JP2719012B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2719012B2 JP2719012B2 JP1283697A JP28369789A JP2719012B2 JP 2719012 B2 JP2719012 B2 JP 2719012B2 JP 1283697 A JP1283697 A JP 1283697A JP 28369789 A JP28369789 A JP 28369789A JP 2719012 B2 JP2719012 B2 JP 2719012B2
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- Japan
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- shunt capacitor
- inverter device
- conversion means
- power
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置に関し，より詳細には限ら
れたスペース内において効果的に電磁波ノイズの漏洩を
阻止することができるように，交直コンバータ本体及び
インバータ本体の至近の位置に，夫々分路コンデンサ及
びノーマルモードチョークコイルを縦続に配置したイン
バータに関する。
れたスペース内において効果的に電磁波ノイズの漏洩を
阻止することができるように，交直コンバータ本体及び
インバータ本体の至近の位置に，夫々分路コンデンサ及
びノーマルモードチョークコイルを縦続に配置したイン
バータに関する。
第５図は，入力側及び出力側に電磁波ノイズの漏洩を
抑制するためのラインフィルタを夫々接続した，従来の
インバータ装置の構成を示すブロック図である。同図に
おいて501はインバータ装置筐体,502はその中に収容さ
れた制御回路基板である。周知の通り，本装置は同図左
側に示す商用周波数の電源より三相電力（R,S,T相より
成る）の供給を受け，これを一旦直流電力に変換した
後，再び希望の周波数の三相電力（U,V,W相より成る）
に変換して，同図右側に示す負荷に供給する機能を果た
す。505R,505S,505Tは夫々前記電源よりR,S,T相の電
圧，電流を制御回路基板502へ導く入力側導線，また506
U,506V,506Wは夫々希望の周波数に再変換されたU,V,W相
の電圧，電流を負荷へ向けて送出する出力側導線であ
る。511,512は夫々，制御回路基板の入力側及び出力側
に接続されたラインフィルタ（電磁波ノイズフィルタ）
で，両者ともインバータ装置筐体501の外側に配置され
る。
抑制するためのラインフィルタを夫々接続した，従来の
インバータ装置の構成を示すブロック図である。同図に
おいて501はインバータ装置筐体,502はその中に収容さ
れた制御回路基板である。周知の通り，本装置は同図左
側に示す商用周波数の電源より三相電力（R,S,T相より
成る）の供給を受け，これを一旦直流電力に変換した
後，再び希望の周波数の三相電力（U,V,W相より成る）
に変換して，同図右側に示す負荷に供給する機能を果た
す。505R,505S,505Tは夫々前記電源よりR,S,T相の電
圧，電流を制御回路基板502へ導く入力側導線，また506
U,506V,506Wは夫々希望の周波数に再変換されたU,V,W相
の電圧，電流を負荷へ向けて送出する出力側導線であ
る。511,512は夫々，制御回路基板の入力側及び出力側
に接続されたラインフィルタ（電磁波ノイズフィルタ）
で，両者ともインバータ装置筐体501の外側に配置され
る。
後述する通り，制御回路基板502の主要部は商用周波
数の電力を直流電力に変換する交直コンバータ及びこれ
を希望の他の周波数の電力へ再変換するインバータ本体
であり，両者とも電磁波ノイズの原因となる。前者の発
生する電磁波ノイズの周波数成分は電源周波数（商用周
波数）及び整流方式により定まる。これに対し，後者の
それはインバータ本体のスイッチング周波数により定ま
り，多くの場合前者のそれに較べ極めて高く，スペクト
ラム幅も広い。
数の電力を直流電力に変換する交直コンバータ及びこれ
を希望の他の周波数の電力へ再変換するインバータ本体
であり，両者とも電磁波ノイズの原因となる。前者の発
生する電磁波ノイズの周波数成分は電源周波数（商用周
波数）及び整流方式により定まる。これに対し，後者の
それはインバータ本体のスイッチング周波数により定ま
り，多くの場合前者のそれに較べ極めて高く，スペクト
ラム幅も広い。
ラインフィルタ511及び512は制御回路基板502内に発
生する電磁波ノイズが入出力側導線505R〜T,506U〜Ｖに
流出することを阻止する。尚，第５図の構成では，ライ
ンフィルタ511及び512は独立別個に構成され，作動す
る。
生する電磁波ノイズが入出力側導線505R〜T,506U〜Ｖに
流出することを阻止する。尚，第５図の構成では，ライ
ンフィルタ511及び512は独立別個に構成され，作動す
る。
このほか,2箇のラインフィルタを一体的に構成し，そ
