め，その結
果によって深度ｚの部位の組織パラメータを推定しよう
としても，深度ｚの前後の反射体の分布に応じて全く異
なった位相変化が得られる場合が生じ，必要な測定精度
が得られないという問題があった。
本発明は前記従来の課題に鑑みなされたものであり，
その目的は，ある診断深度ｚからの反射超音波信号の位
相の変化Δθ（ｚ）を検出するに際して，深度ｚの前後
の部分に存在する反射体の分布の影響を大幅に低減する
手段を有する超音波診断装置を提供するにある。
その目的は，ある診断深度ｚからの反射超音波信号の位
相の変化Δθ（ｚ）を検出するに際して，深度ｚの前後
の部分に存在する反射体の分布の影響を大幅に低減する
手段を有する超音波診断装置を提供するにある。
前記目的を達成するために，本発明による超音波診断
装置は，被検体内からの反射超音波の位相変化を検出す
るに際し，少なくとも１つの診断深度ｚにおいて，等価
的に反射超音波を一定の微小距離Δｚだけずらせたとし
た時の該反射超音波の位相変化Δθｒ（ｚ）を求める手
段と，該Δθｒ（ｚ）と該Δｚとの比として補正係数α
（ｚ）＝Δθｒ（ｚ）／Δｚを求める手段とを有し，さ
らに，実測された位相変化Δθ（ｚ）と補正係数α
（ｚ）とを用いた演算を行うことにより診断深度ｚに係
わる計算値を算出して上記組織パラメータを求める手段
に供する事を特徴とする。
装置は，被検体内からの反射超音波の位相変化を検出す
るに際し，少なくとも１つの診断深度ｚにおいて，等価
的に反射超音波を一定の微小距離Δｚだけずらせたとし
た時の該反射超音波の位相変化Δθｒ（ｚ）を求める手
段と，該Δθｒ（ｚ）と該Δｚとの比として補正係数α
（ｚ）＝Δθｒ（ｚ）／Δｚを求める手段とを有し，さ
らに，実測された位相変化Δθ（ｚ）と補正係数α
（ｚ）とを用いた演算を行うことにより診断深度ｚに係
わる計算値を算出して上記組織パラメータを求める手段
に供する事を特徴とする。
本発明では，予め既知の変位を与えた時に診断深度ｚ
からの反射波の位相がどれだけ変化するのかを,zの近辺
の反射体の影響も含めて知っておく事ができるので，逆
に，診断深度ｚからの反射波の位相がある値だけ変化し
た時には,z近辺の反射体がどれだけ変位したかを,z近辺
の反射体の影響も含めて，従来よりも格段に優れた精度
で知る事ができる。
からの反射波の位相がどれだけ変化するのかを,zの近辺
の反射体の影響も含めて知っておく事ができるので，逆
に，診断深度ｚからの反射波の位相がある値だけ変化し
た時には,z近辺の反射体がどれだけ変位したかを,z近辺
の反射体の影響も含めて，従来よりも格段に優れた精度
で知る事ができる。
以下，図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明す
る。
る。
なお以下の説明において，深度ｚまで超音波が往復す
るのに要する時間ｔは，超音波の音速をｃとすると,t＝
2z/cとなり,tとｚとは互いに一意的に変換できるので，
以後はｔとｚとを適宜混用する事にする。
るのに要する時間ｔは，超音波の音速をｃとすると,t＝
2z/cとなり,tとｚとは互いに一意的に変換できるので，
以後はｔとｚとを適宜混用する事にする。
第１図に，本発明の１実施例構成を示す。図中,1は装
置全体の制御を行う制御部,2は制御部からの送信トリガ
パルス21に従って超音波探触子を駆動する送信回路系,3
は送信回路系からの電気パルスを超音波パルス５に変換
するとともに被検体４の内部で反射した超音波パルスを
受信して再び電気パルスに変換する超音波探触子,6は探
触子からの微弱な信号を増幅する受信回路系である。な
お，いわゆる電子走査方式にあっては，送信回路系，受
信回路系は，超音波ビームの集束に必要なビームフォー
マを形成するが，本願発明の主旨には関係しないので，
ここではこれについての説明は省略する，さらに，受信
回路系にあっては，被検体内部の超音波伝播の周波数特
性等を補正するための等化用フィルタ等が含まれるのが
通常であるが，これについても，本願発明の主旨には関
係しないので説明は省略する。７は既知の遅延時間Δτ
を持つアナログ遅延線である。この遅延時間の大きさ
は，検出したい反射信号位相変化に対応した程度の大き
