JP2717329B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバ−タInfo
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- JP2717329B2 JP2717329B2 JP3244560A JP24456091A JP2717329B2 JP 2717329 B2 JP2717329 B2 JP 2717329B2 JP 3244560 A JP3244560 A JP 3244560A JP 24456091 A JP24456091 A JP 24456091A JP 2717329 B2 JP2717329 B2 JP 2717329B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチグレギュレ−
タとその給電方式に係り、特に、高周波動作、かつ、小
型化に好適なＤＣ／ＤＣコンバ−タに関する。
タとその給電方式に係り、特に、高周波動作、かつ、小
型化に好適なＤＣ／ＤＣコンバ−タに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来回路は、例えば、社団法人電子通信
情報学会発行の電子通信情報学会技術研究報告（電子通
信電源技術） ＰＥ８２−２９他に記載のものがある。
従来回路の例を図７に示し、以下、概略を説明をする。
本回路は、典型的なフルブリッジ構成のコンバ−タ回路
である。１，２，３，４はトランジスタ、５はトラン
ス、６，７，８はコンデンサ、９はチョ−クコイル、１
０，１１はダイオ−ドである。直流電源電圧Ｅｉを印加
した状態において、トランジスタ１，４、トランジスタ
２，３の対ア−ムペアを交互にオン、オフすると、トラ
ンス５の１次巻線ｎ１に矩形波状の交流電圧が誘起され
る。すると、トランス５の２次巻線ｎ２にはトランス５
の巻数比で変換された矩形波状の交流電圧を発生する。
この交流電圧は、ダイオ−ド１０，１１により整流さ
れ、チョ−クコイル９、コンデンサ１０から構成したフ
ィルタ−回路により平滑され、直流出力電圧Ｅｏを得る
様動作する。また、ここで、コンデンサ７は、トランジ
スタ１，２，３，４のスイッチングスピ−ドのバラツキ
などが原因となって生じるトランス５の偏磁防止用のコ
ンデンサであり、トランス５と直列接続されているの
で、負荷電流Ｉｏと同じリプル電流が流れる。
情報学会発行の電子通信情報学会技術研究報告（電子通
信電源技術） ＰＥ８２−２９他に記載のものがある。
従来回路の例を図７に示し、以下、概略を説明をする。
本回路は、典型的なフルブリッジ構成のコンバ−タ回路
である。１，２，３，４はトランジスタ、５はトラン
ス、６，７，８はコンデンサ、９はチョ−クコイル、１
０，１１はダイオ−ドである。直流電源電圧Ｅｉを印加
した状態において、トランジスタ１，４、トランジスタ
２，３の対ア−ムペアを交互にオン、オフすると、トラ
ンス５の１次巻線ｎ１に矩形波状の交流電圧が誘起され
る。すると、トランス５の２次巻線ｎ２にはトランス５
の巻数比で変換された矩形波状の交流電圧を発生する。
この交流電圧は、ダイオ−ド１０，１１により整流さ
れ、チョ−クコイル９、コンデンサ１０から構成したフ
ィルタ−回路により平滑され、直流出力電圧Ｅｏを得る
様動作する。また、ここで、コンデンサ７は、トランジ
スタ１，２，３，４のスイッチングスピ−ドのバラツキ
などが原因となって生じるトランス５の偏磁防止用のコ
ンデンサであり、トランス５と直列接続されているの
で、負荷電流Ｉｏと同じリプル電流が流れる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記の従来技術による
コンバ−タ回路を小形化する場合、高周波動作をさせる
ことが最も有効である。しかし、高周波動作をするに従
ってスイッチング素子のスピ−ドのバラツキが顕著にな
り、通常数１０ｋＨZ以上のスイッチング周波数では、
回路、実装条件のバラツキも加わり、トランスの偏磁が
発生する。これを防止するため、トランスと直列にコン
デンサを接続し、直流電圧を吸収している。しかし、コ
ンデンサはトランスと直列に接続されているので、負荷
電流Ｉｏと同じリプル電流が流れるため、コンデンサの
サイズアップが必要となる。特に、電子装置用コンバ−
タのように低電圧、大電流を必要とするコンバ−タは、
高周波動作をさせることにより、コンデンサのリプル電
流に対する責務が増大し、小形化が困難になるという問
題点がある。本発明の目的は、前記従来技術の問題点を
解決し、コンバ−タの高周波動作を容易にし、小形化し
たＤＣ／ＤＣコンバ−タ回路を提供することにある。
コンバ−タ回路を小形化する場合、高周波動作をさせる
ことが最も有効である。しかし、高周波動作をするに従
ってスイッチング素子のスピ−ドのバラツキが顕著にな
り、通常数１０ｋＨZ以上のスイッチング周波数では、
回路、実装条件のバラツキも加わり、トランスの偏磁が
発生する。これを防止するため、トランスと直列にコン
デンサを接続し、直流電圧を吸収している。しかし、コ
ンデンサはトランスと直列に接続されているので、負荷
電流Ｉｏと同じリプル電流が流れるため、コンデンサの
サイズアップが必要となる。特に、電子装置用コンバ−
タのように低電圧、大電流を必要とするコンバ−タは、
高周波動作をさせることにより、コンデンサのリプル電
流に対する責務が増大し、小形化が困難になるという問
題点がある。本発明の目的は、前記従来技術の問題点を
解決し、コンバ−タの高周波動作を容易にし、小形化し
たＤＣ／ＤＣコンバ−タ回路を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、電圧源
と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列体を有