の構造を簡単化しようとするものが，特開昭63−194530
号公報に開示されており，第６図はその一相当たりの構
成を示す回路図である。同図において601は交流電源
（商用周波数）,602はインバータ装置,603は誘導性負荷
（誘導電動機等），また604は電磁波ノイズの漏洩を阻
止するフィルタで，これらは何れも単線図として図示さ
れている。605及び606は夫々入力側及び出力側の導線で
ある。インバータ装置602において,607は整流回路（交
直コンバータ）,608はインバータ本体609はノイズ電圧
を接地する分路コンデンサである。フィルタ604は，イ
ンバータ装置602の入出力端子に跨がって配置され，導
線605及び606に夫々直列に挿入されたリアクトル610及
び611及びこれらのリアクトルの出力側端子を結合する
コンデンサ612により構成される。インバータ装置602の
発生する電磁波ノイズのうち，特に有害なものは，イン
バータ本体608の電圧・電流に含まれる高次高調成分で
ある。
の構造を簡単化しようとするものが，特開昭63−194530
号公報に開示されており，第６図はその一相当たりの構
成を示す回路図である。同図において601は交流電源
（商用周波数）,602はインバータ装置,603は誘導性負荷
（誘導電動機等），また604は電磁波ノイズの漏洩を阻
止するフィルタで，これらは何れも単線図として図示さ
れている。605及び606は夫々入力側及び出力側の導線で
ある。インバータ装置602において,607は整流回路（交
直コンバータ）,608はインバータ本体609はノイズ電圧
を接地する分路コンデンサである。フィルタ604は，イ
ンバータ装置602の入出力端子に跨がって配置され，導
線605及び606に夫々直列に挿入されたリアクトル610及
び611及びこれらのリアクトルの出力側端子を結合する
コンデンサ612により構成される。インバータ装置602の
発生する電磁波ノイズのうち，特に有害なものは，イン
バータ本体608の電圧・電流に含まれる高次高調成分で
ある。
ところで，前述の高次高調成分についての回路状態
は，回路構成要素間の漂遊リアクタンス等により，第６
図に示す通りとはならない。電磁波ノイズの高次高調成
分については，第６図の構成の等価回路は第７図に示す
ようになると考えられる。即ち，発生源は高周波起動力
Shと漂遊キャパシタンスCS3を内部インピーダンスとす
る等価高周波電源701である。また,CS1,CS2はインバー
タ装置602と入出力側導線605,606との間に夫々存在する
漂遊リアクタンスで，等価高周波電源701,フィルタ604
はじめ各回路阻止の形状・寸法，位置関形等により定ま
る。抵抗702,インダクタンス703は夫々電源601の内部イ
ンピーダンスの抵抗成分及びリアクタンス成分（誘導
性）に対応する。同様に抵抗704及びインダクタンス705
は夫々誘導性負荷603の抵抗成分及びリアクタンス成分
に対応する。起電力Shの周波数領域ではインダクタンス
703,705のリアクタンス値は夫々抵抗702,704の抵抗値に
較べ極めて大きく，また,CS1,CS2のリアクタンス値は夫
々リアクトル610,611のそれに較べ極めて大きい。
は，回路構成要素間の漂遊リアクタンス等により，第６
図に示す通りとはならない。電磁波ノイズの高次高調成
分については，第６図の構成の等価回路は第７図に示す
ようになると考えられる。即ち，発生源は高周波起動力
Shと漂遊キャパシタンスCS3を内部インピーダンスとす
る等価高周波電源701である。また,CS1,CS2はインバー
タ装置602と入出力側導線605,606との間に夫々存在する
漂遊リアクタンスで，等価高周波電源701,フィルタ604
はじめ各回路阻止の形状・寸法，位置関形等により定ま
る。抵抗702,インダクタンス703は夫々電源601の内部イ
ンピーダンスの抵抗成分及びリアクタンス成分（誘導
性）に対応する。同様に抵抗704及びインダクタンス705
は夫々誘導性負荷603の抵抗成分及びリアクタンス成分
に対応する。起電力Shの周波数領域ではインダクタンス
703,705のリアクタンス値は夫々抵抗702,704の抵抗値に
較べ極めて大きく，また,CS1,CS2のリアクタンス値は夫
々リアクトル610,611のそれに較べ極めて大きい。
さて第７図から明らかな通り，等価高周波電源701の
両端子には，リアクトル611及びコンデンサ612よりなる
直列回路のインピーダンスが並列に接続されることにな
る。前述した通り,CS1,CS2のリアクタンス値は極めて大
きく，従ってリアクトル611及びコンデンサ612の値を適
当に選択することにより，該直列回路のインピーダンス
を低い値に設定すれば，等価高周波電源701より流出す
る電流を前記直列回路を経由して同電源に還流すること
ができる。換言すれば，比較的簡単な回路構成により電
磁波ノイズの高次高調波成分が漂遊キャパシタンスCS1,
CS2を経由して外部へ流出する事態を阻止することがで
きる。また，電磁波ノイズの低次高調波成分はリアクト
ル610,611により阻止される。
両端子には，リアクトル611及びコンデンサ612よりなる
