JP2708906B2 - ブラシレス直流モータの駆動制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多相ブラシレス直流同期モータに係り、特
にロータ（回転子）の位置検出のためのセンサを有しな
いブラシレス直流モータの駆動制御方法に関する。

〔従来の技術〕

この種のブラシレス直流モータは、回転子が停止して
いる状態で駆動電流を印加する起動時には、該回転子の
位置に応じて、その複数の電機子巻線（相巻線）に印加
する駆動電流の位相を決定し、所定の方向に回転子を動
かすためのトルク誘導磁束を発生させる必要がある。そ
して、回転子が回転を始めた後は上記磁束の向きを回転
子の位置に対応させて周期的に変えるための電機子巻線
に流す直流電流を順次切換えて加速し、ある回転数に達
した後は、回転子の回転速度を回転速度検出器により検
出し、この回転速度に応じて印加する駆動電流を制御し
定速回転を維持するように制御する。

上記起動時と加速時の回転トルクを効果的に発生させ
るために、該回転子の位置を検知し、回転子の位置に応
じて電機子巻線に印加する相電流を切換える手段とし
て、たとえばホール素子等のセンサを用い、その検出情
報で駆動電流の相の切換えを行うのが普通である。しか
し、このようなセンサを用いないで回転子の位置を検出
する，所謂センサレスの直流同期モータも提案されてい
る。

特開昭63-69489号公報には、上記のセンサレスの回転
子位置検出技術が開示されている。

上記公報に開示の従来技術は、モータの始動時、電機
子巻線のそれぞれの相に各一個のパルス電流を印加し、
この各パルス電流に応答するモータの電流を監視し、上
記各パルス電流に応答する特定のモータ電流の振幅が他
のモータ電流の振幅よりも大きい場合に、その大きい振
幅（最高振幅）のモータ電流に対応するパルス電流を印
加した巻線相の位置に回転子があると判断し、その電機
子巻線に当該モータを回転させる相の駆動電流を供給す
るようにしている。

このパルス電流の最高振幅の判断は、マイクロプロセ
ツサが用い、上記回転子位置の判断プロセスを該モータ
が所定の速度に達するまで繰り返す。所定速度に達した
後は、該モータの逆起電力を監視し、この逆起電力の大
きさで駆動電流の相切換時点を制御し、モータが全速度
（定格回転数）に達した後は回転部分に設けたサーボイ
ンデツクス（この公報開示のモータは磁気デイスクの回
転駆動モータであり、インデツクスはデイスクのセクタ
マーク）を読み取つて、この情報により上記全速度をフ
イードバツク制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来の技術においては、モータの始動から所定速
度に達するまでの制御，すなわち回転子の位置を検出す
るために採用されている技術は、各相に印加するパルス
電流に応答するモータ電流の振幅の大きさを検出し、そ
の最高振幅値を判断している。しかし、このパルス電流
の振幅値の変化は極めて小さく、また電源電圧の変動に
より振幅は変動してしまつたり、あるいは回転子が電機
子巻線間の中間位置に位置している場合は振幅値の変化
は更に小さくなつてしまつて駆動電流の相切換えが出来
なくなる、等の問題があつた。

本発明の目的は、上記従来技術の問題を解消し、ホー
ル素子等のセンサを用いることなく回転子の位置を正確
に検出して始動，加速を行い、全回転を最適に制御でき
るようにしたブラシレス直流モータの駆動制御方法を提
供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、モータをPWMによる高周波駆動を行うと
共に、始動時はこのPWM電流に対応するモータ電流の鋸
歯状波の傾斜変化を各相毎に監視し、この変化量に基づ
いて回転子の位置を検出し、検出結果により駆動電流の
相切換時点を決定する。そして、加速期間では加速テー
ブルを用いて加速を行い、所定速度以降は逆起電力を検
出して加速し、定格回転数に達した後はモータ回転軸の
実際の回転の検出によるフイードバツク制御を行う、よ
うな制御方法を採用することによつて達成される。

〔作用〕

各相に流すPWM駆動電流に対応して変化するモータ電
流の鋸歯状波の傾斜は、回転子の位置によつて大きく変
化する。この変化を検知することで回転子の位置を正確
に検出できる。回転子の位置に応じて切換時点を制御す
ることで、迅速な起動と加速が可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明による回転子位置検出の原理説明図で
あつて、1,2,3は電機子巻線（巻線）でそれぞれＵ相,V
相,W相の各巻線、４は励磁相切換論理、５は相電流切換
手段、６はモータ電流検出用抵抗、７は増幅器、８はA/
D変換器で変換出力はコントロール手段に供給される。
またTr1〜Tr6は相電流切換手段を構成するスイツチング
トランジスタである。