し、かつ、各々の中点をトランスを介して接続するハー
フブリッジコンバータを２組設け、この２組のハーフブ
リッジコンバータにおけるコンデンサの直列体の中点同
士および各々の出力端同士を互いに接続し、各ハーフブ
リッジコンバータを各々逆位相で動作させることによ
り、達成できる。ここで、コンデンサを抵抗との直列体
により構成し、主スイッチのサージ電圧を吸収する。ま
た、主スイッチを同一の半導体チップまたはモジュール
に構成し、前記主スイッチの素子の特性を揃え、スイッ
チングスピードのバラツキを低減する。また、主スイッ
チの動作タイミングを２組ある一方のコンバータの上下
いずれかのアームと他方のコンバータの反対のアームを
同時にオンし、しかるのち、２組ある一方のコンバータ
のアームをオフし、ディレーを設けた後、他方のコンバ
ータのアームをオフする。さらに、本発明の目的は、入
力電圧源と、入力電圧源を分圧するコンデンサの直列体
の中点より、逆位相で動作する２組のハーフブリッジコ
ンバータを接続し、かつ、各コンバータの出力端同士を
互いに接続し、各ハーフブリッジコンバータを各々逆位
相で動作させることにより、達成できる。
と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列体を有
し、かつ、各々の中点をトランスを介して接続するハー
フブリッジコンバータを２組設け、この２組のハーフブ
リッジコンバータにおけるコンデンサの直列体の中点同
士および各々の出力端同士を互いに接続し、各ハーフブ
リッジコンバータを各々逆位相で動作させることによ
り、達成できる。ここで、コンデンサを抵抗との直列体
により構成し、主スイッチのサージ電圧を吸収する。ま
た、主スイッチを同一の半導体チップまたはモジュール
に構成し、前記主スイッチの素子の特性を揃え、スイッ
チングスピードのバラツキを低減する。また、主スイッ
チの動作タイミングを２組ある一方のコンバータの上下
いずれかのアームと他方のコンバータの反対のアームを
同時にオンし、しかるのち、２組ある一方のコンバータ
のアームをオフし、ディレーを設けた後、他方のコンバ
ータのアームをオフする。さらに、本発明の目的は、入
力電圧源と、入力電圧源を分圧するコンデンサの直列体
の中点より、逆位相で動作する２組のハーフブリッジコ
ンバータを接続し、かつ、各コンバータの出力端同士を
互いに接続し、各ハーフブリッジコンバータを各々逆位
相で動作させることにより、達成できる。
【０００５】
【作用】課題を解決するための手段を用いれば、一方の
ハーフブリッジコンバータのアームが動作すると、その
負荷電流はトランスを介し、コンデンサの直列体の中点
に充電電流または放電電流として流れ、同時にもう一方
のハーフブリッジコンバーダの対アームが動作するの
で、コンデンサの直列体の中点には逆の放電電流または
充電電流が流れ、結果的には、コンデンサの充放電電流
はキャンセルされ、コンデンサの直列体の中点には、主
スイッチの素子、他部品、回路、実装のバラツキの要素
によるトランスの偏磁に起因する電流しか流れない。そ
のため、コンデンサには、負荷電流Ｉｏと同じリプル電
流が流れることはない。従って、コンデンサのリプル電
流に対する責務及び容量を小さく押さえることができ
る。これにより、コンデンサを小形化にすることができ
る。また、コンデンサの直列体のコンデンサ部をコンデ
ンサと抵抗の直列体で構成すれば、主スイッチのサージ
電圧を吸収する回路を兼備することができ、小形化が実
現できる。また、主スイッチを同一の半導体チップまた
はモジュールに構成することによって、主スイッチの素
子の特性を揃え、部品、回路、実装のバラツキを低減す
ることができる。これにより、トランスの偏磁を低減す
ることができ、コンデンサのリプル電流に対する責務及
び容量を小さく押さえることができる。その結果、スイ
ッチングスピードのバラツキを低減することができ、コ
ンデンサの小形化が実現できる。また、２組ある一方の
コンバータの上下いずれかのアームと他方のコンバータ
の反対のアームを同時にオンし、しかる後、２組ある一
方のコンバータのアームをオフし、ディレーを設けた
後、他方のコンバータのアームをオフさせ、コンデンサ
の直列体の双方のコンデンサを交互に０Ｖ〜直流電源電
圧Ｅｉの間で充放電させることにより、主スイッチがタ
ーンオンまたはターンオフ時に印加する電圧を低下ない
し０Ｖでスイッチングする様に実施すれば、主スイッチ
をソフトスイッチングまたはゼロボルトスイッチングを
することが可能であり、高周波化を図ることができる。
また、入力電圧源と、その入力電圧源を分圧するコンデ
ンサの直列体の中点より、逆位相で動作する２組のハー
フブリッジコンバータへ給電する構成を用いれば、コン
デンサの直列体を外部で一括して配置することができる
ので、コンバータを小形化することができる。
ハーフブリッジコンバータのアームが動作すると、その
負荷電流はトランスを介し、コンデンサの直列体の中点
に充電電流または放電電流として流れ、同時にもう一方
のハーフブリッジコンバーダの対アームが動作するの
で、コンデンサの直列体の中点には逆の放電電流または
充電電流が流れ、結果的には、コンデンサの充放電電流
はキャンセルされ、コンデンサの直列体の中点には、主
スイッチの素子、他部品、回路、実装のバラツキの要素
によるトランスの偏磁に起因する電流しか流れない。そ
のため、コンデンサには、負荷電流Ｉｏと同じリプル電
流が流れることはない。従って、コンデンサのリプル電
流に対する責務及び容量を小さく押さえることができ
る。これにより、コンデンサを小形化にすることができ
る。また、コンデンサの直列体のコンデンサ部をコンデ
ンサと抵抗の直列体で構成すれば、主スイッチのサージ
電圧を吸収する回路を兼備することができ、小形化が実