直列回路のインピーダンスが並列に接続されることにな
る。前述した通り,CS1,CS2のリアクタンス値は極めて大
きく，従ってリアクトル611及びコンデンサ612の値を適
当に選択することにより，該直列回路のインピーダンス
を低い値に設定すれば，等価高周波電源701より流出す
る電流を前記直列回路を経由して同電源に還流すること
ができる。換言すれば，比較的簡単な回路構成により電
磁波ノイズの高次高調波成分が漂遊キャパシタンスCS1,
CS2を経由して外部へ流出する事態を阻止することがで
きる。また，電磁波ノイズの低次高調波成分はリアクト
ル610,611により阻止される。
しかしながら，第５図のインバータ装置については次
の問題点が指摘されている。即ち，ラインフィルタがイ
ンバータ装置の筐体外の入出力側に夫々配置する構成で
あるため，装置全体の専有容積が増大し，製品原価増加
の原因となる。更に電磁波ノイズ発生源（インバータ装
置内回路素子）とラインフィルタ間は比較的長い導線に
より結ばれるため，ノイズ発生源より外側を見たインピ
ーダンスは高次高調波成分に対しては比較的高い値とな
り，該成分の効果的減殺が困難であるばかりでなく，導
線部分が誘導障害または電波障害を周囲空間に拡散させ
る媒体となる。
の問題点が指摘されている。即ち，ラインフィルタがイ
ンバータ装置の筐体外の入出力側に夫々配置する構成で
あるため，装置全体の専有容積が増大し，製品原価増加
の原因となる。更に電磁波ノイズ発生源（インバータ装
置内回路素子）とラインフィルタ間は比較的長い導線に
より結ばれるため，ノイズ発生源より外側を見たインピ
ーダンスは高次高調波成分に対しては比較的高い値とな
り，該成分の効果的減殺が困難であるばかりでなく，導
線部分が誘導障害または電波障害を周囲空間に拡散させ
る媒体となる。
また，第６図の構成では回路の構成があまりに単純で
あるため，広い周波数帯域にわたって電磁波ノイズを抑
制することは困難と考えられる。更に，電磁波ノイズの
コモンモード成分については顕著な抑制効果を期待する
ことができようが，ノーマルモード成分に関しては所望
の効果が得られるか否かについては疑問がある。
あるため，広い周波数帯域にわたって電磁波ノイズを抑
制することは困難と考えられる。更に，電磁波ノイズの
コモンモード成分については顕著な抑制効果を期待する
ことができようが，ノーマルモード成分に関しては所望
の効果が得られるか否かについては疑問がある。
この発明は，上記のような問題点を解決するためにな
されたものであって，電磁波ノイズの高次高調波成分を
低いインピーダンスでバイパスすることができ，残余の
成分及び低次高周波成分の漏洩をノーマルモードチョー
クコイルで効果的に阻止すること，また装置全体を小型
化し専有容積を減少して装置の経済化を促進し，使用上
の便宜を改善することを目的としており，更に，ライン
フィルタに多段梯子形の低域通過フィルタの機能を付与
し，広い周波数帯にわたり満足のいく漏洩電磁波抑制の
効果をあげることを目的とする。
されたものであって，電磁波ノイズの高次高調波成分を
低いインピーダンスでバイパスすることができ，残余の
成分及び低次高周波成分の漏洩をノーマルモードチョー
クコイルで効果的に阻止すること，また装置全体を小型
化し専有容積を減少して装置の経済化を促進し，使用上
の便宜を改善することを目的としており，更に，ライン
フィルタに多段梯子形の低域通過フィルタの機能を付与
し，広い周波数帯にわたり満足のいく漏洩電磁波抑制の
効果をあげることを目的とする。
この発明に係るインバータ装置は，商用周波数の三相
電力を直流電力に変換する交直変換手段と，前記交直変
換手段により変換された直流電力を所定周波数の三相電
力に再変換する直交変換手段と，前記交直変換手段と直
交変換手段から出力される電磁波雑音の漏洩を阻止する
フィルタ手段とを有し，前記交直変換手段，直交変換手
段およびフィルタ手段が同一の金属筐体内に収納された
インバータ装置において，前記フィルタ手段が，入力側
及び出力側の各導線間及び各導線と筐体間に各々接続さ
れた分路コンデンサ群と，チョークコイル群とを交互に
多段縦続接続して構成され，且つ，前記交直変換手段と
直交変換手段の至近の位置に配置され，前記交直変換手
段および直交変換手段の至近に前記分路コンデンサ群を
配置すると共に，前記分路コンデンサ群の外側に前記チ
ョークコイル群を配置することにより，前記分路コンデ
ンサ群とチョークコイル群とが交互に多段縦続接続され
るものである。
電力を直流電力に変換する交直変換手段と，前記交直変
換手段により変換された直流電力を所定周波数の三相電
力に再変換する直交変換手段と，前記交直変換手段と直
交変換手段から出力される電磁波雑音の漏洩を阻止する
フィルタ手段とを有し，前記交直変換手段，直交変換手
段およびフィルタ手段が同一の金属筐体内に収納された
インバータ装置において，前記フィルタ手段が，入力側
及び出力側の各導線間及び各導線と筐体間に各々接続さ
れた分路コンデンサ群と，チョークコイル群とを交互に
多段縦続接続して構成され，且つ，前記交直変換手段と