同図において、巻線1,2,3には、回転子の位置に応じ
て励磁電流〜が供給されることにより、回転子に駆
動トルクが与えらえ、モータが回転する。

この励磁電流〜は励磁相切換論理４の出力で切換
えられる相電流切換手段のスイツチングトランジスタTr
1〜Tr6のオン／オフにより各励磁相電流として各相巻線
1,2,3に循環的に印加される。

励磁電流の印加により、抵抗６には所謂モータ電流が
流れる。このモータ電流は巻線に対する回転子の位置に
応じて変化する。

したがつて、抵抗６の端子電圧を監視することで、回
転子の位置を検出することができる。

抵抗６の端子電圧は増幅器７で増幅され、A/D変換器
８でデジタル情報に変換されて制御手段（コントロール
手段）に取り込まれる。

第２図は励磁電流とモータ電流の波形図であつて、
（ａ）はPWM励磁電流、（ｂ）はモータ電流波形であ
る。

同図の（ａ）に示したPWM励磁電流が第１図の巻線1,
2,3に印加されると、上記のモータ電流波形に応じた電
流が抵抗６に流れる。この抵抗６の端子電圧は第２図
（ｂ）の（ロ）に示した鋸歯状波となる。（ｂ）の
（イ）に示した波形は回転子が巻線間に近接した場合の
モータ電流波形を示し、同図のように、回転子の位置が
巻線間に近い所にある場合には鋸歯状波の傾斜が急にな
る。これは、巻線の自己インダクタンスが小さくなるた
めに、電圧印加後の電流の立ち上がりや、電圧印加終了
後の電流の立ち下がりが早くなるためである。この傾斜
変化の検出は上記波形の何れの部分において行つてもい
いが、たとえば、同図の（ハ）に示した鋸歯状波の傾斜
部分の差分が最大となるところを検知し、これにより特
定の巻線に回転子が位置しているものと判断するように
することができる。しかし、本発明はこれに限るもので
はなく、上記傾斜の変化を検出できるものであれば、ど
のような手段を用いてもよい。

本発明は、上記差分の最大値をCPUが検知し、この検
知情報で励磁相を切換えるようにしたものである。

第３図は本発明のよる駆動制御回路の一実施例を説明
するブロツク図であつて、第１図と同一符号は同一部分
に相当し、９はコントロール手段としてのマイクロプロ
セツサ（CPU）であり、励磁相切換手段4,A/D変換手段8,
モータ電流値保持手段10,比較手段11,加速テーブル12,
タイマー13,定格回転数制御手段14,PWMパルス発生手段1
5とで構成される。

第４図はモータ起動時の動作タイミング図、第５図は
モータ加速時の動作タイミング図である。

以下第４図と第５図を参照して第３図の概略動作を説
明する。

起動時、第３図において、電源スイツチ（図示せず）
をオンにすると、PWMパルス発生手段15からの第４図
（ａ）PWMパルス電流（PWM駆動電流：周期はたとえば10
μｓ）が相電流切換手段５を介してモータの巻線に供給
される。このとき、励磁相切換手段４の切換出力（励磁
A,B,C,D,E,F）は、励磁Ａと励磁Ｅがハイ（High）、そ
れ以外はロー（Low）となつており、励磁相は第３図の
となる。

これに伴い、A/D変換手段８に入力するモータ電流は0
Aから立ち上がり、目標値，例えば0.8Aに対して第４図
の（ｂ）のように鋸歯状波的に変化する。

起動の初期は（ｂ−１）の定電流化制御期間として、
0.8Aを目標電流値とし、（ｂ−１）の期間でPWMパルス
幅を固定して目標電流値におけるモータ電流値をモータ
電流値保持手段10で保持し、モータ電流値の変化を監視
する。各PWMパルスの印加から短時間後のモータ電流値
をサンプリングして、その値が小さくなつたことによ
り、前記したモータ電流値の傾斜が急になつたことを検
出する。この監視は比較手段11で行われ、比較手段11の
出力が小さいときは回転子の位置を検出したものとして
励磁相を切換える（励磁Ａをロー，励磁Ｃをハイ）。こ
れにより、励磁相は第３図のとなり、（ｂ−３）の定
電流化制御期間に入りPWMパルスの定電流制御を行う。
その後、PWMパルス幅を固定し、そのときのモータ電流
値をモータ電流値保持手段10で保持して電流変化を監視
する加速制御に移行する。