現できる。また、主スイッチを同一の半導体チップまた
はモジュールに構成することによって、主スイッチの素
子の特性を揃え、部品、回路、実装のバラツキを低減す
ることができる。これにより、トランスの偏磁を低減す
ることができ、コンデンサのリプル電流に対する責務及
び容量を小さく押さえることができる。その結果、スイ
ッチングスピードのバラツキを低減することができ、コ
ンデンサの小形化が実現できる。また、２組ある一方の
コンバータの上下いずれかのアームと他方のコンバータ
の反対のアームを同時にオンし、しかる後、２組ある一
方のコンバータのアームをオフし、ディレーを設けた
後、他方のコンバータのアームをオフさせ、コンデンサ
の直列体の双方のコンデンサを交互に０Ｖ〜直流電源電
圧Ｅｉの間で充放電させることにより、主スイッチがタ
ーンオンまたはターンオフ時に印加する電圧を低下ない
し０Ｖでスイッチングする様に実施すれば、主スイッチ
をソフトスイッチングまたはゼロボルトスイッチングを
することが可能であり、高周波化を図ることができる。
また、入力電圧源と、その入力電圧源を分圧するコンデ
ンサの直列体の中点より、逆位相で動作する２組のハー
フブリッジコンバータへ給電する構成を用いれば、コン
デンサの直列体を外部で一括して配置することができる
ので、コンバータを小形化することができる。
【０００６】
【実施例】以下、本発明による実施例を図面により詳細
に説明する。まず、図１に本発明による基本回路を示
す。図１において、１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂは
主スイッチであるＭＯＳＦＥＴであり、１１ａ，１２ａ
及び１１ｂ，１２ｂは直列接続する。１５ａ，１５ｂは
トランス、１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂはコンデ
ンサであり、ＭＯＳＦＥＴ同様直列接続し、その中点
は、各々トランス１５ａ，１５ｂを介し、ＭＯＳＦＥＴ
の中点と接続し、スイッチング回路１４ａ，１４ｂを構
成する。また、コンデンサ１６ａ，１９ａの接続点と、
１６ｂ，１７ｂの接続点とは互いに接続する。１８ａ，
１８ｂはコンデンサ、１９ａ，１９ｂはチョークコイ
ル、１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂはダイオ
ードであり、センタータップ方式の整流平滑回路を構成
する。また、１３は入力電圧源Ｅｉである。この様な回
路構成において、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ及び１１
ｂ，１２ｂアームを交互にオン、オフすると、トランス
１５ａ，１５ｂの１次巻線ｎ１に矩形波状の交流電圧が
誘起される。すると、トランス１５ａ，１５ｂの２次巻
線ｎ２にもトランスの巻数比で変換された矩形波状の交
流電圧が発生する。この交流電圧は前記センタータップ
方式の整流平滑回路によって、整流、平滑され、直流出
力電圧Ｅｏを得る様動作する。ここで、スイッチング回
路１４ａ，１４ｂを逆位相で動作させる。例えば、ＭＯ
ＳＦＥＴにより１１ａ，１２ｂを同時にオン、オフさせ
るとすると、入力電圧源１３より供給された負荷電流
は、ＭＯＳＦＥＴ１１ａからトランス１５ａを介し、ト
ランス２次側に電力を供給する。同時にこの負荷電流
は、コンデンサ１７ａの充電電流となり、電流の一巡ル
ープができる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１２ｂもＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａに同期してオン、オフしているので、コンデ
ンサ１７ａの充電電流は放電電流として、コンデンサ１
６ａ，１７ａの接続点を経由してコンデンサ１６ｂ，１
７ｂの接続点に流れ、トランス１５ｂを介し、トランス
２次側に電力を供給する。つまり、コンデンサ１７ａ，
１７ｂに理想的にはリプル電流が流れることはない。し
たがって、コンデンサの容量並びに耐リプル電流の小さ
い品種を選定することができ、コンバータを小形にする
ことができる。また、本回路構成では、部品実装を対称
に配置すると、ダイオード１１０ａ，１１１ａ，１１０
ｂ，１１１ｂ，ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ，１１ｂ，
１２ｂより発生するスパイクノイズを打ち消す様に動作
するので、電磁雑音、漏洩電流を低減できるだけでな
く、電子装置などに適用する低電圧、大電流コンバータ
に対しては、整流平滑回路における負荷電流をスイッチ
ング回路１４ａ，１４ｂによって、半分に分担するの
で、トランス２次側の転流重なり期間を半分にすること
ができ、電力変換効率が上昇し、コンバータの高周波動
作が容易になる。
に説明する。まず、図１に本発明による基本回路を示
す。図１において、１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂは
主スイッチであるＭＯＳＦＥＴであり、１１ａ，１２ａ
及び１１ｂ，１２ｂは直列接続する。１５ａ，１５ｂは
トランス、１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂはコンデ
ンサであり、ＭＯＳＦＥＴ同様直列接続し、その中点
は、各々トランス１５ａ，１５ｂを介し、ＭＯＳＦＥＴ
の中点と接続し、スイッチング回路１４ａ，１４ｂを構
成する。また、コンデンサ１６ａ，１９ａの接続点と、
１６ｂ，１７ｂの接続点とは互いに接続する。１８ａ，
１８ｂはコンデンサ、１９ａ，１９ｂはチョークコイ
ル、１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂはダイオ
ードであり、センタータップ方式の整流平滑回路を構成