さになる様に，使用超音波の周波数を考慮して決められ
る。場合によっては，例えばタップ付遅延線にしてお
き，実験によって，検出したい反射信号位相変化範囲を
ほぼカバーできる様なタップを選択しても良い。８は制
御部１の遅延選択信号22に従ってアナログ遅延線７を通
った受信信号または通らない受信信号を選択的に通過さ
せるアナログマルチプレクサ,9は制御部１からの参照周
波数信号24を用いてアナログマルチプレクサの出力27を
検波する直交検波回路である。直交検波回路８は，たと
えば第３図に示す如く乗算器（９−1,9−２），−90度
の移相器（９−３），低域通過フィルタ（９−4,9−
５）で構成することができる事は言うまでもない。10は
直交検波回路９の２つの出力Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）を制御部
からのクロック25に従ってディジタルデータに変換する
A/D変換器（２台であっても良いし，サンプルホールド
回路とアナログマルチプレクサとを用いて１台のA/D変
換器を時分割で仕様しても良い）,11はＩ（ｔ）,Q
（ｔ）から信号ｘ（ｔ）の位相θ（ｔ）＝Arctan〔Ｑ
（ｔ）/I（ｔ）〕±ｎπ（但し，±の符号は実数部Ｉ
（ｔ）と虚数部Ｑ（ｔ）とで定まる象限にθ（ｔ）が入
る用に定める。）を求める角度演算器であり，例えば大
容量のROM（読出専用メモリ）を用いて実現できる。12
はデータθ（ｔ）を一時記憶するためのメモリであり，
そのアドレスおよび書き込み／読み出し制御信号26は超
音波走査に応じて制御部１から与えられる。13はメモリ
12の出力データ30を用いて制御部１からの制御信号に従
って補正係数α（ｔ）を計算する部分でありその結果31
は補正演算部14は、補正係数α（ｔ）と実測された位相
変化データΔθ（ｔ）とを用いた演算を行うことにより
診断深度ｚに係わる計算値を算出する部分であり、算出
したデータ32は組織パラメータ算出部15に送られる。組
織パラメータ算出部15では例えばいわゆる超音波非線型
パラメータ等の組織パラメータの計算を行い，その結果
32は表示部15で表示される。
置全体の制御を行う制御部,2は制御部からの送信トリガ
パルス21に従って超音波探触子を駆動する送信回路系,3
は送信回路系からの電気パルスを超音波パルス５に変換
するとともに被検体４の内部で反射した超音波パルスを
受信して再び電気パルスに変換する超音波探触子,6は探
触子からの微弱な信号を増幅する受信回路系である。な
お，いわゆる電子走査方式にあっては，送信回路系，受
信回路系は，超音波ビームの集束に必要なビームフォー
マを形成するが，本願発明の主旨には関係しないので，
ここではこれについての説明は省略する，さらに，受信
回路系にあっては，被検体内部の超音波伝播の周波数特
性等を補正するための等化用フィルタ等が含まれるのが
通常であるが，これについても，本願発明の主旨には関
係しないので説明は省略する。７は既知の遅延時間Δτ
を持つアナログ遅延線である。この遅延時間の大きさ
は，検出したい反射信号位相変化に対応した程度の大き
さになる様に，使用超音波の周波数を考慮して決められ
る。場合によっては，例えばタップ付遅延線にしてお
き，実験によって，検出したい反射信号位相変化範囲を
ほぼカバーできる様なタップを選択しても良い。８は制
御部１の遅延選択信号22に従ってアナログ遅延線７を通
った受信信号または通らない受信信号を選択的に通過さ
せるアナログマルチプレクサ,9は制御部１からの参照周
波数信号24を用いてアナログマルチプレクサの出力27を
検波する直交検波回路である。直交検波回路８は，たと
えば第３図に示す如く乗算器（９−1,9−２），−90度
の移相器（９−３），低域通過フィルタ（９−4,9−
５）で構成することができる事は言うまでもない。10は
直交検波回路９の２つの出力Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）を制御部
からのクロック25に従ってディジタルデータに変換する
A/D変換器（２台であっても良いし，サンプルホールド
回路とアナログマルチプレクサとを用いて１台のA/D変
換器を時分割で仕様しても良い）,11はＩ（ｔ）,Q
