JP2716701B2 - ハイブリッド回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、入力端子、出力端子及び入出力端子を有す
るハイブリッド回路であって、少なくとも１個の信号ト
ランジスタと、関連する信号トランジスタと一緒に電流
増倍器として回路内に組みこまれた少なくとも１個の補
助トランジスタと、関連する信号トランジスタと一緒に
回路内に組みこまれたインピーダンス回路とを具え、こ
のインピーダンス回路内の１つの接続点を当該ハイブリ
ッド回路の出力端子に接続し、このインピーダンス回路
は補助トランジスタの増倍係数に関連する所定の総合イ
ンピーダンスを有して当該ハイブリッド回路が線路整合
条件を満足するよう構成されたハイブリッド回路に関す
るものである。 上述のタイプのハイブリッド回路はドイツ国特許出願
公告第2829392号から既知である。 これから既知の能動ハイブリッド回路は対称に設計す
ることができ、この場合には２個の軸対称の半部から成
るものとすることができる。この既知の能動ハイブリッ
ド回路は更に信号路中にNPNトランジスタのみを含むよ
う設計することができ、その結果として現在の技術水準
では信号路中にPNPトランジスタを含む場合より高い限
界周波数を得ることができる。 対称構成の既知のハイブリッド回路の場合、各半部は
２個の信号トランジスタを具え、一方信号トランジスタ
をハイブリッド回路の入力端子及び入出力端子と負電源
ラインとの間に接続すると共に電流増倍器としてスイッ
チされる補助トランジスタを具える回路内に挿入し（こ
の補助トランジスタの増倍係数は１より小）、他方の信
号トランジスタをハイブリッド回路の出力端子及び入出
力端子と正電源ラインとの間に接続すると共にインピー
ダンス回路を具える回路内に組込み、このインピーダン
ス回路網は最も簡単な例では２個の抵抗の直列接続で構
成し、特に第１の抵抗をこの信号トランジスタのコレク
タと正電源ラインとの間に挿入すると共に線路抵抗の半
分に相当する値（例えば300オーム）にし、他方の抵抗
をこの信号トランジスタのベースとコレクタとの間に接
続すると共に線路抵抗の半分の値を前記増倍係数から１
だけ減少した値の逆数倍した値に等しくして線路整合の
要件を満足させている。しかし、ハイブリッド回路の出
力端子における入力信号のクロストークを避けるため
に、インピーダンス回路の前記抵抗は直接相互接続しな
いでコレクタが正電源ラインに接続された追加のトラン
ジスタのベース−エミッタ接合を介して相互接続されて
いる。 既知のハイブリッド回路の目的はハイブリッド回路の
入力端子における全信号電流を線路に伝送することにあ
り、この目的は、少なくとも線路への伝送に関しては、
電流増幅（分割）及びインピーダンス変成により達成さ
れる。既知のハイブリッド回路の他の利点は比較的簡単
に容易に集積し得ると共に電流消費が小さい点にある。 高い限界周波数の利点に加えて上述の利点は、係るハ
イブリッド回路を例えばビューデータシステム用の集積
モデム回路内に挿入する必要があるときに重要である。 しかし、斯る用途においては電流消費又は消散をでき
るだけ最低にする必要があるだけでなく、特に線路から
の直流胸腔システムの場合には所要供給電圧もできるだ
け最低にする必要があり、例えば約20mWの総合有効電力
及び約4.5〜8Vの総合有効供給電圧にする必要がある。 しかし、あいにく既知のハイブリッド回路、特にその
実施例では、電源ライン間に直列に且つトーテムポール
構成に接続された所要のトランジスタの各々が約0.7ボ
ルトのダイオード電圧（ベース／エミッタ電圧）を必要
とするためにこの要件を満足させることができない。 本発明の目的は所要のダイオード電圧でむだになる電
源電圧が最低になるようにした新規な思想に基づくハイ
ブリッド回路を提供することにある。 本発明は頭書に記載したタイプのハイブリッド回路に
おいて、前記インピーダンス回路をハイブリッド回路の
入出力端子と少なくとも１個の見かけの接地点との間に
接続すると共にハイブリッド回路の入力端子に接続され
たもう１つの接続点を有するものとし、且つ前記信号ト