する。また、１３は入力電圧源Ｅｉである。この様な回
路構成において、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ及び１１
ｂ，１２ｂアームを交互にオン、オフすると、トランス
１５ａ，１５ｂの１次巻線ｎ１に矩形波状の交流電圧が
誘起される。すると、トランス１５ａ，１５ｂの２次巻
線ｎ２にもトランスの巻数比で変換された矩形波状の交
流電圧が発生する。この交流電圧は前記センタータップ
方式の整流平滑回路によって、整流、平滑され、直流出
力電圧Ｅｏを得る様動作する。ここで、スイッチング回
路１４ａ，１４ｂを逆位相で動作させる。例えば、ＭＯ
ＳＦＥＴにより１１ａ，１２ｂを同時にオン、オフさせ
るとすると、入力電圧源１３より供給された負荷電流
は、ＭＯＳＦＥＴ１１ａからトランス１５ａを介し、ト
ランス２次側に電力を供給する。同時にこの負荷電流
は、コンデンサ１７ａの充電電流となり、電流の一巡ル
ープができる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ１２ｂもＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａに同期してオン、オフしているので、コンデ
ンサ１７ａの充電電流は放電電流として、コンデンサ１
６ａ，１７ａの接続点を経由してコンデンサ１６ｂ，１
７ｂの接続点に流れ、トランス１５ｂを介し、トランス
２次側に電力を供給する。つまり、コンデンサ１７ａ，
１７ｂに理想的にはリプル電流が流れることはない。し
たがって、コンデンサの容量並びに耐リプル電流の小さ
い品種を選定することができ、コンバータを小形にする
ことができる。また、本回路構成では、部品実装を対称
に配置すると、ダイオード１１０ａ，１１１ａ，１１０
ｂ，１１１ｂ，ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ，１１ｂ，
１２ｂより発生するスパイクノイズを打ち消す様に動作
するので、電磁雑音、漏洩電流を低減できるだけでな
く、電子装置などに適用する低電圧、大電流コンバータ
に対しては、整流平滑回路における負荷電流をスイッチ
ング回路１４ａ，１４ｂによって、半分に分担するの
で、トランス２次側の転流重なり期間を半分にすること
ができ、電力変換効率が上昇し、コンバータの高周波動
作が容易になる。
【０００７】図２は、本発明の第２の実施例を示す回路
図である。図１におけるコンデンサ１６ａ，１７ａ，１
６ｂ，１７ｂと直列に抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２
７ｂを接続したものである。通常、コンバ−タ回路を高
周波動作させると、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ，１１
ｂ，１２ｂ及びトランス１５ａ，１５ｂにスパイクノイ
ズが発生し、素子の破損をひき起こしたり、過大な電磁
雑音を発生させ、電子装置などを誤動作させたりすると
いう問題が生じる。このスパイクノイズを吸収する様に
設けた部分がコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７
ｂと抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂの直列体であ
る。従って、本発明の第２の実施例を用いると、コンバ
−タ回路の高周波動作が可能である。
図である。図１におけるコンデンサ１６ａ，１７ａ，１
６ｂ，１７ｂと直列に抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２
７ｂを接続したものである。通常、コンバ−タ回路を高
周波動作させると、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ａ，１１
ｂ，１２ｂ及びトランス１５ａ，１５ｂにスパイクノイ
ズが発生し、素子の破損をひき起こしたり、過大な電磁
雑音を発生させ、電子装置などを誤動作させたりすると
いう問題が生じる。このスパイクノイズを吸収する様に
設けた部分がコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７
ｂと抵抗２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂの直列体であ
る。従って、本発明の第２の実施例を用いると、コンバ
−タ回路の高周波動作が可能である。
【０００８】図３は、本発明の第３の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、理想的にはコンデンサにリプ
ル電流が流れることはないが、部品、回路、実装のバラ
ツキが生じると、トランスの偏磁を補正するためにコン
デンサ１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂにリプル電流
が流れる。本回路は、部品、回路、実装のバラツキの
内、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグスピ−ドのバラツキが大
きく、これを抑制するための実施例である。すなわち、
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂおよび１２ａ，１１ｂを同
一の半導体チップＡ，Ｂ各々に組み込むことによって、
主スイッチの素子の特性を揃え、スイッチグスピ−ドの
バラツキを低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ
１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂを全て同一の半導体チ