第５図は起動してから加速制御を行う制御を説明する
タイミング図であつて、起動制御後のPWMパルス幅固定
によるモータ電流値の変化を監視し、比較手段11の比較
処理において保持した電流値よりもそのときのモータ電
流値が大きくなつた場合に、励磁相を切換る（この時の
励磁相はにあるとし、励磁Ｅをハイ，励磁Ｆをローに
切換えて励磁相をにする）。そして、PWM駆動電流は
（ｂ−５）の定電流化制御とする。

その後、PWMパルス幅を固定してモータ電流値を保持
し、（ｂ−６）の電流変化の監視期間に移行し、以下同
様の制御を繰り返して加速制御を行う。

モータが所定の回転数以上になると、回転子の回転に
起因する逆起電力が検出可能となり、この逆起電力を検
出することにより、モータの加速を制御することが可能
となる。

回転子の回転により発生する逆起電力は回転トルクに
比例し、回転トルクが最大の位置において逆起電力も最
大となる。このことにより、相の励磁は逆起電力が大き
い位置を選択して切り換えるのが効果的となる。

ところで、この逆起電力が大きいということは、モー
タの電流が流れ難いということであり、この性質を利用
して励磁相の切換タイミングを生成することができる。
すなわち、PWM駆動制御において、PWMパルス幅を固定と
してモータに電流を流した場合、回転子が回転トルクの
大きい位置から遠ざかるにしたがつて逆起電力が減少
し、同時にモータ電流が増加する。この現象を捉えて励
磁相を切換えると、回転子は次に回転トルクが最大とな
る位置の略手前に到達していることになる。ここで定電
流化制御を行うことにより、モータに流すべき目標電流
が再度流れる。この定電流化制御を回転トルク最大の位
置付近まで続けた後、PWMパルス幅を固定して次に切換
えるべきタイミングの検出を待つ。

以上の動作を繰り返すことによりモータの加速を行う
ことができる。この制御は、ある一定時間を定電流化制
御，その後PWMパルス幅固定という制御シーケンスは起
動時と同様であるものの、その捉えるべき現象は、起動
時はインダクタンスの変化する位置を、加速時は逆起電
力の変化する位置を、と全く異なるものである。なお、
起動時に検出される回転子位置は、回転トルクが最小と
なる位置である。

第６図は本発明の制御方法を説明するフローチヤート
であつて、以下、このフローチヤートに従つて本発明の
制御動作を更に説明する。

同図において、Ｐは励磁を種類を示し、ここでは０〜
５の６種類としてある（第１図，第３図の〜に相
当）。また、Ｐ＝５の場合、Ｐ＝Ｐ＋１とはＰ＝０に戻
ることを示し、励磁の循環は６進リングカウンタを用い
る。

まず、上記のようにモータの相励磁（Ｐ）を0,1,2,3,
4,5の６種類とし、始動時は相励磁Ｐ＝０として（ステ
ツプ１）、200msタイマを始動させる（ステツプ２）。
この状態でモータ相励磁Ｐ＝０のPWM駆動電流を給電し
（ステツプ３）、たとえば10msの間定電流化した（ステ
ツプ４）後に、PWMのパルス幅を固定する。PWM駆動電流
は各相の励磁巻線に給電されることにより、各相の巻線
に現れるモータ電流に鋸歯状波が出力され、この鋸歯状
波の傾斜が回転子に位置に応じて変化する。鋸歯状波の
傾斜は、回転子が巻線間に近接する時に急となる。

この間、モータ電流が減少するか否かを監視し（ステ
ツプ５）、モータ電流が減少しない場合は200ms経過し
たか否かを判断し（ステツプ６）、200ms経過以前なら
ステツプ５に戻り、200msを経過した場合はＰ＝１とし
て（ステツプ７）ステツプ２に戻る。これは、モータが
中立位置にあつて動かなかつた場合と、ロータが目標位
置の近傍にあつて「電流値の変化」が検出できなかつた
場合、の両者に対応して、強制的に次の相に励磁を切り
換えるものである。