ランジスタを関連する見かけの接地点と、関連する電源
ラインとの間に接続し、且つ同一の増倍係数を有する２
個の補助トランジスタをそれぞれの電源ラインとハイブ
リッド回路の入出力端子との間に接続すると共に少なく
とも１個の信号トランジスタを有する電流ミラー回路内
に組み込み、インピーダンス回路内の接続点で区分され
る部分インピーダンスをハイブリッド平衡条件が満足さ
れるように選択してあることを特徴とする。 言い換えれば、本発明は必ずしも軸対称にする必要が
なくユニバーサル結合を有するものとすることができる
能動対称平衡ハイブリッド回路を提供するもので、この
ハイブリッド回路は各半部内に双方向伝送線路接続用の
入出力端子と、送信機接続用の入力端子と、受信機接続
用の出力端子と、ハイブリッド回路の入出力端子と好ま
しくは１個の見かけの接地点との間に接続されたインピ
ーダンス回路であってハイブリッド回路の入力端子と出
力端子にそれぞれ接続された分岐点を有するインピーダ
ンス回路（例えば抵抗回路）と、見かけの接地点と電源
ラインとの間に接続された好ましくは１個の信号トラン
ジスタと、ハイブリッド回路の入出力端子とそれぞれの
電源ラインとの間にそれぞれ接続された１より大きい増
倍係数を有する電流増倍器としてのトランジスタであっ
て好ましくは当該半部の信号トランジスタを含む電流ミ
ラー回路内に挿入された２個の補助トランジスタとを具
え（上記の好ましい場合には２個の補助トランジスタを
相補形とし）、前記抵抗回路を線路整合条件とハイブリ
ッド平衡条件の双方を満足するよう設定したものであ
り、このことは抵抗回路の総合インピーダンス、即ちハ
イブリッド回路の入出力端子と見かけの接地点との間の
直列接続抵抗の抵抗値と、補助トランジスタの増倍係数
と、線路インピーダンス、特にハイブリッド回路の入出
力端子に接続される伝送線路の線路抵抗値とを伝送線路
から見たハイブリッド回路の入出力抵抗値が線路抵抗値
に等しくなるように、もっと一般的に言うと、ハイブリ
ッド回路の入出力端子のインピーダンスが線路インピー
ダンスの共役複素数になるように定めると共に、ハイブ
リッド回路の入出力端子、出力端子、入力端子及び見か
けの接地点相互間の抵抗回路の部分抵抗値をハイブリッ
ド回路の入力端子の信号がハイブリッド回路の出力端子
に現われないように定めることを意味する。 上述したように、本発明の好適例においては、２個の
トランジスタを相補形にする。この場合、信号路内にPN
Pトランジスタが存在することになるが、現在の技術状
態ではその限界周波数がNPNトランジスタの限界周波数
に近づいてきており、本例の場合にはハイブリッド回路
の各半部において両補助トランジスタはフル電圧スイン
グ駆動時に無視し得るほど小さなコレクタ−エミッタ電
圧を示すために最低の電源電圧を必要とするものになる
という利点が得られる。 他の好適例においては、信号路内にNPNトランジスタ
のみを使用し、両半部の結合を既知のハイブリッド回路
と同様に軸対称にする。しかし、各半部につき１個の信
号トランジスタを用い、この単一信号トランジスタを同
一半部の２個の補助トランジスタと電流ミラー回路内に
組み込む。 ハイブリッド回路の入出力端子と出力端子との間の抵
抗の抵抗値は補助トランジスタの増倍係数に比例するた
め、この抵抗をハイブリッド回路の入出力端子の抵抗値
が例えば５％の最大公差以内になる条件を満足する外部
抵抗として設計するのが好ましい。 整合抵抗を見かけの抵抗として簡単に設計することに
より低電力消費が得られる、カットオフ周波数が高い、
回路構成が簡単である利点に加えて、本発明ハイブリッ
ド回路の他の利点は、回路を平衡させることができると
共にＡ級駆動することができ、且つ総合電流消費を時間
的に不変して電源ラインを経るクロストークを阻止する
ことができ、且つ回路を極めてリニアにすることができ
る点にある。また、電源電圧及び電源電流をバイポーラ
ハイブリッド回路を１個以上のI²L層と積層することに
より更に良好に利用することが可能になる。２〜4mA
（V.23）の最大電源電流を設定することができ、またこ