ップに組み込めば、一層、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することが可能である。この様
に第３の実施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することができるので、コンデ
ンサにリプル電流を低減できる。従って、本発明の第３
の実施例を用いると、コンバ−タ回路の高周波動作が可
能である。
図である。本回路構成は、理想的にはコンデンサにリプ
ル電流が流れることはないが、部品、回路、実装のバラ
ツキが生じると、トランスの偏磁を補正するためにコン
デンサ１６ａ，１７ａ及び１６ｂ，１７ｂにリプル電流
が流れる。本回路は、部品、回路、実装のバラツキの
内、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグスピ−ドのバラツキが大
きく、これを抑制するための実施例である。すなわち、
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂおよび１２ａ，１１ｂを同
一の半導体チップＡ，Ｂ各々に組み込むことによって、
主スイッチの素子の特性を揃え、スイッチグスピ−ドの
バラツキを低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ
１１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂを全て同一の半導体チ
ップに組み込めば、一層、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することが可能である。この様
に第３の実施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのスイッチグス
ピ−ドのバラツキを抑制することができるので、コンデ
ンサにリプル電流を低減できる。従って、本発明の第３
の実施例を用いると、コンバ−タ回路の高周波動作が可
能である。
【０００９】図４ａは、本発明の第４の実施例を示す回
路図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例と同
一であるが、ＭＯＳＦＥＴの動作タイミングが異なる。
これを、図４ｂに示す。まず、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１
２ｂを同時にオンし、トランス２次側に電力を供給す
る。時刻ｔ１においてＭＯＳＦＥＴ１２ｂをオフする。
すると、トランス１５ａ，１５ｂのＭＯＳＦＥＴ１１ａ
がオンしているため、コンデンサ１７ａ，１７ｂが充電
され、入力電源１３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇す
る。時刻ｔ２においてＭＯＳＦＥＴ１１ａをオフする
と、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位は入力電源電圧Ｅｉに
なっているので、タ−ンオフ時にスイッチング損失は発
生しない。次に、時刻ｔ３においてＭＯＳＦＥＴ１２
ａ，１１ｂを同時にオンする。すると、今度はＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂのソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉになっ
ているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は発生せ
ず、トランス２次側に電力を供給する。さらに、時刻ｔ
４においてＭＯＳＦＥＴ１１ｂオフすると、前記と同
様、コンデンサ１６ａ，１６ｂが充電され、入力電源１
３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇する。ここでＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂをオフすると、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位
は、入力電源電圧Ｅｉになっているので、タ−ンオフ時
にスイッチング損失は発生しない。次に、初期状態とし
て、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂを同時にオンすると、
ＭＯＳＦＥＴ１１ｂソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉ
になっているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は
発生せず、動作させることができる。この様に第４の実
施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのオフ時の動作タイミング
を非同期で制御し、コンデンサの直列体の電圧を交互に
０Ｖ〜直流電源電圧Ｅｉの間で充放電させることによ
り、ＭＯＳＦＥＴをソフトスイッチングまたはゼロボル
トスイッチングをすることとなり、タ−ンオン時または
タ−ンオフ時のスイッチング損失をなくすことが可能で
あり、コンバ−タの高周波化を達成することができる。
路図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例と同
一であるが、ＭＯＳＦＥＴの動作タイミングが異なる。
これを、図４ｂに示す。まず、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１
２ｂを同時にオンし、トランス２次側に電力を供給す
る。時刻ｔ１においてＭＯＳＦＥＴ１２ｂをオフする。