（ｔ）から信号ｘ（ｔ）の位相θ（ｔ）＝Arctan〔Ｑ
（ｔ）/I（ｔ）〕±ｎπ（但し，±の符号は実数部Ｉ
（ｔ）と虚数部Ｑ（ｔ）とで定まる象限にθ（ｔ）が入
る用に定める。）を求める角度演算器であり，例えば大
容量のROM（読出専用メモリ）を用いて実現できる。12
はデータθ（ｔ）を一時記憶するためのメモリであり，
そのアドレスおよび書き込み／読み出し制御信号26は超
音波走査に応じて制御部１から与えられる。13はメモリ
12の出力データ30を用いて制御部１からの制御信号に従
って補正係数α（ｔ）を計算する部分でありその結果31
は補正演算部14は、補正係数α（ｔ）と実測された位相
変化データΔθ（ｔ）とを用いた演算を行うことにより
診断深度ｚに係わる計算値を算出する部分であり、算出
したデータ32は組織パラメータ算出部15に送られる。組
織パラメータ算出部15では例えばいわゆる超音波非線型
パラメータ等の組織パラメータの計算を行い，その結果
32は表示部15で表示される。
次に，第４図を用いて，位相変化データΔθ（ｔ）が
どの様に補正されるかの一例を説明する。以下の説明に
おいては，簡単のため超音波走査線は固定されていると
して説明するが，超音波走査線を走査した場合にも容易
に拡張できる事は言うまでもない。
どの様に補正されるかの一例を説明する。以下の説明に
おいては，簡単のため超音波走査線は固定されていると
して説明するが，超音波走査線を走査した場合にも容易
に拡張できる事は言うまでもない。
第４図（ａ）は制御部１から送信回路系２に与えられ
る送信トリガパルスであり，その繰返し周期Toは例えば
250μｓ（4kHz）である。
る送信トリガパルスであり，その繰返し周期Toは例えば
250μｓ（4kHz）である。
先ず，図４（ａ）の１番目の送信トリガパルスP1に続
く期間T1においては，アナログマルチプレクサ７はアナ
ログ遅延線６を通らない受信信号ｘ（ｔ）を直交検波回
路８に通す様に選択されている。直交検波回路９の出力
Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）はA/D変換器９によって例えば12ビッ
ト,2MHz（約0.4mmピッチに相当）でそれぞれディジタル
化され，位相データθ１（ｔ）に変換された後，メモリ
11に記憶される。次に，図４（ａ）の２番目の送信トリ
ガパルスP2に続く期間T2においては，アナログマルチプ
レクサ７はアナログ遅延線６でΔτだけ遅延された受信
信号ｘ（ｔ−Δτ）を直交検波回路８に通す様に選択さ
れている。しかし，直交検波回路８の参照周波数は送信
トリガP1の時と同じものが制御部１から与えられる。こ
の結果，θ１（ｔ）とは異なる位相データθ２（ｔ）が
メモリ11のθ１（ｔ）の隣の領域に記憶される。
く期間T1においては，アナログマルチプレクサ７はアナ
ログ遅延線６を通らない受信信号ｘ（ｔ）を直交検波回
路８に通す様に選択されている。直交検波回路９の出力
Ｉ（ｔ）,Q（ｔ）はA/D変換器９によって例えば12ビッ
ト,2MHz（約0.4mmピッチに相当）でそれぞれディジタル
化され，位相データθ１（ｔ）に変換された後，メモリ
11に記憶される。次に，図４（ａ）の２番目の送信トリ
ガパルスP2に続く期間T2においては，アナログマルチプ
レクサ７はアナログ遅延線６でΔτだけ遅延された受信
信号ｘ（ｔ−Δτ）を直交検波回路８に通す様に選択さ
れている。しかし，直交検波回路８の参照周波数は送信
トリガP1の時と同じものが制御部１から与えられる。こ
の結果，θ１（ｔ）とは異なる位相データθ２（ｔ）が
メモリ11のθ１（ｔ）の隣の領域に記憶される。
なお，時刻ｔの基準は，送信トリガパルスが送信回路
系２に与えられたタイミングであるとする。従ってP1の
タイミングもP2のタイミングもどちらもｔ＝０と考え
る。
系２に与えられたタイミングであるとする。従ってP1の
タイミングもP2のタイミングもどちらもｔ＝０と考え
る。
さて，ある特定の深さz1近傍からの反射波を考える。
深さz1に対応する時刻はt1＝2z1/cとなり，Δθ
12（t1）＝θ２（t1）−θ２（t1）は,z1近傍の反射体
がΔｚ＝ｃΔτ/2だけ遠方に移動した時の受信信号の位
相差を与えると考えて良い。従って,z1近傍の反射体が