の電流を外部抵抗で制限することができる。 図面につき本発明を説明する。 第１図は本発明による軸対称ハイブリッド回路の半部
を示す。この半部は２個の相補信号トランジスタT_s1,T
_s2及び２個の相補補助トランジスタT_h1,T_h2を具え、PNP
トランジスタT_s1及びT_h1のベースを演算増幅器A₁の出力
端子に一緒に接続すると共にこれらトランジスタのエミ
ッタを正電源ラインV₁に接続する。NPNトランジスタT_s2
及びT_h2のベースを同様に一緒に演算増幅器A₂の出力端
子に接続すると共にそれらのエミッタを負電源ラインV₂
に接続する。 補助トランジスタT_h1,T_h2のコレクタをハイブリッド
回路のこの半部の入出力端子I/Oに一緒に接続する。こ
の入出力端子I/Oは他の半部の入出力端子の線路変成器
（図示せず）の一方の巻線を経て接続することができ、
この線路変成器の他方の巻線を伝送線路に接続すること
ができる。 信号トランジスタT_s1のコレクタを演算増幅器A₁の非
反転入力端子に接続し、演算増幅器A₁の反転入力端子を
僅かに正の直流バイアス＋dEを有すると共に信号に対し
接地された端子（“０＋dE"で示してある）に接続し、
信号トランジスタT_s2のコクレタを演算増幅器A₂の非反
転入力端子に接続し、この演算増幅器A₂の反転入力端子
を僅かに負の直流バイアス−dEを有すると共に信号に対
し接地された端子（“０−dE"で示してある）に接続す
る。演算増幅器A₁及びA₂の機能の結果として信号トラン
ジスタT_s1,T_s2のコレクタが見かけ上接地され、即ちコ
レクタの電圧がアース電位になるが、電流はアースに流
れることはできない。 換言すれば、信号トランジスタT_s1及びT_s2は実質的に
はダイオードとして接続され、関連する補助トランジス
タT_h1及びT_h2と電流ミラー回路を構成し、信号トランジ
スタT_s1及びT_s2のコレクタ電流を等しくせしめる。補助
トランジスタT_h1及びT_h2は電流増幅器として接続され、
例えば補助トランジスタT_h1及びT_h2のエミッタライン内
に、信号トランジスタT_s1及びT_s2のエミッタライン内の
エミッタ抵抗（図示せず）のｎ分の１のエミッタ抵抗が
存在する結果としてその電流増倍係数が信号トランジス
タのｎ倍になり、これを図中にそれぞれ１^＊及びｎ^＊で
示してある）。実際にはこれは補助トランジスタT_h1,T
_h2と信号トランジスタT_s1,T_s2のエミッタ面積を相違さ
せること又はこの手段と上述の手段との組合せにより精
密に実現することができる。 このハイブリッド回路半部の入出力端子I/Oと補助ト
ランジスタT_h1,T_h2のコレクタとの接続点と、信号トラ
ンジスタT_s1のコレクタと演算増幅器A₁の非反転入力端
子との接続点及び信号トランジスタT_s2のコレクタと演
算増幅器A₂との非反転入力端子との接続点との間にイン
ピーダンス回路を挿入する。このインピーダンス回路
は、図示の実施例では、抵抗回路R₁,R₂,R₃と、３個の小
抵抗のＴ形接続とを具え、このＴ形接続は並列分枝に挿
入された２個の小抵抗の2dRと直列分枝に挿入された１
個の小抵抗−dRを有し、後者の小抵抗−dRの遊端は抵抗
回路の抵抗R₃に接続し、前者の小抵抗2dRの遊端は信号
トランジスタT_s1,T_s2のコレクタと演算増幅器A₁,A₂の非
反転入力端子との接続点にそれぞれ接続する。抵抗−dR
と抵抗R₃との接続点をＢで示し、ハイブリッド回路半部
の入力端子Ｉを抵抗R₂とR₃との接続点に接続し、その出
力端子Ｏを抵抗R₁とR₂との接続点に接続する。実際上の
理由のためにR₃−dR＞０とする。 平衡状態では演算増幅器A₁の動作によって小直流電圧
＋dEが信号トランジスタT_s1のコレクタに供給される。
同様に小直流電圧−dEが信号トランジスタT_s2のコレク
タに供給される。従って、零入力電流Ｊ＝2dE/4dRがト
ランジスタT_h1のコレクタから信号トランジスタT_s2のコ
レクタへと流れ、且つ補助トランジスタT_h1,T_h2の係数
のｎの結果として零入力電流nJが補助トランジスタT_h1
のコレクタから補助トランジスタT_h1のコレクタへと流