すると、トランス１５ａ，１５ｂのＭＯＳＦＥＴ１１ａ
がオンしているため、コンデンサ１７ａ，１７ｂが充電
され、入力電源１３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇す
る。時刻ｔ２においてＭＯＳＦＥＴ１１ａをオフする
と、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位は入力電源電圧Ｅｉに
なっているので、タ−ンオフ時にスイッチング損失は発
生しない。次に、時刻ｔ３においてＭＯＳＦＥＴ１２
ａ，１１ｂを同時にオンする。すると、今度はＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂのソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉになっ
ているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は発生せ
ず、トランス２次側に電力を供給する。さらに、時刻ｔ
４においてＭＯＳＦＥＴ１１ｂオフすると、前記と同
様、コンデンサ１６ａ，１６ｂが充電され、入力電源１
３の電源電圧の電圧Ｅｉまで上昇する。ここでＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂをオフすると、ＭＯＳＦＥＴのソ−スの電位
は、入力電源電圧Ｅｉになっているので、タ−ンオフ時
にスイッチング損失は発生しない。次に、初期状態とし
て、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ，１２ｂを同時にオンすると、
ＭＯＳＦＥＴ１１ｂソ−スの電位は、入力電源電圧Ｅｉ
になっているので、タ−ンオン時にスイッチング損失は
発生せず、動作させることができる。この様に第４の実
施例によれば、ＭＯＳＦＥＴのオフ時の動作タイミング
を非同期で制御し、コンデンサの直列体の電圧を交互に
０Ｖ〜直流電源電圧Ｅｉの間で充放電させることによ
り、ＭＯＳＦＥＴをソフトスイッチングまたはゼロボル
トスイッチングをすることとなり、タ−ンオン時または
タ−ンオフ時のスイッチング損失をなくすことが可能で
あり、コンバ−タの高周波化を達成することができる。
【００１０】図５は、本発明の第５の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例におけ
るコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体
を一括してコンデンサ１６，１７として配置し、入力電
圧源１３と、その入力電圧源を分圧するコンデンサ１
６，１７の中点より、逆位相で動作する２組のハ−フブ
リッジコンバ−タに給電する構成にしてある。この構成
において、回路動作は、本発明の第１の実施例と同様で
あり、コンデンサ１６，１７に流れるリプル電流は非常
に小さく、本発明の第１の実施例におけるコンデンサ１
６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデンサ１６，１７
として、集約することができる。この様に第５の実施例
によれば、コンデンサの直列体を１箇所に集約できるの
でコンバ−タを小形化することができる。
図である。本回路構成は、本発明の第１の実施例におけ
るコンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体
を一括してコンデンサ１６，１７として配置し、入力電
圧源１３と、その入力電圧源を分圧するコンデンサ１
６，１７の中点より、逆位相で動作する２組のハ−フブ
リッジコンバ−タに給電する構成にしてある。この構成
において、回路動作は、本発明の第１の実施例と同様で
あり、コンデンサ１６，１７に流れるリプル電流は非常
に小さく、本発明の第１の実施例におけるコンデンサ１
６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデンサ１６，１７
として、集約することができる。この様に第５の実施例
によれば、コンデンサの直列体を１箇所に集約できるの
でコンバ−タを小形化することができる。
【００１１】図６は、本発明の第６の実施例を示す回路
図である。本回路構成は、交流商用電源を整流平滑して
できた直流電圧源１３と本発明の第１の実施例における
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体を
集約したコンデンサ１６，１７からなる整流ユニット６
３および前記整流ユニットの出力より給電される複数の
コンバ−タ６１，６２より構成される。電子計算機シス
テムなど電子装置システムの電源部となっている。回路
動作は、本発明の第１の実施例と同様であり、複数のコ
ンバ−タが存在してもコンデンサ１６，１７に流れるリ
プル電流は非常に小さいため、本発明の第１の実施例の
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデン
サ１６，１７として、整流ユニット６３へ集約すること
ができる。この様に第６の実施例によれば、電子計算機
システムなどの電源部の様に複数のコンバ−タが存在し
ても、コンデンサを１箇所に集約できるので、電源部を
小形化することができる。
図である。本回路構成は、交流商用電源を整流平滑して
できた直流電圧源１３と本発明の第１の実施例における
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂの直列体を
集約したコンデンサ１６，１７からなる整流ユニット６
３および前記整流ユニットの出力より給電される複数の
コンバ−タ６１，６２より構成される。電子計算機シス
テムなど電子装置システムの電源部となっている。回路