単位長さだけ遠方に移動した時のz1近傍からの受信信号
の位相差を与える補正係数をα（z1）とすると，α
（z1）は α（z1）＝Δθ12（t1）／Δｚ ＝２｛θ２（ｔ）−θ１（ｔ）｝ ／（ｃΔτ） で与えられる。
深さz1に対応する時刻はt1＝2z1/cとなり，Δθ
12（t1）＝θ２（t1）−θ２（t1）は,z1近傍の反射体
がΔｚ＝ｃΔτ/2だけ遠方に移動した時の受信信号の位
相差を与えると考えて良い。従って,z1近傍の反射体が
単位長さだけ遠方に移動した時のz1近傍からの受信信号
の位相差を与える補正係数をα（z1）とすると，α
（z1）は α（z1）＝Δθ12（t1）／Δｚ ＝２｛θ２（ｔ）−θ１（ｔ）｝ ／（ｃΔτ） で与えられる。
送信トリガパルスP3に続く期間においては，メモリ12
に記憶されたθ１（ｔ），θ２（ｔ）を用いて，上記
（１）式の計算が各深度ｚについて行われ，その結果は
補正係数算出部13に記憶される。この計算に要する時間
は，メモリ12,補正係数算出部13の動作速度に依存する
が，第４図では第４番目の送信トリガパルスP4の後の期
間T4の終わりまでに終了するとしている。
に記憶されたθ１（ｔ），θ２（ｔ）を用いて，上記
（１）式の計算が各深度ｚについて行われ，その結果は
補正係数算出部13に記憶される。この計算に要する時間
は，メモリ12,補正係数算出部13の動作速度に依存する
が，第４図では第４番目の送信トリガパルスP4の後の期
間T4の終わりまでに終了するとしている。
この様にして補正係数α（ｚ）が得られた後，例えば
従来技術の項で述べた第１の例の測定が以下の様に行わ
れる。送信トリガパルスP5のタイミング（第１の例で述
べられている低周波加振波形のあるタイミングであり，
この低周波は図１には図示しない加振系により被検体に
加えられる）に続く期間T5の間と，送信トリガパルスP6
（第１の例で述べられている低周波加振波形の別のタイ
ミングである）に続く期間T6の間に，アナログ遅延線７
を通らない受信信号の位相θ５（ｔ），θ６（ｔ）がそ
れぞれメモリ12に記憶される。続くT7,T8の期間に補正
演算部14はメモリ12からθ５（ｔ），θ６（ｔ）を読み
だし，Δθ56（ｔ）＝θ６（ｔ）−θ５（ｔ）を計算
し，これを再度メモリ12に記憶する。続くT9の期間に補
正演算部14はメモリ12からΔθ56（ｔ）を読みだすとと
もに，補正係数算出部13から補正係数Ｋ（ｚ）を読みだ
してΔθ56（ｔ）の補正を行う。この補正は以下の様に
行う。
従来技術の項で述べた第１の例の測定が以下の様に行わ
れる。送信トリガパルスP5のタイミング（第１の例で述
べられている低周波加振波形のあるタイミングであり，
この低周波は図１には図示しない加振系により被検体に
加えられる）に続く期間T5の間と，送信トリガパルスP6
（第１の例で述べられている低周波加振波形の別のタイ
ミングである）に続く期間T6の間に，アナログ遅延線７
を通らない受信信号の位相θ５（ｔ），θ６（ｔ）がそ
れぞれメモリ12に記憶される。続くT7,T8の期間に補正
演算部14はメモリ12からθ５（ｔ），θ６（ｔ）を読み
だし，Δθ56（ｔ）＝θ６（ｔ）−θ５（ｔ）を計算
し，これを再度メモリ12に記憶する。続くT9の期間に補
正演算部14はメモリ12からΔθ56（ｔ）を読みだすとと
もに，補正係数算出部13から補正係数Ｋ（ｚ）を読みだ
してΔθ56（ｔ）の補正を行う。この補正は以下の様に
行う。
補正係数α（ｚ）の定義より，深度ｚにおいて反射体
がΔｚ＝１だけ後方に移動したとするとα（ｚ）だけ受
信信号の位相が変化する。従って，深度ｚにおいて，受
信信号の位相がΔθ56（ｚ）であったとすると，深度ｚ
の反射体は， Δz56（ｚ）＝Δθ56（ｔ）／α（ｚ） だけ移動したとみなす事ができる。補正演算部14は深度
毎に異なる補正係数1/α（ｚ）を位相差Δθ56（ｔ）に
乗じて各深度における反射体の本来の移動量を求める。
この様に，特許請求の範囲第６項記載の補正を行う事に
より，特許請求の範囲第８項に記載の如く被検体内部の
組織の動き易さを観察する事を目的とした第１の例にお
いて，反射波の重畳等による悪影響を低減した結果を得
る事ができる。
がΔｚ＝１だけ後方に移動したとするとα（ｚ）だけ受