れる。 ｎ＞＞１の場合、最大の電流消費が補助トランジスタ
T_h1,T_h2内で生ずる。信号電流i_Lが入出力端子I/Oに流入
するものとすると、補助トランジスタT_h1内を流れる電
流は約nJ−i_L/2になると共に補助トランジスタT_h2内を
流れる電流はnJ＋i_L/2になる。 第１図に示すハイブリッド回路半部に対しては線路電
流i_Lが入出力端子I/Oに流入するものと仮定したため、
この電流i_Lは他方の半部の入出力端子から流れてくるた
め、この他方の半部に対しては補助トランジスタT_h1に
対する他方の半部内の補助トランジスタを流れる電流は
nJ＋i_L/2になると共に補助トランジスタT_h2に対応する
他方の半部内の補助トランジスタを流れる電流はnJ−i_L
/2になる。 従って、全ハイブリッド回路の総合電流消費は信号電
流i_Lと無関係に２（ｎ＋１）Ｊになる。全ハイブリッド
回路における時間的に不変の電流消費の結果として、集
積回路内の電源ラインはかなりの抵抗値を持ち得ること
により生じ得る同一の電源ラインにより給電される他の
回路へのクロストークが避けられる。 トランジスタT_h1及びT_h2は負電流を処理し得ない。こ
のためこれらトランジスタの電源電流nJをni/2のピーク
値より大きくする必要がある。大きなｎに対してはniが
線路電流i_Lに略々等しいという条件が成立する。線路電
流i_Lは送信機から入来する部分i_Ltと受信機への部分i_Lr
から成る。次の条件： 2nj＞（i_Lt＋i_Lr）のピーク値 を成り立たせる必要がある。更に、電源ラインV₁及びV₂
間の電源電圧は線路電圧V₁のピーク値の２倍より大きく
する必要がある。前記電源電圧がＥの場合、次の条件： Ｅ＞（V_Lr−V_Lt）のピーク値 を成り立たせる必要がある。 最悪の場合にはV.23標準規格に従う１ミリワット、60
0オームの伝送線路上の総合最大信号レベルに対して0.5
ミリワットの送信電力と、0.5ミリワットの受信電力が
関連するため、i_Lt＋i_Lrのピーク値は20〜３ミリアンペ
アの平方根であると共にV_Lt−V_Lrのピーク値は2.4ボル
トの平方根であり、全ハイブリッド回路に対する理論的
に最小の電力消費はになる。 次に、本発明ハイブリッド回路の実施例に対する線路
整合条件を計算する。 i_t＝i_r＝０であるものとすると、第１図に示す半部の
入出力端子I/Oに流入する電流i_Lは抵抗回路R₁,R₂,R₃に
電流ｉを生じ、この電流は信号トランジスタT_s1,T_s2を
流れる電流i/2に分岐し、補助トランジスタT_h1,T_h2に電
流ni/2を流れせしめる。入出力端子I/Oにキルヒホック
の法則を適用すると、i_L＝n_i/2＋n_i/2＋ｉ＝（ｎ＋１）
ｉになる。信号トランジスタT_s1,T_s2のコレクタは見か
けのアースであるため、抵抗2drを互いに並列に接続
し、この並列回路を抵抗−dRと直列に接続すると正味の
抵抗値は０オームになる。直列接続抵抗の総合抵抗値異
をR₁＋R₂＋R₃＝R_totとし、入出力端子I/O上の信号電圧
をv_Lとし、入出力端子I/Oに接続された線路変成器によ
り線路抵抗が見かけ上接地された1/2線路抵抗値R_L/2に
変換されるものとすると、 v_L＝iR_tot＝R_L/2・i_L＝R_L/2×（ｎ＋１）ｉ が成り立ち、これから、 R_tot＝（ｎ＋１）R_L/2（線路整合条件） になる。 本発明ハイブリッド回路においては平衡状態において
帰還のためNI正しい成端インピーダンスを構成する見か
けのインピーダンスの結果として、電子的手段により伝
送中平衡状態での消散損失が最小になる。 次に、便宜上、入力端子Ｉの信号電流i_tは出力端子Ｏ
に信号電圧０を生じるものとして、ハイブリッド平衡条
件を計算する。入力端子Ｉの信号電流i_tは抵抗R₂及びR₃
のために第１図に示すように部分信号電流i₂及びi₃に分
岐し、これら部分信号電流に対しては が成り立つ。 同様に入出力端子I/Oは半線路抵抗R_L/2を経て見かけ
上アースされるものとする。入力端子Ｉの送信電流i_tは