動作は、本発明の第１の実施例と同様であり、複数のコ
ンバ−タが存在してもコンデンサ１６，１７に流れるリ
プル電流は非常に小さいため、本発明の第１の実施例の
コンデンサ１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１７ｂはコンデン
サ１６，１７として、整流ユニット６３へ集約すること
ができる。この様に第６の実施例によれば、電子計算機
システムなどの電源部の様に複数のコンバ−タが存在し
ても、コンデンサを１箇所に集約できるので、電源部を
小形化することができる。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧源と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列
体を設け、各々の中点をトランスを介して接続するコン
バータを２組用意し、コンデンサの直列体の中点同士お
よび各々の出力端同士を互いに接続し、各々逆位相で動
作させることによって、コンデンサのリプル電流を小さ
く押さえることができ、また、スパイクノイズを打ち消
す様に動作するので、電磁雑音、漏洩電流を低減でき
る。さらに、電子装置などに適用する低電圧、大電流コ
ンバータに対して、整流平滑回路における負荷電流を半
分に分担することができるので、トランス２次側の転流
重なり期間を半分にすることが可能となり、電力変換効
率が向上し、コンバータの高周波動作が可能になる。ま
た、コンデンサ部をコンデンサと抵抗の直列体により構
成し、主スイッチのサージ電圧を吸収する回路を兼備す
ることによって、サージ電圧を低減すると共に前記同様
コンバータの高周波動作が可能となる。また、主スイッ
チを同一の半導体チップに組み込み、または、モジュー
ルに構成することによって、主スイッチの素子の特性を
揃え、部品、回路、実装のバラツキを低減することがで
き、これにより、トランスの偏磁を低減することがで
き、コンデンサのリプル電流に対する責務及び容量を小
さく押さえることができる。その結果、スイッチングス
ピードのバラツキを低減することができ、コンデンサの
小形化が実現できる。また、主スイッチの動作タイミン
グを調整することによって、主スイッチをソフトスイッ
チングまたはゼロボルトスイッチングをすることが可能
であり、高周波化を図ることができる。また、入力電圧
源と、その入力電圧源を分圧するコンデンサの中点よ
り、逆位相で動作する２組のハーフブリッジコンバータ
へ給電する方式を採用すれば、コンデンサの直列体を一
括して配置することが可能であり、コンバータを小形化
することができる。
電圧源と並列にコンデンサの直列体と主スイッチの直列
体を設け、各々の中点をトランスを介して接続するコン
バータを２組用意し、コンデンサの直列体の中点同士お
よび各々の出力端同士を互いに接続し、各々逆位相で動
作させることによって、コンデンサのリプル電流を小さ
く押さえることができ、また、スパイクノイズを打ち消
す様に動作するので、電磁雑音、漏洩電流を低減でき
る。さらに、電子装置などに適用する低電圧、大電流コ
ンバータに対して、整流平滑回路における負荷電流を半
分に分担することができるので、トランス２次側の転流
重なり期間を半分にすることが可能となり、電力変換効
率が向上し、コンバータの高周波動作が可能になる。ま
た、コンデンサ部をコンデンサと抵抗の直列体により構
成し、主スイッチのサージ電圧を吸収する回路を兼備す
ることによって、サージ電圧を低減すると共に前記同様
コンバータの高周波動作が可能となる。また、主スイッ
チを同一の半導体チップに組み込み、または、モジュー
ルに構成することによって、主スイッチの素子の特性を
揃え、部品、回路、実装のバラツキを低減することがで
き、これにより、トランスの偏磁を低減することがで
き、コンデンサのリプル電流に対する責務及び容量を小
さく押さえることができる。その結果、スイッチングス
ピードのバラツキを低減することができ、コンデンサの
小形化が実現できる。また、主スイッチの動作タイミン
グを調整することによって、主スイッチをソフトスイッ
チングまたはゼロボルトスイッチングをすることが可能
であり、高周波化を図ることができる。また、入力電圧
源と、その入力電圧源を分圧するコンデンサの中点よ
り、逆位相で動作する２組のハーフブリッジコンバータ
へ給電する方式を採用すれば、コンデンサの直列体を一
括して配置することが可能であり、コンバータを小形化
することができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図
【図５】本発明の第５の実施例を示す回路図
【図６】本発明の第６の実施例を示す回路図
【図７】従来技術の第１の例を示す回路図
１，２，３，４ トランジスタ ５，１５ａ，１５ｂ トランス ６，７，８，１６，１７，１６ａ，１７ａ，１６ｂ，１
７ｂ，１８ａ，１８ｂコンデンサ ９，１９ａ，１９ｂ チョ−クコイル １０，１１，１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂ
ダイオ−ド １１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂ ＭＯＳＦＥＴ １３ 入力電圧源 １４ａ，１４ｂ スイッチング回路 ２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂ 抵抗 ６１，６２ コンバ−タ回路 ６３ 整流ユニット
７ｂ，１８ａ，１８ｂコンデンサ ９，１９ａ，１９ｂ チョ−クコイル １０，１１，１１０ａ，１１１ａ，１１０ｂ，１１１ｂ
ダイオ−ド １１ａ，１２ａ，１１ｂ，１２ｂ ＭＯＳＦＥＴ １３ 入力電圧源 １４ａ，１４ｂ スイッチング回路 ２６ａ，２７ａ，２６ｂ，２７ｂ 抵抗 ６１，６２ コンバ−タ回路 ６３ 整流ユニット