直交変換手段の至近の位置に配置され，前記交直変換手
段および直交変換手段の至近に前記分路コンデンサ群を
配置すると共に，前記分路コンデンサ群の外側に前記チ
ョークコイル群を配置することにより，前記分路コンデ
ンサ群とチョークコイル群とが交互に多段縦続接続され
るものである。
また，分路コンデンサ群において，ノーマルモードの
コンデンサはU,V,W相およびR,S,T相にそれぞれΔ型に配
置し，コモンモードのコンデンサは前記各相とアース間
にＹ型に配置したものである。
コンデンサはU,V,W相およびR,S,T相にそれぞれΔ型に配
置し，コモンモードのコンデンサは前記各相とアース間
にＹ型に配置したものである。
また，分路コンデンサ群とチョークコイル群の接続に
おいて，入力側交直変換手段および出力側交直変換手段
の至近に分路コンデンサ群を設け，その外側にチョーク
コイル群を接続することにより構成されたものである。
おいて，入力側交直変換手段および出力側交直変換手段
の至近に分路コンデンサ群を設け，その外側にチョーク
コイル群を接続することにより構成されたものである。
また，分路コンデンサ群において，ノーマルモードの
コンデンサはU,V,W相およびR,S,T相にそれぞれΔ型に配
置し，コモンモードのコンデンサは上記各相とアース間
にＹ型に配置したものである。
コンデンサはU,V,W相およびR,S,T相にそれぞれΔ型に配
置し，コモンモードのコンデンサは上記各相とアース間
にＹ型に配置したものである。
この発明におけるインバータ装置は，電磁波ノイズ発
生源とラインフィルタとは最短距離で接続され，各導線
に沿って伝播しようとする電磁波ノイズは，各分路コン
デンサにより，各導線相互間及び各導線間で効果的にバ
イパスされ，残余の成分はノーマルチョークコイルによ
り阻止される。また，インバータ装置及びラインフィル
タが一体として同一筐体内に収納されるため，専有容積
の利用率は大きく改善されると共に，導線部より周囲空
間への誘導障害，電波障害も従来の構成に比較して減少
する。
生源とラインフィルタとは最短距離で接続され，各導線
に沿って伝播しようとする電磁波ノイズは，各分路コン
デンサにより，各導線相互間及び各導線間で効果的にバ
イパスされ，残余の成分はノーマルチョークコイルによ
り阻止される。また，インバータ装置及びラインフィル
タが一体として同一筐体内に収納されるため，専有容積
の利用率は大きく改善されると共に，導線部より周囲空
間への誘導障害，電波障害も従来の構成に比較して減少
する。
また，交直変換手段，インバータ本体，入出力側のフ
ィルタの手段を同一の金属筐体内に収納することによ
り，交直変換手段およびインバータ本体と入出力側フィ
ルタ手段間の配線等から空間に出力される放射雑音を抑
制することができる。
ィルタの手段を同一の金属筐体内に収納することによ
り，交直変換手段およびインバータ本体と入出力側フィ
ルタ手段間の配線等から空間に出力される放射雑音を抑
制することができる。
また，同一金属筐体内において，交直変換手段と入出
力側フィルタ手段およびインバータ本体と出力側フィル
タ手段を，それぞれ至近に配置することにより，分路コ
ンデンサのリードインダクタンス分が減少し，電磁波ノ
イズの高次高調波成分を低インピーダンスでバイパスす
ることが可能になるほか，入出力側の分路コンデンサを
交直変換手段およびインバータ本体に至近配置し，その
外側にチョークコイルを設けたことによって，電磁波ノ
イズは装置内において循環しやすくなり，外部への漏洩
を効果的に阻止することができる。
力側フィルタ手段およびインバータ本体と出力側フィル
タ手段を，それぞれ至近に配置することにより，分路コ
ンデンサのリードインダクタンス分が減少し，電磁波ノ
イズの高次高調波成分を低インピーダンスでバイパスす
ることが可能になるほか，入出力側の分路コンデンサを
交直変換手段およびインバータ本体に至近配置し，その
外側にチョークコイルを設けたことによって，電磁波ノ
イズは装置内において循環しやすくなり，外部への漏洩
を効果的に阻止することができる。
さらに，分路コンデンサ群およびチョークコイル群を
交互に多段継続接続する構成によれば，フィルタ手段に
多段梯子形の広帯域のフィルタの機能を付与することが
でき，満足のいく漏洩電磁波抑制効果を上げることがで
きる。
交互に多段継続接続する構成によれば，フィルタ手段に
多段梯子形の広帯域のフィルタの機能を付与することが
でき，満足のいく漏洩電磁波抑制効果を上げることがで
きる。
以下，この発明の一実施例を図について説明する。
第１図において,101は内部を機械的に保護すると共
に，内部両空間の間を電磁的に遮蔽する金属性筐体,102
は内部装置の全構成要素を実装する回路基板で，両者は
一体となって本発明に係るインバータ装置を構成する。
に，内部両空間の間を電磁的に遮蔽する金属性筐体,102
は内部装置の全構成要素を実装する回路基板で，両者は
一体となって本発明に係るインバータ装置を構成する。
105R,105S,105Tは商用周波電源より三相電力（R,S,T
相）を装置に誘導する入力側導線,106U,106V,106Wは装