ステツプ５で電流の減少が検出された時は、Ｐ＝Ｐ＋
１として，すなわちＰ＝１として（ステツプ８）、60ms
タイマを始動し（ステツプ９）、モータの相励磁Ｐ＝１
を給電する（ステツプ10）。この給電電流をたとえば10
ms間定電流化し（ステツプ11）、その後にPWMのパルス
幅を固定としてモータ電流が減少するか否かを監視し
（ステツプ12）、該電流が減少したときは、たとえば60
ms経過したか否かを判断し（ステツプ13）、この時間が
経過したならステツプ８に戻り、電流減少がたとえば60
ms以内に減少している場合は正転していると判断して励
磁相をＰ＝Ｐ＋1,すなわちＰ＝２とし（ステツプ14）、
起動が正常に行われたと判断して、次の加速ルーチンに
入る。電流減少に60ms以上費やした場合は、ロータが一
旦逆転してから正転したものと判断し、もう一度ステツ
プ８〜13を繰り返す。これはステツプ14〜21の加速テー
ブルによる加速が、ある範囲内の初速度にしか対応でき
ないために、そのような範囲内の初速度にまで引き上げ
てやるものである。ステツプ12の時点でのロータの回転
速度が、ロータが一旦逆転してから正転した場合には、
直ちに正転した場合に比べてかなり遅く、そのためこの
ような処置が必要となるのである。

加速制御は、モータの逆起電力が検出困難な速度領域
（たとえば定格回転数の略20％まで）ではモータ電流が
算出した加速テーブルを用いて行い、加速テーブルの時
間をタイマに設定し、加速制御を開始する（ステツプ1
5）。上記タイマ設定後、モータの励磁相Ｐ（＝２）を
給電し（ステツプ16）、加速テーブルのテーブル時間の
４分の１を定電流化し（ステツプ17）、その後にPWMの
パルス幅を固定として逆起電力が検出可能の速度以上
（たとえば定格回転数の略20％以上）では逆起電力の作
用によるモータ電流の増加を監視することで（ステツプ
18）加速がなされていることを判定する。モータ電流が
増加した場合は、回転数がたとえば3205rpm×0.95以上
か否かを監視し（ステツプ21）、YESなら次の定速制
御，すなわちサーボパターンの検出による回転数制御に
移り、NOならば加速テーブルを更新して（ステツプ20
9）ステツプ14に戻る。

逆起電力が検出できないときは、加速テーブルによつ
て強制的に励磁相の切り換えを行う。

また、ステツプ18で電流の増加がない場合は、規定の
時間の経過後、加速テーブルを更新し（ステツプ20）、
ステツプ14に戻る。

加速テーブルが、逆起電力が検出可能な速度に相当す
る段階に達していても、逆起電力検出（ステツプ18のYE
S）による励磁相切り換えがなされないことがある。こ
れは、テーブル加速の初期に、加速テーブルによる強制
的な励磁相切り換えにロータが追従せずに脱調している
ことによるものである。この状態では、ロータがある位
置で振動しており、加速は全くなされない。

フローチヤートでは省略したが、加速テーブルがたと
えば定格回転数の30％以上に相当する段階に達しても、
逆起電力が検出されなかつたときは、ステツプ１に戻る
ようにしてある。

定速制御では、モータの実回転を一周に一度検出し、
これにより得られる一回転時間を24分割（３相８極の場
合）して、励磁相切り換え間隔を算出する。これと同時
に、ここから得られた回転速度の実測値と定格回転数と
の差からPWMのパルス幅すなわちモータ電流値を決定す
ることにより、回転数の制御を行う。これにより、±５
％程度の速度変動は十分補正できる。

モータの実回転の一周に一回の検出は、たとえば磁気
デイスク上に記録されたインデツクス情報を再生するこ
とにより得られる。これは、ロータの回転を光センサや
磁気センサ等で検出してもよい。

この制御方法によれば、制御CPUは一周に一回の極く
短時間だけしか上記インデツクス情報の処理に関与しな
いので、時分割処理や割り込み処理等を活用することに
より、制御CPUを大部分の時間を他の目的に用いること
ができる。特に、磁気デイスク装置のデイスク回転にこ
の制御方法を用いた場合は、デイスク回転の起動加速時
はデイスク上の情報に対する読み書きができないので、
CPUはデイスク回転の起動加速に専念することができ
る。その一方で、デイスク回転が定格回転に達すると、
CPUがデータ処理やヘツドの移動・位置決め処理等で大
変忙しくなるので、デイスク定速回転制御に対するCPU
の負担が軽くなることは一つのCPUでデイスク装置内の
全ての制御を行わせる上で極めて都合がよい。