信信号の位相が変化する。従って，深度ｚにおいて，受
信信号の位相がΔθ56（ｚ）であったとすると，深度ｚ
の反射体は， Δz56（ｚ）＝Δθ56（ｔ）／α（ｚ） だけ移動したとみなす事ができる。補正演算部14は深度
毎に異なる補正係数1/α（ｚ）を位相差Δθ56（ｔ）に
乗じて各深度における反射体の本来の移動量を求める。
この様に，特許請求の範囲第６項記載の補正を行う事に
より，特許請求の範囲第８項に記載の如く被検体内部の
組織の動き易さを観察する事を目的とした第１の例にお
いて，反射波の重畳等による悪影響を低減した結果を得
る事ができる。
次に，補正係数α（ｚ）が，従来技術の項でのべた第
２の例の測定にどの様に適用できるかを示す。第２の例
においては，反射体の移動量ではなく，反射超音波の位
相そのものを精度良く検出する事が要求される。いま，
第２の例において測定波の周波数をf,音速をｃとする。
深度ｚからの反射測定波の位相がいわゆるポンプ波の有
無によりΔθ（ｚ）変化して観察されたとする。この
時，反射波の重畳等の影響を低減したより精度の高い位
相変化量Δθｃ（ｚ）は以下の様に計算できる。先ず，
測定波の波長はλ＝c/fである。次に，位相がΔθ
（ｚ）変化して観察されているから，第１の例の議論と
同様に本来の移動量はΔθ（ｚ）／α（ｚ）である。従
って，本来の位相変化は， Δθｃ（ｚ）＝２π｛Δθ（ｚ）／α（ｚ）｝ ／λ ＝｛２πf/［α（ｚ）ｃ］｝ ・Δθ（ｚ） となる。この様に，特許請求の範囲第７項記載の補正を
行う事により，特許請求の範囲第９項に示す如く超音波
非線型パラメータを観察する事を目的とした第２の例に
おいて，反射波の重畳等による悪影響を低減した結果を
得る事ができる。
２の例の測定にどの様に適用できるかを示す。第２の例
においては，反射体の移動量ではなく，反射超音波の位
相そのものを精度良く検出する事が要求される。いま，
第２の例において測定波の周波数をf,音速をｃとする。
深度ｚからの反射測定波の位相がいわゆるポンプ波の有
無によりΔθ（ｚ）変化して観察されたとする。この
時，反射波の重畳等の影響を低減したより精度の高い位
相変化量Δθｃ（ｚ）は以下の様に計算できる。先ず，
測定波の波長はλ＝c/fである。次に，位相がΔθ
（ｚ）変化して観察されているから，第１の例の議論と
同様に本来の移動量はΔθ（ｚ）／α（ｚ）である。従
って，本来の位相変化は， Δθｃ（ｚ）＝２π｛Δθ（ｚ）／α（ｚ）｝ ／λ ＝｛２πf/［α（ｚ）ｃ］｝ ・Δθ（ｚ） となる。この様に，特許請求の範囲第７項記載の補正を
行う事により，特許請求の範囲第９項に示す如く超音波
非線型パラメータを観察する事を目的とした第２の例に
おいて，反射波の重畳等による悪影響を低減した結果を
得る事ができる。
以上の説明においては，補正係数α（ｚ）の具体的算
出方法は，特許請求の範囲第２項による方法を用いてき
たが，これと等価な２つの方法を以下に説明する。
出方法は，特許請求の範囲第２項による方法を用いてき
たが，これと等価な２つの方法を以下に説明する。
先ず，特許請求の範囲第３項に記載の如く超音波の送
信タイミングをΔτ遅延させる事により，受信信号の到
着タイミングを，アナログ遅延線６でΔτ遅延させた場
合と全く等しくする事ができる。従って，特許請求の範
囲第３項記載の方法により，等価的に反射体を一定距離
Δｚだけずらせたとした時の反射超音波の位相変化Δθ
ｒ（ｚ）を求める事ができる。
信タイミングをΔτ遅延させる事により，受信信号の到
着タイミングを，アナログ遅延線６でΔτ遅延させた場
合と全く等しくする事ができる。従って，特許請求の範
囲第３項記載の方法により，等価的に反射体を一定距離
Δｚだけずらせたとした時の反射超音波の位相変化Δθ
ｒ（ｚ）を求める事ができる。
次に，特許請求の範囲第４項記載の方法が有効である
事を以下に述べる。
事を以下に述べる。
受信回路系６の出力をｘ（ｔ）とする。フーリエ級数
展開により， ｘ（ｔ）＝Σanexp｛−ｊ（ωnt ＋φｎ）｝ と表せる。ｘ（ｔ）をΔτ遅延させた信号は， ｘ（ｔ−Δτ）＝Σanexp｛−ｊ［ωｎ （ ｔ−Δτ）＋φｎ）｝ となる。直交検波回路の参照信号は，直交検波後の下側