置内で再変換された三相電力（U,V,W相）を外部負荷へ
向けて送出する出力側導線で，その機能及び役割は第５
図に示すものと変わりない。103は商用周波数の三相電
力を直流電力に変換する交直コンバータ,104は前記交直
コンバータ103より直流電力の供給を受け，これを希望
の周波数の三相電力に再変換するインバータ本体で，そ
の出力周波数は外部より供給されるスイッチング周波数
により定まる（詳細は図示せず）。107及び108は分路コ
ンデンサ回路網で，第２図（ａ），（ｂ）に示す通り，
各導線間を夫々接続する分路コンデンサCrs,Cst,Ctr（C
uv,Cvw,Cwu）及び各導線−筐体（零電位点）を夫々接続
するCro,Cso,Cto（Cuo,Cvo,Cwo）により構成される。10
9R,109S,109Tは夫々入力側導線105R,105S,105Tに直列に
接続されたノーマルモードチョークコイル，同様に110
U,110V,110Wもノーマルモードチョークコイルで，出力
側導線106U,106V,106Wに夫々直列に接続される。103−1
07間,107−109R〜Ｔ間及び104−108間,108−110U〜Ｖの
間隔は極力短縮し，同時にこれらを接続する導線の長さ
も最短とすることが必要である。
相）を装置に誘導する入力側導線,106U,106V,106Wは装
置内で再変換された三相電力（U,V,W相）を外部負荷へ
向けて送出する出力側導線で，その機能及び役割は第５
図に示すものと変わりない。103は商用周波数の三相電
力を直流電力に変換する交直コンバータ,104は前記交直
コンバータ103より直流電力の供給を受け，これを希望
の周波数の三相電力に再変換するインバータ本体で，そ
の出力周波数は外部より供給されるスイッチング周波数
により定まる（詳細は図示せず）。107及び108は分路コ
ンデンサ回路網で，第２図（ａ），（ｂ）に示す通り，
各導線間を夫々接続する分路コンデンサCrs,Cst,Ctr（C
uv,Cvw,Cwu）及び各導線−筐体（零電位点）を夫々接続
するCro,Cso,Cto（Cuo,Cvo,Cwo）により構成される。10
9R,109S,109Tは夫々入力側導線105R,105S,105Tに直列に
接続されたノーマルモードチョークコイル，同様に110
U,110V,110Wもノーマルモードチョークコイルで，出力
側導線106U,106V,106Wに夫々直列に接続される。103−1
07間,107−109R〜Ｔ間及び104−108間,108−110U〜Ｖの
間隔は極力短縮し，同時にこれらを接続する導線の長さ
も最短とすることが必要である。
入出力側導線105R〜T,106U〜Ｗは共に３線式線路であ
る。周知の通り,3線式線路の伝送モードは，正相，逆相
及び零相モードに分解することができる。換言すれば,3
線式線路は前記３伝送モードを夫々伝送する正相，逆相
及び零相各回線の重量を考えることができ，これら各回
線の伝送特性は等価的に２線式線路模型に置換して考察
することができる。また，正相及び逆相回線に誘導され
る雑音は２線式線路でいえばノーマルモード雑音に対応
し，零相回線に誘導されるそれはコモンモード雑音に対
応する。
る。周知の通り,3線式線路の伝送モードは，正相，逆相
及び零相モードに分解することができる。換言すれば,3
線式線路は前記３伝送モードを夫々伝送する正相，逆相
及び零相各回線の重量を考えることができ，これら各回
線の伝送特性は等価的に２線式線路模型に置換して考察
することができる。また，正相及び逆相回線に誘導され
る雑音は２線式線路でいえばノーマルモード雑音に対応
し，零相回線に誘導されるそれはコモンモード雑音に対
応する。
縦続に接続される分路コンデンサ回路網とノモマルモ
ードチョークコイル群（107と109R〜Ｔ及び108と110U〜
Ｗ）の等価回路は前述の各伝送モード（または各伝送回
線）について夫々第３図に示すような形となる。周知の
通り，第３図は逆Ｌ形回路低域通過フィルタを示し，動
作減衰量は周波数の上昇と共に急速に増加する。即ち，
前記縦続接続回路は,3条の導線に沿って伝播しようとす
る全モード成分に対し，効果的なラインフィルタとして
機能する。即ち,109R〜Ｔ及び110U〜Ｗにはノーマルモ
ードチョークコイルの名称を付したが，これらはコモン
モードチョークコイルとしても有効に機能するものであ
る。
ードチョークコイル群（107と109R〜Ｔ及び108と110U〜
Ｗ）の等価回路は前述の各伝送モード（または各伝送回
線）について夫々第３図に示すような形となる。周知の
通り，第３図は逆Ｌ形回路低域通過フィルタを示し，動
作減衰量は周波数の上昇と共に急速に増加する。即ち，
前記縦続接続回路は,3条の導線に沿って伝播しようとす
る全モード成分に対し，効果的なラインフィルタとして
機能する。即ち,109R〜Ｔ及び110U〜Ｗにはノーマルモ
ードチョークコイルの名称を付したが，これらはコモン
モードチョークコイルとしても有効に機能するものであ
る。
前述した通り，分路コンデンサ回路網107及び108は夫
々交直コンバータ103及びインバータ本体104は至近の位
置にあり，これらを結ぶ導線も極めて短いため，電磁波