出力端子Ｏから０に等しい信号電流i_rを生ずるものと仮
定してあるため信号電流i₂はR₂及びR₁を経て流れる。こ
の結果次の等式が成り立つ。 i_L・R_L/2＝i₂・R₁ 部分信号電流i₃はR₃を経て信号トランジスタT_s1,T_s2
へと等しく分岐する結果、これらの等しく分岐された部
分信号電流のｎ倍の電流が補助トランジスタT_h1,T_h2に
生ずるため、 i_L＝ni₃/2＋ni₃/2−i₂ が成立する。 従って、次式が成立する。 R_L/2・（ni₃−i₂）＝R₁・i₂ 又は、 又は、 （nR₂−R₃）・R_L/2＝R₁・R₃（ハイブリッド平衡条件 R₂＝R₃の場合には、 （ｎ−１）・R_L/2＝R₁ になる。更に、R₂＝R₃＝R_L/2の場合には線路整合条件も
同時に満足される。 数値例としてR₂＝R₃＝R_L/2＝300オームと選択する
と、R₁＝（ｎ−１）・300オームになる。例えば、ｎ＝1
2の場合、R₁は3.3キロオームになる。先に考察したよう
に、抵抗R₁は外部抵抗として設計することができる。 相補補助トランジスタT_h1,T_h2の使用のために第１図
の設計の本発明ハイブリッド回路は電源ラインV₁及びV₂
の電圧差である電源電圧を必要とするが、この電圧差は
信号電圧V_Lのピーク値に補助トランジスタT_h1,T_h2のコ
レクタ−エミッタパスの飽和電圧（約100ミリボルトに
なり得る）の２倍の値を加えた値以上にする必要がある
だけである。 第１図の回路に基づく本発明による相補トランジスタ
を具えるハイブリッド回路のもっと実際的な例を第２図
につき以下に説明する。 第２図はハイブリッド回路全体を示し、本例ではその
両半部は軸対称でなくユニバーサル結合を構成すること
が明瞭に示されている。第１図の素子と対応する素子は
同一の符合で示してある。各半部内に直流電流源Ｓを設
けるこおにより第１図の抵抗−dR及び2dRを省略するこ
とができると共に、演算増幅器A₁及びA₂の反転入力端子
における小直流電圧dE及び−dEを不要にすることができ
る。右半部内の対応する素子は同一の符合にアクセント
記号を付して示してある。それぞれの結合トランジスタ
T_k及びT_k′を第２図に示すハイブリッド回路の両半部間
に延在させてある。 第１図に示す半部に対応する第２図に示すハイブリッ
ド回路の半部を以後左半部と称し、他方の半部を右半部
と称す。 i_t＝i_r＝０であるものとすると、左半部の入出力端子
I/Oに流入する信号電流i_Lは抵抗回路R₁,R₂,R₃を経て、
電流Ｊを供給する電流現Ｓと信号トランジスタT_s2のコ
レクタと演算増幅器A₂の非反転入力端子との接続点に流
れる電流ｉを生ずる。演算増幅器A₂の出力端子は信号ト
ランジスタT_s2のベースに接続され、その反転入力端子
は基準電圧（接地点）に接続され、この基準電圧には演
算増幅器A₁の反転入力端子も接続され、その非反転入力
端子は信号トランジスタT_s1のコレクタに接続され、そ
の出力端子は信号トランジスタT_s1のベースに接続され
る。このように接続された演算増幅器A₁,A₂により、信
号トランジスタT_s1,T_s2は実際上ダイオードとして接続
される。信号トランジスタT_s2のベースは補助トランジ
スタT_h2のベースに接続されと共に結合トランジスタT_k
のベースに接続される。この電流ミラー回路のために信
号トランジスタT_s2、補助トランジスタT_h2及び結合トラ
ンジスタT_kのコレクタ電流は比1:n:1の関係になる。同
様に、右半部の信号トランジスタT_s2′、補助トランジ
スタT_h2′及び結合トランジスタT_k′のコレクタ電流も
1:n:1の関係になる。更に、左半部の信号トランジスタT
_s1は右半部の結合トランジスタT_k′とユニバーサル結合
され、且つ演算増幅器A₁は殆んど何の電流も引き出さな
いため、そのコレクタは電流が結合トランジスタT_kのコ
レクタ電流に等しくなる。信号トランジスタT_s1は実際
上ダイオードとして接続され、そのベースは補助トラン
ジスタT_h1のベースに接続されているため電流ミラー回
路を構成し、補助トランジスタT_h1のコレクタ電流は信
号トランジスタT_s1のコレクタ電流のｎ倍になる。これ