このようにして、起動時は励磁電流のPWMの高周波駆
動とし、このPWM駆動電流を一定時間の間定電流化した
後、モータ電流の鋸歯状波の傾斜に変化がある巻線に回
転子が位置するものと判断して励磁相を決定し、その後
再度一定時間の間定電流化した後PWMのパルス幅を固定
してモータ電流の変化を監視し、所定時間に渡つて電流
の減少が検知された場合は正常に起動されたものとし
て、次の加速制御に移る。加速制御は加速テーブルに基
づいて励磁相の切換を行つて所定の回転数になるまで加
速し、上記した逆起電力の検出による加速制御を行い、
その後はサーボパターンを検出して励磁相の切換時点を
決定して定速制御を行う。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、各相に流すPW
M駆動電流に対応して変化するモータ電流の鋸歯状波の
傾斜変化を検知することで回転子の位置を正確に検出で
き、回転子の位置に応じて相電流の決定とその切換時点
を制御することで、迅速な起動と加速が可能となり、そ
の後の定格回転数制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による回転子位置検出の原理説明図、第
２図は励磁電流とモータ電流の波形図、第３図は本発明
のよる駆動制御回路の一実施例を説明するブロツク図、
第４図はモータ起動時の動作タイミング図、第５図はモ
ータ加速時の動作タイミング図、第６図は本発明の制御
方法を説明するフローチヤートである。 1,2,3……電機子巻線（Ｕ相,V相,W相の各巻線）、４…
…励磁相切換論理、５……相電流切換手段、６……モー
タ電流検出用抵抗、７は増幅器、８……A/D変換手段、
９……マイクロプロセツサ（CPU）、10……モータ電流
値保持手段、11……比較手段、12……加速テーブル、13
……タイマー、14……定格回転数制御手段、15……PWM
パルス発生手段。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ブラシレス直流モータと、相電流切換手段
   と、回転制御部とからなり、前記回転制御部は、前記ブ
   ラシレス直流モータの相巻線に前記相電流切換手段を介
   して高周波パルス幅変調（PWM）電流を供給するととも
   に、前記相電流切換手段を選択的に切換えて励磁相巻線
   を切換え、前記ブラシレス直流モータを回転駆動させる
   ブラシレス直流モータの駆動制御方法において、前記回
   転制御部は、前記相巻線に高周波PWM電流を供給開始し
   た時点から第１の時間が経過するまでの間及び前記励磁
   相巻線を切換えた時点から第２の時間が経過するまでの
   間、前記相巻線を流れる電流値を一定にするように前記
   高周波PWM電流のパルス幅を調整して出力し、前記第１
   の時間及び前記第２の時間が経過した後、前記相巻線を
   一定パルス幅の高周波PWM電流によって駆動し、この駆
   動時に、前記相巻線を流れる電流値が規定電流範囲を外
   れたことを検出すると、前記相電流切換手段を切換えて
   励時相巻線の切換えを行うことを特徴とするブラシレス
   直流モータの駆動制御方法。
2. 【請求項２】ブラシレス直流モータと、相電流切換手段
   と、回転制御部とからなり、前記回転制御部は、前記ブ
   ラシレス直流モータの相巻線に前記相電流切換手段を介
   して高周波パルス幅変調（PWM）電流を供給するととも
   に、前記相電流切換手段を選択的に切換えて励磁相巻線
   を切換え、前記ブラシレス直流モータを回転駆動させる
   ブラシレス直流モータの駆動制御方法において、前記回
   転制御部は、前記相巻線に高周波PWM電流を供給開始し
   た時点から第１の時間が経過するまでの間及び前記励磁
   相巻線を切換えた時点から第２の時間が経過するまでの
   間、前記相巻線を流れる電流値を一定にするように前記
   高周波PWM電流のパルス幅を調整して出力し、前記第１
   の時間及び前記第２の時間が経過した後、前記相巻線を
   一定パルス幅の高周波PWM電流によって駆動し、この駆
   動時に、前記相巻線を流れる電流値が規定電流範囲を外
   れたことを検出すると、前記相電流切換手段を切換えて
   励時相巻線の切換えを行うとともに、前記ブラシレス直
   流モータの回転数が未だ規定回転数に達しないとき、相
   切換え時間値が収納されている内蔵の加速テーブルに基
   づいて前記相電流切換手段の切換えを行い、前記ブラシ
   レス直流モータの回転数が前記規定回転数に達したと
   き、前記逆起電力の最大値の検出によって前記相電流切
   換手段を切換えを行うことを特徴とするブラシレス直流
   モータの駆動制御方法。
3. 【請求項３】前記回転制御部は、前記ブラシレス直流モ
   ータの回転数が定格回転数になったとき、前記ブラシレ
   ス直流モータが一回転する毎に得られる所定マークを検
   出し、前記所定マークの検出間隔に基づいて前記高周波
   PWM電流のパルス幅を変化させ、前記回転数が前記定格
   回転数を維持するように制御することを特徴とする請求
   項２に記載のブラシレス直流モータの駆動制御方法。