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−179161（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−99922（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−91660（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−178558（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−184266（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−194585（ＪＰ，Ｕ)
Claims (5)
- 【請求項１】 電圧源と並列にコンデンサの直列体と主
スイッチの直列体を有し、かつ、各々の中点をトランス
を介して接続するハーフブリッジコンバータを２組設
け、この２組のハーフブリッジコンバータにおけるコン
デンサの直列体の中点同士および各々の出力端同士を互
いに接続し、各ハーフブリッジコンバータを各々逆位相
で動作させることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１において、コンデンサを抵抗と
の直列体により構成し、主スイッチのサージ電圧を吸収
することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、主ス
イッチを同一の半導体チップまたはモジュールに構成
し、前記主スイッチの素子の特性を揃え、スイッチング
スピードのバラツキを低減することを特徴とするＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、主スイッチの動作タイミングを２組ある一方のコン
バータの上下いずれかのアームと他方のコンバータの反
対のアームを同時にオンし、しかるのち、２組ある一方
のコンバータのアームをオフし、ディレーを設けた後、
他方のコンバータのアームをオフすることを特徴とする
ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 入力電圧源と、入力電圧源を分圧するコ
ンデンサの直列体の中点より、逆位相で動作する２組の
ハーフブリッジコンバータを接続し、かつ、各コンバー
タの出力端同士を互いに接続し、各ハーフブリッジコン
バータを各々逆位相で動作させることを特徴とするＤＣ
／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244560A JP2717329B2 (ja) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3244560A JP2717329B2 (ja) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564441A JPH0564441A (ja) | 1993-03-12 |
| JP2717329B2 true JP2717329B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=17120532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3244560A Expired - Lifetime JP2717329B2 (ja) | 1991-08-29 | 1991-08-29 | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2717329B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6038148A (en) * | 1998-12-11 | 2000-03-14 | Ericsson, Inc. | Self-driven synchronous rectification scheme |
| CN100401628C (zh) * | 2006-06-07 | 2008-07-09 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | 高压开关电源的dc/dc变换拓扑电路 |
| JP5183418B2 (ja) * | 2008-10-20 | 2013-04-17 | 株式会社オーディオテクニカ | ファントム電源装置 |
| JP5867459B2 (ja) | 2013-07-08 | 2016-02-24 | トヨタ自動車株式会社 | 電力システム |
| DE102018213039A1 (de) * | 2018-08-03 | 2019-08-08 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Gleichspannungswandler |
| JP7225930B2 (ja) * | 2019-03-05 | 2023-02-21 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63194585U (ja) * | 1987-06-04 | 1988-12-14 |
-
1991
- 1991-08-29 JP JP3244560A patent/JP2717329B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0564441A (ja) | 1993-03-12 |
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