がため、左半部の補助トランジスタT_h1及び信号トラン
ジスタT_s1と右半部の結合トランジスタT_k′、信号トラ
ンジスタT_s2′及び補助トランジスタT_k2′とから成る回
路は電流ミラー回路と言うことができる。同じことが左
半部の信号トランジスタT_s2、補助トランジスタT_h2及び
結合トランジスタT_kと右半部の信号トランジスタT_s1′
及び補助トランジスタT_h1′について言える。 第２図のハイブリッド回路は相補形に設計することが
でき、即ちPNPトランジスタをNPNトランジスタと、及び
その逆に置換することができる。 第１図と同様に、線路整合条件は次のように計算する
ことができ、 R_tot＝R₁＋R₂＋R₃＝（2n＋１）・R_L/2 ハイブリッド平衡条件は R_L/2・（2nR₂−R₃）＝R₁・R₃ になる。 R₂とR₃を等しくすると、両条件は R₁＝（2n−１）・R_L/2及びR₂＝R₃＝R_L/2の場合に満足
される。 次に軸対称ハイブリッド回路の好適例をい第３図につ
き説明する。第３図に示すように本例は信号路内にNPN
トランジスタのみを用いる。この場合限界周波数が高く
なるが電源電圧として１つのベース−エミッタ電圧分だ
け高い電圧を必要とする不利がある。第３図においても
第１図の素子と対応する素子は同一の符合で示してあ
る。 第３図のハイブリッド回路半部には単一の信号トラン
ジスタT_sを具え、そのコレクタは反転入力端子が基準電
圧（アース）に接続された演算増幅器Ａを経て見かけ上
接地され、この信号トランジスタT_sは、演算増幅器Ａの
非反転入力端子をこのトランジスタのコレクタに接続す
ると共にその出力端子をこのトランジスタのベースに接
続することにより実際上ダイオードとして接続する。こ
の信号トランジスタT_sは補助トランジスタT_h2と相まっ
て電流ミラー回路を構成し、補助トランジスタT_h2のコ
レクタ電流を信号トランジスタT_sの電流のｎ倍にする。
信号トランジスタT_sは補助トランジスタT_h2と電流ミラ
ー回路を構成するのみならず結合トランジスタT_kとも電
流ミラー回路を構成する。結合トランジスタT_kのコレク
タ電流は信号トランジスタT_sのコレクタ電流に等しい。
補助トランジスタT_h1及びT_h2と並列にトランジスタT_c1
及びT_c2をそれぞれ接続し、トランジスタT_c1をダイオー
ドとして接続する。結合トランジスタT_kのコレクタをト
ランジスタT_c1のコレクタに接続し、直流電流源S₂をこ
れらコレクタの接続点に接続し、電流2Jを供給する。電
流Ｊを供給する電流源S₁を抵抗回路R₁,R₂,R₃と信号トラ
ンジスタT_sのコレクタと演算増幅器Ａの非反転入力端子
との接続点に接続する。 第３図のハイブリッド回路半部の入出力端子I/Oに供
給される線路信号電流i_Lが抵抗回路R₁,R₂,R₃を流れる電
流ｉを生ずるものとし、且つi_r＝i_t＝０であるものとす
ると、電流ｉは信号トランジスタT_sを経て流れ、従って
結合トランジスタT_k及びトランジスタT_c2にも流れると
共に、電流niが補助トランジスタT_h2を経て流れる。結
合トランジスタT_kに電流ｉが流れると、トランジスタT
_c1にも電流ｉが流れ、この電流により電流niが補助トラ
ンジスタT_h1を経て流れる。換言すれば、補助トランジ
スタT_h1及びT_h2は電流ミラー回路内で信号トランジスタ
T_sに接続されることになる。 前述の実施例と同様に、線路整合条件は、 R_tot＝（2n＋３）・R_L/2 になる。 ハイブリッド平衡条件は、 （（2n＋２）R₂−R₃）・R_L/2＝R₁・R₃ になる。 ここでもR₂＝R₃とすると、これら２つの条件は R₁＝（2n＋１）・R_L/2及びR₂＝R₃＝R_L/2 の場合に満足される。 以上では1:1の線路出力変成比であるものとしたが、
異なる線路出力変成比に対しても最大線路信号電圧を電
源電圧に適応させることができる。この手段を実行する
ことにより他の変成比を線路整合及びハイブリッド平衡
条件のパラメータとして作用させることができる。1:m