ノイズの高次高調波成分は低いインピーダンスで効果的
にバイパスされる。残余の高次高調波成分は至近の位置
にあるノーマルモードチョークコイル109R〜Ｔ及び110U
〜Ｗにより効果的に阻止される。このように各回路素子
間の配線距離が著しく短縮しているため，高次高調波成
分についても回路状態は充分な精度をもって第３図によ
り近似させることができ，論理的予想通りのフィルタ効
果を期待することができる。従って，第６図の構成と異
なり，電磁波ノイズを抑制し得る周波数帯域が比較的狭
い範囲に制限されることはなく，更にノイズのノーマル
モード成分についても満足な抑制効果が得られる。ま
た，装置全体が金属筐体により電磁的に遮蔽され，特に
第５図及び第６図の構成に見られる導線部の露出がない
ため，この部分の電磁波ノイズの輻射，誘導はなくな
る。また，回路基板とラインフィルタが一体的に構成さ
れ，同一筐体に収納されるため，専有容積が第５図及び
第６図の構成に較べ顕著に減少する。今後に期待される
インダクタンス素子及び静電容量素子の小型化技術の発
展により，前述の改善効果は一層顕著となり，装置の小
型化，経済化に寄与することができる。
々交直コンバータ103及びインバータ本体104は至近の位
置にあり，これらを結ぶ導線も極めて短いため，電磁波
ノイズの高次高調波成分は低いインピーダンスで効果的
にバイパスされる。残余の高次高調波成分は至近の位置
にあるノーマルモードチョークコイル109R〜Ｔ及び110U
〜Ｗにより効果的に阻止される。このように各回路素子
間の配線距離が著しく短縮しているため，高次高調波成
分についても回路状態は充分な精度をもって第３図によ
り近似させることができ，論理的予想通りのフィルタ効
果を期待することができる。従って，第６図の構成と異
なり，電磁波ノイズを抑制し得る周波数帯域が比較的狭
い範囲に制限されることはなく，更にノイズのノーマル
モード成分についても満足な抑制効果が得られる。ま
た，装置全体が金属筐体により電磁的に遮蔽され，特に
第５図及び第６図の構成に見られる導線部の露出がない
ため，この部分の電磁波ノイズの輻射，誘導はなくな
る。また，回路基板とラインフィルタが一体的に構成さ
れ，同一筐体に収納されるため，専有容積が第５図及び
第６図の構成に較べ顕著に減少する。今後に期待される
インダクタンス素子及び静電容量素子の小型化技術の発
展により，前述の改善効果は一層顕著となり，装置の小
型化，経済化に寄与することができる。
当然のことながら，第３図の中のＬ及びＣは，同図の
回路の遮断周波数が電磁波ノイズのスペクトラムの最低
成分（基本波成分）よりも低くなるように設定すべきで
あるが，分路コンデンサ回路網及びノーマルモードチョ
ークコイルを交互に多段縦続接続することにより，第４
図に示すような多段梯子型のノイズフィルタを実現する
ことができ，更に良好な電磁波ノイズ抑制効果を実現す
ることができる。
回路の遮断周波数が電磁波ノイズのスペクトラムの最低
成分（基本波成分）よりも低くなるように設定すべきで
あるが，分路コンデンサ回路網及びノーマルモードチョ
ークコイルを交互に多段縦続接続することにより，第４
図に示すような多段梯子型のノイズフィルタを実現する
ことができ，更に良好な電磁波ノイズ抑制効果を実現す
ることができる。
尚，第１図は入出力側の電力は共に三相電力として描
かれているが，相数は三相に限定されるものではなく，
単相または他の相数（例えば，四相，六相等）であって
も本発明は適用可能であり，また，入力側及び出力側の
相数が異なる場合（例えば入力側三相，出力側四相）に
ついても同様に適用可能である。
かれているが，相数は三相に限定されるものではなく，
単相または他の相数（例えば，四相，六相等）であって
も本発明は適用可能であり，また，入力側及び出力側の
相数が異なる場合（例えば入力側三相，出力側四相）に
ついても同様に適用可能である。
また，上記実施例中，コンデンサ回路網を△結線を用
いて説明しているが,Y結線として構成しても良い。Ｙ結
線にコンデンサ回路網を構成したとしても，△結線の場
合と効果は同じであり，加えて耐圧的に半分で済み，コ
モンモードのコンデンサが１個で済むという利点があ
る。
いて説明しているが,Y結線として構成しても良い。Ｙ結
線にコンデンサ回路網を構成したとしても，△結線の場
合と効果は同じであり，加えて耐圧的に半分で済み，コ
モンモードのコンデンサが１個で済むという利点があ
る。
以上のように，この発明によれば，交直変換手段，イ
ンバータ本体，入出力側のフィルタ手段を同一の金属筐
体内に収納し，フィルタ手段は，入出力側の各導線間及
び各導線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導
線に夫々直列に接続されたチョークコイル群との縦続接
続により構成し，且つ前記入力側及び出力側のフィルタ
手段は夫々交直変換手段及びインバータ本体至近の位置
に配置する構成としたので，電磁波ノイズの高次高調波
成分を低いインピーダンスでバイパスすることができ，
残余の成分及び低次高周波成分の漏洩をチョークコイル