波帯のみを考える事にすれば， ｒ（ｔ）＝exp（ｊωrt） と表せる。（もしも上下両側波帯を考える場合は ｒ（ｔ）＝exp（ｊωrt） ＋exp（−ｊωrt） となる。） ｘ（ｔ）を直交検波した時の出力y1（ｔ）は y1（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｒ（ｔ） ＝Σanexp｛−ｊ［（ωｎ−ωｒ ）ｔ＋φｎ］｝ ＝I1（ｔ）＋jQ1（ｔ） となり，その位相は， Arg［y1（ｔ）］＝θ１（ｔ） ＝Arctan｛Q1（ｔ） /I1（ｔ）｝ となる。
展開により， ｘ（ｔ）＝Σanexp｛−ｊ（ωnt ＋φｎ）｝ と表せる。ｘ（ｔ）をΔτ遅延させた信号は， ｘ（ｔ−Δτ）＝Σanexp｛−ｊ［ωｎ （ ｔ−Δτ）＋φｎ）｝ となる。直交検波回路の参照信号は，直交検波後の下側
波帯のみを考える事にすれば， ｒ（ｔ）＝exp（ｊωrt） と表せる。（もしも上下両側波帯を考える場合は ｒ（ｔ）＝exp（ｊωrt） ＋exp（−ｊωrt） となる。） ｘ（ｔ）を直交検波した時の出力y1（ｔ）は y1（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｒ（ｔ） ＝Σanexp｛−ｊ［（ωｎ−ωｒ ）ｔ＋φｎ］｝ ＝I1（ｔ）＋jQ1（ｔ） となり，その位相は， Arg［y1（ｔ）］＝θ１（ｔ） ＝Arctan｛Q1（ｔ） /I1（ｔ）｝ となる。
ｘ（ｔ−Δτ）を直交検波した時の出力y2（ｔ）は， y2（ｔ）＝ｘ（ｔ−Δτ）ｒ（ｔ） ＝Σanexp｛−ｊ［ωｎ（ｔ −Δτ）−ωrt＋φｎ］｝ ＝y1（ｔ−Δτ）・ exp｛−ｊ（−ωｒΔτ）｝ となり，その位相は， Arg［y2（ｔ）］ ＝Arg［y1（ｔ−Δτ）］ ＋Arg［exp｛−ｊ（−ωｒΔτ）｝］ ＝θ１（ｔ−Δτ）−ωｒΔτ ・・・式（７） となる。
従って，求めるべき位相変化Δθｒ（ｚ）（ただし,z
＝ct/2）は， Δθｒ（ｚ）＝Arg［y2（ｔ）］ −Arg［y1（ｔ）］ ＝θ１（ｔ−Δτ）−ωｒΔτ −θ１（ｔ） となる。ここで，ωｒおよびΔτは予めわかっている値
であり，θ１（ｔ）は遅延を与えていない受信信号の位
相として求められているものであるから，θ１（ｔ−Δ
τ）−ωｒΔτはθ１（ｔ）をｚ方向にΔｚ＝ｃΔτ/
2,θ１（ｔ）の振幅軸方向に−ωｒΔτをそれぞれシフ
トする事によって得る事ができる。従って，特許請求の
範囲第４項記載の手段によりΔθｒ（ｚ）を求める事が
できる。
＝ct/2）は， Δθｒ（ｚ）＝Arg［y2（ｔ）］ −Arg［y1（ｔ）］ ＝θ１（ｔ−Δτ）−ωｒΔτ −θ１（ｔ） となる。ここで，ωｒおよびΔτは予めわかっている値
であり，θ１（ｔ）は遅延を与えていない受信信号の位
相として求められているものであるから，θ１（ｔ−Δ
τ）−ωｒΔτはθ１（ｔ）をｚ方向にΔｚ＝ｃΔτ/
2,θ１（ｔ）の振幅軸方向に−ωｒΔτをそれぞれシフ
トする事によって得る事ができる。従って，特許請求の
範囲第４項記載の手段によりΔθｒ（ｚ）を求める事が
できる。
以上の説明では，簡単のために，走査線は固定である
として説明したが，第１図の制御部１の制御の下に，通
常の超音波診断装置と同様の走査を行なっても良い事は
いうまでもない。その場合，制御部１から走査線番号等
の情報を表示部16に与える事により，特許請求の範囲第
９項に記載の如く，組織パラメータの２次元画像を得る
事ができる。
として説明したが，第１図の制御部１の制御の下に，通
常の超音波診断装置と同様の走査を行なっても良い事は
いうまでもない。その場合，制御部１から走査線番号等
の情報を表示部16に与える事により，特許請求の範囲第
９項に記載の如く，組織パラメータの２次元画像を得る
事ができる。
尚，図示していないが，直交検波回路９の出力あるい
は角度演算器11の出力等にいわゆる同期加算回路を付加
する事により，位相検出事のS/N比を向上する様にして
も良い事もいうまでもない。
は角度演算器11の出力等にいわゆる同期加算回路を付加
する事により，位相検出事のS/N比を向上する様にして
も良い事もいうまでもない。
以上説明した様に，本発明によれば，反射信号の重畳
等により不安定な検出しかできなかった反射信号の位相