の比においては第３図に対して次の条件 R₁＝m²（2n＋１）・R_L/2及びR₂＝R₃＝m²・R_L/2 が成り立つ。 第３図においては、電流源S₂がトランジスタT_c1に、
結合トランジスタT_kを及び従って信号トランジスタT_sを
流れる電流に相補関係の電流を供給せしめる。 第３図においても、電流増倍係数ｎが入出力端子I/O
に例えば300オームの見かけの入力抵抗値を与える。 第３図においては、入力端子Ｉの送信電流i_Lは、i_r＝
０の場合、入出力端子I/Oに、 に等しい線路電流を生じ、R₂＝R₃の場合には i_L＝（ｎ＋0.5）・i_t になる。 出力端子Ｏにおいて受信機により受信される信号電圧
V_rは に等しくなる。R₁＝（2n＋１）・R_L/2及びR₂＝R₃＝R_L/2
の場合には になる。 以上説明した本発明による集積可能な対称平衡ハイブ
リッド回路の実施例では説明を明瞭とするために信号ト
ランジスタのコレクタを見かけ上接地すると共にこれら
トランジスタを実際上ダイオードとして接続して電流ミ
ラー回路とするために演算増幅器を使用するものとし
た。しかし、斯かる演算増幅器の使用は必ずしも必要な
く、第4A〜Ｃ図につき以下に説明するように見かけの接
地点を当業者に明らかな方法により簡単に与えることが
できる。 第4A〜Ｃ図は第３図に対応し、対応する素子は同一の
符合で示してある。第３図と第4A図との差異は信号トラ
ンジスタT_sをダイオードとして接続し、且つ演算増幅器
ＡをPNPトランジスタT_vと置換し、このトランジスタの
ベースを基準電圧“0"（アース）に、そのコレクタをト
ランジスタT_s,T_k,T_c2及びT_h2のベースの共通接続点に、
そのエミッタを直流電流源S₁と抵抗R₃との接続点に接続
し、トランジスタT_sのコレクタをこの接続点に接続して
ない点にある。この第4A図の回路の欠点は、抵抗R₃と直
流電流源S₁とPNPトランジスタT_vのエミッタとの接続
点、このトランジスタT_vのベース−エミッタ電圧のため
に近似的にしか見かけの接地点を与えることができない
点にある。第4B及び第4C図は問題を解決したもので、第
4A図のPNPトランジスタT_vを複数個のトランジスタと場
合によりダイオードを用いてシュミレートしてある
（T_v）。第4B,4C図においてb,e及びｃはシュミレートし
たPNPトランジスタT_vのベース，エミッタ及びコレクタ
接続を示す。 第4A〜Ｃ図に示す回路の動作は当業者に明らかであ
り、これ以上説明しないが、これらの回路はもっと多く
の形態に設計することができる。 直流電流源S,S′,S₁及びS₂並びに図示されてない直流
電流源はPNPトランジスタとするのが好ましい。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の原理を説明するための本発明ハイブリ
ッド回路の一例の回路図、 第２図は本発明ハイブリッド回路の好適例の全体を示す
回路図、 第３図は本発明ハイブリッド回路の他の好適例の半部を
示す回路図、 第4A〜Ｃ図は第３図のハイブリッド回路の場合における
見かけ上の接地点の実現手段の３つの例を示す回路図で
ある。 T_s1,T_s2……信号トランジスタ T_h1,T_h2……補助トランジスタ A₁,A₂……演算増幅器 R₁,R₂,R₃……インピーダンス I/O……入出力端子 Ｉ……入力端子 Ｏ……出力端子 V₁,V₂……正及び負電源ライン S₁,S₂,S₃……電流源 T_k……結合トランジスタ T_c1,T_c2……トランジスタ

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．入力端子、出力端子及び入出力端子を有するハイブ
   リッド回路であって、少なくとも１個の信号トランジス
   タと、関連する信号トランジスタと一緒に回路内に組み
   こまれた電流増倍器として動作する少なくとも２個の補
   助トランジスタと、関連する信号トランジスタと一緒に
   回路内に組こまれたインピーダンス回路とを具え、この
   インピーダンス回路内の１つの接続点を当該ハイブリッ
   ド回路の出力端子に接続し、このインピーダンス回路は
   補助トランジスタの増倍係数に関連する所定の総合イン
   ピーダンスを有して当該ハイブリッド回路が線路整合条
   件を満足するよう構成されたハイブリッド回路におい
   て、前記インピーダンス回路をハイブリッド回路の入出
   力端子と少なくとも１個の見かけ上の接地点との間に接
   続すると共にハイブリッド回路の入力端子に接続された
   もう１つの接続点を有するものとし、且つ信号トランジ
   スタを関連する見かけ上の接地点と、関連する電源ライ
   ンとの間に接続し、且つ同一の増倍係数を有する２個の
   補助トランジスタをそれぞれの電源ラインとハイブリッ
   ド回路の入出力端子との間に接続すると共に少なくとも
   １個の信号トランジスタを有する電流ミラー回路内に組
   み込み、前記インピーダンス回路内の接続点で区分され
   る部分インピーダンスをハイブリッド平衡条件が満足さ
   れるように選択してあることを特徴とするハイブリッド
   回路。 ２．単一の信号トランジスタを具える特許請求の範囲１
   記載のハイブリッド回路において、前記インピーダンス
   回路をハイブリッド回路の入出力端子と単一の見かけ上
   の接地点との間に接続し、前記単一の信号トランジスタ
   をこの単一の見かけ上の接地点と第１の電源ラインとの
   間に接続し、この信号トランジスタを流れる電流に対し
   同一の増倍係数を有する２個の補助トランジスタを第１
   及び第２の電源ラインと、ハイブリッド回路の入出力端
   子との間にそれぞれ接続すると共に前記単一の信号トラ
   ンジスタを含む電流ミラー回路内に組み込んであること
   を特徴とするハイブリッド回路。 ３．２個の補助トランジスタは相補形てあることを特徴
   とする特許請求の多範囲１記載のハイブリッド回路。 ４．相補形の第１及び第２信号トランジスタを具える特
   許請求の範囲３記載のハイブリッド回路において、前記
   インピーダンス回路はハイブリッド回路の入出力端子と
   第１及び第２の見かけ上の接地点との間に接続し、第１
   及び第２信号トランジスタを第１及び第２の見かけ上の
   接地点と第１及び第２の電源ラインとの間にそれぞれ接
   続し、且つ第１及び第２信号トランジスタを流れる電流
   に対し同一の増倍係数を有する相補形の第１及び第２補
   助トランジスタを第１及び第２の電源ラインとハイブリ
   ッド回路の入出力端子との間にそれぞれ接続すると共に
   それぞれ第１及び第２信号トランジスタと電流ミラー回
   路内に組み込み，第１信号トランジスタと第１補助トラ
   ンジスタを同一の導電型にしてあることを特徴とするハ
   イブリッド回路。 ５．対称構成の特許請求の範囲３記載のハイブリッド回
   路において、各半部は当該半部の補助トランジスタの一
   方と電流ミラー回路内に組み込まれた信号トランジスタ
   を具え、この半部の他方の補助トランジスタは他方の半
   部の関連する信号トランジスタと電流ミラー回路内に組
   み込んであることを特徴とするハイブリッド回路。 ６．各々単一の信号トランジスタを有する第１及び第２
   半部を具える特許請求の範囲５記載のハイブリッド回路
   において、各半部内ではインピーダンス回路を当該半部
   の入出力端子と見かけ上の接地点との間に接続し、単一
   の信号トランジスタをこの見かけ上の接地点と第１電源
   ラインとの間に接続し、且つこの単一の信号トランジス
   タを流れる電流に対し同一の増倍係数を有する２個の補
   助トランジスタを第１及び第２電源ラインと当該半部の
   入出力端子との間にそれぞれ接続すると共に単一の信号
   トランジスタと電流ミラー回路内に組み込み、第１半部
   の単一信号トランジスタをこの半部の第１補助トランジ
   スタと第２半部の補助トランジスタを含む電流ミラー回
   路内に組み込み、第２半部の単一信号トランジスタをこ
   の半部の第１補助トランジスタと第１半部の第２補助ト
   ランジスタを含む電流ミラー回路内に組み込んであるこ
   とを特徴とするハイブリッド回路。