群で効果的に阻止することができる。また，装置全体を
小型化し，専有容積を減少することができるため，装置
を経済化し，また使用上の便宜も改善される。
ンバータ本体，入出力側のフィルタ手段を同一の金属筐
体内に収納し，フィルタ手段は，入出力側の各導線間及
び各導線−筐体間を接続する分路コンデンサ群及び各導
線に夫々直列に接続されたチョークコイル群との縦続接
続により構成し，且つ前記入力側及び出力側のフィルタ
手段は夫々交直変換手段及びインバータ本体至近の位置
に配置する構成としたので，電磁波ノイズの高次高調波
成分を低いインピーダンスでバイパスすることができ，
残余の成分及び低次高周波成分の漏洩をチョークコイル
群で効果的に阻止することができる。また，装置全体を
小型化し，専有容積を減少することができるため，装置
を経済化し，また使用上の便宜も改善される。
また，交直変換手段，インバータ本体，入出力側のフ
ィルタの手段を同一の金属筐体内に収納するため，交直
変換手段およびインバータ本体と入出力側フィルタ手段
間の配線等から空間に出力される放射雑音を抑制するこ
とができる。
ィルタの手段を同一の金属筐体内に収納するため，交直
変換手段およびインバータ本体と入出力側フィルタ手段
間の配線等から空間に出力される放射雑音を抑制するこ
とができる。
また，同一金属筐体内において，交直変換手段と入出
力側フィルタ手段およびインバータ本体と出力側フィル
タ手段を，それぞれ至近に配置するため，分路コンデン
サのリードインダクタンス分が減少し，電磁波ノイズの
高次高調波成分を低インピーダンスでバイパスすること
が可能になるほか，入出力側の分路コンデンサを交直変
換手段およびインバータ本体に至近配置し，その外側に
チョークコイルを設けたため，電磁波ノイズは装置内に
おいて循環しやすくなり，外部への漏洩を効果的に阻止
することができる。
力側フィルタ手段およびインバータ本体と出力側フィル
タ手段を，それぞれ至近に配置するため，分路コンデン
サのリードインダクタンス分が減少し，電磁波ノイズの
高次高調波成分を低インピーダンスでバイパスすること
が可能になるほか，入出力側の分路コンデンサを交直変
換手段およびインバータ本体に至近配置し，その外側に
チョークコイルを設けたため，電磁波ノイズは装置内に
おいて循環しやすくなり，外部への漏洩を効果的に阻止
することができる。
さらに，分路コンデンサ群およびチョークコイル群を
交互に多段縦続接続する構成を採用したため，フィルタ
手段に多段梯子形の広帯域のフィルタ機能を付与するこ
とができ，満足のいく漏洩電磁波抑制効果を上げること
ができる。
交互に多段縦続接続する構成を採用したため，フィルタ
手段に多段梯子形の広帯域のフィルタ機能を付与するこ
とができ，満足のいく漏洩電磁波抑制効果を上げること
ができる。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明によるインバータ装置の構成を示す説
明図，第２図は分路コンデンサ回路網の構成を示す説明
図，第３図はラインフィルタの各伝送モードについての
等価回路を示す説明図，第４図は分路コンデンサ回路網
及びノーマルモードチョークコイルの多段縦続接続より
成るラインフィルタの等価回路を示す説明図，第５図は
入出力側に夫々ラインフィルタと接続された従来のイン
バータ装置の構成を示す説明図，第６図は従来のインバ
ータ装置の構成を示す説明図，第７図は高次高調波につ
いての，第６図の構成の等価回路を示す説明図である。 図において， 101……金属製筐体、102……回路基板 103……交直コンバータ 104……インバータ本体 105R,105S,105T……入力側導線 106U,106V,106W……出力側導線 107,108……分路コンデンサ回路網 109R,109S,109T……入力側ノーマルモードチョークコイ
ル 110U,110V,110W……出力側ノーマルモードチョークコイ
ル なお，図中，同一符号は同一，又は相当部分を示す。
明図，第２図は分路コンデンサ回路網の構成を示す説明
図，第３図はラインフィルタの各伝送モードについての
等価回路を示す説明図，第４図は分路コンデンサ回路網
及びノーマルモードチョークコイルの多段縦続接続より
成るラインフィルタの等価回路を示す説明図，第５図は
入出力側に夫々ラインフィルタと接続された従来のイン
バータ装置の構成を示す説明図，第６図は従来のインバ
ータ装置の構成を示す説明図，第７図は高次高調波につ
いての，第６図の構成の等価回路を示す説明図である。 図において， 101……金属製筐体、102……回路基板 103……交直コンバータ 104……インバータ本体 105R,105S,105T……入力側導線 106U,106V,106W……出力側導線 107,108……分路コンデンサ回路網 109R,109S,109T……入力側ノーマルモードチョークコイ
ル 110U,110V,110W……出力側ノーマルモードチョークコイ
ル なお，図中，同一符号は同一，又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】商用周波数の三相電力を直流電力に変換す