変化検出動作において，位相変化を検出したい部位の近
傍の反射体の影響を考慮した補正係数α（ｚ）を導入す
る事により，従来の比して極めて安定な出力を得る事が
できる様になり，被検体内の組織パラメータの推定精度
向上に寄与する所が大きい。
等により不安定な検出しかできなかった反射信号の位相
変化検出動作において，位相変化を検出したい部位の近
傍の反射体の影響を考慮した補正係数α（ｚ）を導入す
る事により，従来の比して極めて安定な出力を得る事が
できる様になり，被検体内の組織パラメータの推定精度
向上に寄与する所が大きい。
第１図は本発明の説明ブロック図、第２図は従来の反射
波位相検出時の問題点の説明，第３図は直交検波回路の
具体例，第４図は第１図の構成の動作シーケンスの一例
である。 図中,1は制御部,2は送信回路系,3は超音波探触子,4は被
検体,5は超音波パルス,6は受信回路系,7はアナログ遅延
回路,8はアナログマルチプレクサ,9は直交検波回路,10
はA/D変換器,11は角度演算器,12はメモリ,13は補正係数
算出部,14は補正演算部,15は組織パラメータ算出部,16
は表示部である。
波位相検出時の問題点の説明，第３図は直交検波回路の
具体例，第４図は第１図の構成の動作シーケンスの一例
である。 図中,1は制御部,2は送信回路系,3は超音波探触子,4は被
検体,5は超音波パルス,6は受信回路系,7はアナログ遅延
回路,8はアナログマルチプレクサ,9は直交検波回路,10
はA/D変換器,11は角度演算器,12はメモリ,13は補正係数
算出部,14は補正演算部,15は組織パラメータ算出部,16
は表示部である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−207042（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−55850（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−154545（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−227331（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) A61B 8/08 G01N 29/06,29/10,29/22
Claims (9)
- 【請求項１】被検体内での反射超音波の位相変化を検出
するとともに、該検出した位相変化に基づいて被検体内
部の組織パラメータを求める手段を有する超音波診断装
置において、 少なくとも１つの診断深度ｚにおいて、等価的に反射体
を深さ方向に一定の微小距離Δｚだけずらせたとした時
の該反射超音波の位相変化Δθｒ（ｚ）を求める手段
と、 該求めた位相変化Δθｒ（ｚ）と該微小距離Δｚとの比
として補正係数α（ｚ）＝Δθｒ（ｚ）／Δｚを求める
手段とを有し、被検体内からの反射超音波の位相変化Δ
θ（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算を行うこ
とにより診断深度ｚに係わる計算値を算出して上記組織
パラメータを求める手段に供することを特徴とする超音
波診断装置。 - 【請求項２】上記等価的に反射体を深さ方向に一定の微
小距離Δｚだけずらせたとした時の該反射超音波の位相
変化Δθｒ（ｚ）を求める手段とは、受信超音波信号を
遅延時間Δτ＝２Δz/c（但しｃは被検体内の音速）の
アナログ遅延線に通す前および後に直交検波手段を用い
て求めた位相の差を求める手段である事を特徴とする特
許請求の範囲第（１）項記載の超音波診断装置。 - 【請求項３】上記等価的に反射体を深さ方向に一定の微
小距離Δｚだけずらせたとした時の該反射超音波の位相
変化Δθｒ（ｚ）を求める手段とは、直交検波手段の参
照信号に対して相対的にΔτ＝２Δz/c（但しｃは被検
体内の音速）だけ超音波信号の送信タイミングをずらせ
る前および後で超音波受信信号を得て、該直交検波手段
を用いて求めた該受信超音波信号の位相の差を求める事
である事を特徴とする特許請求の範囲第（１）項に記載
の超音波診断装置。 - 【請求項４】上記等価的に反射体を深さ方向に一定の微
小距離Δｚだけずらせたとした時の該反射超音波の位相
変化Δθｒ（ｚ）を求める手段とは、例えば直交検波手
段を用いて求めた受信超音波信号の位相信号を、位相の
ラップラウンドを考慮した上でｚ方向および位相信号の
振幅方向にシフトする事であることを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項に記載の超音波診断装置。 - 【請求項５】上記被検体内からの反射超音波の位相変化
Δθ（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算とは、
Δθ（ｚ）に1/α（ｚ）を乗ずる事である事を特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項ないし第（４）項記載の超
音波診断装置。 - 【請求項６】上記被検体内からの反射超音波の位相変化
Δθ（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算とは、
上記直交検波手段の参照信号の周波数をｆとし、被検体
内の音速をｃとした時、Δθ（ｚ）に２πf/｛α（ｚ）
ｃ｝を乗ずる事である事を特徴とする特許請求の範囲第
（１）項ないし第（４）項記載の超音波診断装置。 - 【請求項７】上記被検体内の組織パラメータとは、該組
織の機械的動き易さを示すパラメータであることを特徴
とする特許請求の範囲第（１）項ないし第（６）項記載
の超音波診断装置。 - 【請求項８】上記被検体内の組織パラメータとは、該組
織の超音波非線型パラメータ（B/A）であることを特徴
とする特許請求の範囲第（１）項ないし第（６）項記載
の超音波診断装置。 - 【請求項９】上記被検体内からの反射超音波の位相変化
Δθ（ｚ）と該補正係数α（ｚ）とを用いた演算を行う
ことにより算出した診断深度ｚに係わる計算値に基づい
て求めた上記被検体内部の組織パラメータの２次元分布
像を得る手段を有する事を特徴とする特許請求の範囲第
（１）項ないし第（８）項記載の超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2088553A JP2803308B2 (ja) | 1990-04-03 | 1990-04-03 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2088553A JP2803308B2 (ja) | 1990-04-03 | 1990-04-03 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03286751A JPH03286751A (ja) | 1991-12-17 |
| JP2803308B2 true JP2803308B2 (ja) | 1998-09-24 |
Family
ID=13946058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2088553A Expired - Lifetime JP2803308B2 (ja) | 1990-04-03 | 1990-04-03 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2803308B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3462584B2 (ja) * | 1994-02-14 | 2003-11-05 | フクダ電子株式会社 | 超音波診断装置 |
| JP4709984B2 (ja) * | 2001-03-19 | 2011-06-29 | 学校法人日本大学 | 物質の特性測定方法、物質の特性測定装置 |
-
1990
- 1990-04-03 JP JP2088553A patent/JP2803308B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03286751A (ja) | 1991-12-17 |
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