る交直変換手段と，前記交直変換手段により変換された
直流電力を所定周波数の三相電力に再変換する直交変換
手段と，前記交直変換手段と直交変換手段から出力され
る電磁波雑音の漏洩を阻止するフィルタ手段とを有し，
前記交直変換手段，直交変換手段およびフィルタ手段が
同一の金属筐体内に収納されたインバータ装置におい
て， 前記フィルタ手段が，インバータ装置の電源側と負荷側
にそれぞれ配置され，入力側および出力側の各導線間お
よび各導線と筐体間に各々接続された分路コンデンサ群
と，チョークコイル群とを交互に多段縦続接続して構成
され，且つ，前記交直変換手段と直交変換手段の至近の
位置に配置され， 前記交直変換手段および直交変換手段の至近に前記分路
コンデンサ群を配置すると共に，前記分路コンデンサ群
の外側に前記チョークコイル群を配置することにより，
前記分路コンデンサ群とチョークコイル群とが交互に多
段縦続接続されることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】前記分路コンデンサ群において，ノーマル
モードのコンデンサはU,V,W相およびR,S,T相にそれぞれ
Δ型に配置し，コモンモードのコンデンサは前記各相と
アース間にＹ型に配置したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283697A JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283697A JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03145929A JPH03145929A (ja) | 1991-06-21 |
| JP2719012B2 true JP2719012B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=17668909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1283697A Expired - Fee Related JP2719012B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2719012B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003164112A (ja) * | 2001-11-20 | 2003-06-06 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ付きモータ |
| CN101557112A (zh) * | 2008-04-08 | 2009-10-14 | 刘金岭 | 电力滤波补偿节能设备用控制装置 |
| JP5377573B2 (ja) * | 2011-05-31 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5437313B2 (ja) | 2011-05-31 | 2014-03-12 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5377574B2 (ja) * | 2011-05-31 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5377575B2 (ja) | 2011-05-31 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5437314B2 (ja) | 2011-05-31 | 2014-03-12 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5437312B2 (ja) | 2011-05-31 | 2014-03-12 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6177409A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-21 | Sharp Corp | ノイズフイルタ |
| JPH01117663A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置用ノイズフィルタ |
| JPH01270795A (ja) * | 1988-04-22 | 1989-10-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置 |
-
1989
- 1989-10-31 JP JP1283697A patent/JP2719012B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03145929A (ja) | 1991-06-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |