JP2703313B2

JP2703313B2 - 基線補正回路

Info

Publication number: JP2703313B2
Application number: JP1029616A
Authority: JP
Inventors: 義久山崎
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-02-10
Filing date: 1989-02-10
Publication date: 1998-01-26
Anticipated expiration: 2013-01-26
Also published as: JPH02222842A

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、パルス信号の波高値を求める際等にその前
処理として基線の補正を行うために使用される基線補正
回路に関する。

「従来の技術」一般にパルス信号の波高値を測定する場合には、この
パルス信号の基線が一定不変の電位であるとの前提にた
って、これとの差を波高値として計測するようになって
いる。ところが、実際にはパルス信号の発生した側の機
器で温度が変化したり電源電圧が変動したりすると、基
線が変動して、信号にドリフトが生じてしまう。このよ
うな場合に、このパルス信号を入力して波高値を測定す
る測定側では、この変動分だけ狂った電圧レベルで波高
値の測定を行ってしまう。

これを第３図を基にして説明する。同図ａでは波高値
Ｈのパルス信号11の発生側の基線12と波高値の測定側の
基線13とが同一レベルである。従って、この場合には測
定側で波高値Ｈを正しく測定することができる。

一方、同図ｂでは波高値Ｈのパルス信号14の基線15に
電位Ｄのドリフトが生じている。従って、この場合には
パルス信号14の波高値Ｈ′は電位Ｄの分だけ狂いが生じ
てしまう。そこで、従来から基線補正回路が使用されて
おり、波高値の測定側で入力信号の基線の補正が行われ
ている。

第４図は、従来用いられたこのような基線補正回路を
表わしたものである。この基線補正回路では入力信号21
を抵抗22を介して第１のオペアンプ23の入力端子に入
力するようになっている。第１のオペアンプ23の入力
端子は接地されており、入力端子と出力端子との間に
は帰還用の抵抗24が接続されている。オペアンプ23の出
力側には基線の補正された出力信号25が出力されるよう
になっているが、このためにこの出力信号25の電位をア
ース電位と比較するための第２のオペアンプ26が設けら
れている。

この第２のオペアンプ26の出力端子はスイッチ回路27
を経て、抵抗28およびコンデンサ29からなる積分器に入
力されるようになっている。コンデンサ29の一端は接地
されており、その他端が抵抗31を介して第１のオペアン
プ23の入力端子に接続されている。スイッチ回路27
は、ゲート制御信号発生器32によってその入力端子と出
力端子の間をオン・オフ制御するようになっている。ゲ
ート制御信号発生器32は、入力信号21にパルス信号が存
在するときこれを検知し、スイッチ回路27をこの間だけ
オフにする。

このような構成の従来の基線補正回路では、パルス信
号が到来していないときスイッチ回路27がオンとなって
いる。この状態で入力信号21にドリフトが生じると、出
力信号25を入力する第２のオペアンプ26がこの変動量を
検知する。この結果、積分器を構成するコンデンサ29に
は、この変動量とプラス、マイナスの変動方向に応じた
量の電荷が蓄積される。コンデンサ29の電位は抵抗31を
介して第１のオペアンプ23に伝えられるので、入力信号
21に存在するドリフト分が打ち消され、常に出力信号25
はアース電位に保たれることになり、基線の補正が行わ
れる。

入力信号21としてパルス信号が到来すると、ゲート制
御信号発生器32がこれを検知してスイッチ回路27をオフ
にする。このときコンデンサ29には基線を補正すべき電
荷が蓄えられているので、パルス信号に対してもこのス
イッチ回路27の切換動作が行われる直前の電位を基準に
した基線の補正が行われる。パルス信号がなくなると、
ゲート制御信号発生器32がスイッチ回路27を再びオンに
し、次のパルス信号の到来に備えて基線の補正が続けら
れることになる。

「発明が解決しようとする課題」以上説明した従来の基線補正回路では、ゲート制御信
号発生器32によってスイッチ回路27の制御が行われてい
る。ゲート制御信号発生器32は、多くの場合に波形弁別
器を用いてパルス信号の検出を行っている。ところが、
一般に入力信号21にはパルス信号の他にノイズが重畳さ
れているので、このノイズが誤ってパルス信号と判別さ
れてしまう場合が生じる。

このような問題点を解消するためには、パルス信号か
否かを判別するための電位を比較的高く設定すればよい
が、このようにすると、今度は波高値の低いパルス信号
がノイズと区別できなくなり、このようなパルス信号の
波高値の測定ができなくなってしまう。また、ノイズに
対して安定してパルス信号の判別を行うような回路構成
にすると、基線補正回路のゲート制御信号発生器32の部
分の回路規模が大きく、かつ煩雑となるという問題もあ
る。

そこで本発明の目的は、簡単な回路構成で基線の補正
を行うことのできる基線補正回路を提供することにあ
る。

「課題を解決するための手段」本発明では、基線が変動するパルス信号を入力し、第
１のオペアンプによって反転増幅されたパルスを出力す
る反転増幅回路において、（イ）非反転入力端子を接地
した第２のオペアンプと、（ロ）この第２のオペアンプ
の反転入力端子と出力端子との間に互いに極性を逆にし
て並列に接続された２つのダイオードを接続し、反転入
力端子に反転増幅回路の出力信号を入力し、入力された
信号の振幅を制限して出力するリミット回路と、（ハ）
非反転入力端子を接地し出力端子を第１のオペアンプの
反転入力端子に接続した第３のオペアンプと、（ニ）こ
の第３のオペアンプの反転入力端子と出力端子の間にコ
ンデンサを接続し、第３のオペアンプの反転入力端子に
リミット回路の出力信号を入力して、通過する高い周波
数のパルス信号と低い周波数の基線との周波数の違いに
応じて増幅率が変化する積分回路とを基線補正回路に具
備させ、低い周波数の基線の変化分だけを反転増幅回路
にフィードバックさせることにより、基線の変動を補正
して正確なパルス波高を有するパルス信号を出力するこ
とを特徴としている。

ここでリミット回路は、第２のオペアンプの反転入力
端子に入力された信号の振幅を制限して出力する。ま
た、積分回路は、第３のオペアンプの反転入力端子にリ
ミット回路の出力を入力して積分を行う。そして、この
積分回路によってパルス信号入力時に帰還用の経路を実
質的に遮断させる一方、パルス信号が入力されていない
状態ではリミット回路の出力を増幅し、入力信号を増幅
させるための第１のオペアンプにこれをフィードバック
させることで、出力信号の基線を補正する。

「実施例」以下実施例につき本発明を詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例における基線補正回路の
構成を表わしたものである。

この基線補正回路は、入力信号41を抵抗42を介してそ
の入力端子に入力する第１のオペアンプを備えてい
る。この第１のオペアンプ43の入力端子と出力端子の
間には、帰還用の抵抗44が接続されている。この基線補
正回路では、第１のオペアンプ43の出力信号45の基線が
補正されるように、第２のオペアンプ46等からなるリミ
ット回路47と、第３のオペアンプ48等からなる積分回路
49を配置している。

ここでリミット回路47の第２のオペアンプ46は、出力
信号45を抵抗51を介してその入力端子に入力するよう
になっており、入力端子は接地されている。また、第
２のオペアンプ46の出力端子と入力端子の間には、２
つのダイオード52、53がそれらの極性を逆にして並列に
配置されている。

積分回路49の方は、第２のオペアンプ46の出力端子に
現われた信号を抵抗55を介して第３のオペアンプ48の
入力端子に入力するようになっており、この入力端子
と第３のオペアンプ48の出力端子との間には、電荷蓄積
用のコンデンサ56が配置されている。第３のオペアンプ
48の出力は、抵抗57を介して第１のオペアンプ43の入
力端子に入力されるようになっている。これにより、第
１のオペアンプ43の入力端子にて入力信号41に重畳さ
れている基線の変動と反対極性の補正電圧が加算され、
出力信号45の基線が補正されるような構成となってい
る。

以上のような構成の基線補正回路で、積分回路49は第
４図に示したスイッチ回路27の作用を兼ねた回路となっ
ている。これをまず説明する。

第３のオペアンプ48の出力端子に現われる電位をV_Cと
し第２のオペアンプ46の出力端子に現われる電位をV_Rと
すると、一般に積分回路49の出力側に現われる電圧V_Cは
次の（１）式で表わされる。

ここでC₅₆はコンデンサ56の容量であり、R₅₅は抵抗55
の抵抗値である。

0dBラインでの周波数F₀は、次の（２）式で表わされ
る。

これは、ある周波数の電圧入力に対して、周波数f₀よ
りも低い周波数で出力電圧が増幅され、周波数f₀よりも
高い周波数では減衰されることを示している。

第２図は、この特性を説明するためのものである。増
幅率は周波数f₀よりも低いところでは、増幅器のオープ
ンループゲインA₀まで所定の増幅律で増加し、これより
も大きいところでは所定の減衰率で低下している。従っ
て、積分回路49は、高域遮断型のフィルタとしての機能
を持っていることになる。一般にパルス信号のように立
ち上がりの急な信号部分は周波数f₀が高い。従って、入
力信号41としてパルス信号が到来したときには、積分回
路49によってフィードバックの経路が実質的に遮断さ
れ、第４図で示したスイッチ回路27がオフになったと同
様の効果をもつことになる。

なお、この積分回路49の前段に配置されたリミット回
路47の第２のオペアンプ46は、出力信号45を増幅する。
従って、パルス信号が入力信号41として現われたときに
はその信号波形をより急峻に変化させることになり、積
分回路49によるパルス信号の遮断をより効果的に行わせ
るという機能を持っている。

一方、入力信号41にパルス信号が含まれていない状態
では、次に説明するリミット回路47から積分回路49に低
い周波数の信号が到来することになる。この状態で積分
回路49はこれを比較的高い増幅率で増幅する。すなわち
第４図で示したスイッチ回路27がオンとなったと同様に
第１のオペアンプ43に対するフィードバック系が動作
し、基線に対する補正動作が行われることになる。

次にリミット回路47の働きについて述べる。このリミ
ット回路47の第２のオペアンプ46の入力端子と出力端
子の間には、２つのダイオード52、53が逆向きに接続さ
れている。従って、これらのダイオード52、53の順方向
電圧を越えない範囲の信号変化に対しては、これらのダ
イオード52、53は遮断された状態にある。すなわち、出
力信号45の電圧をV₀とすると、第２のオペアンプ46は次
の（３）式で示す電圧V_Rを出力する。

V_R＝−G₂V₀ ……（３）ここで、符号G₂は第２のオペアンプ46のオープンルー
プゲインである。

入力信号41にパルス信号が含まれていない状態では、
出力信号45の電圧V₀の変動によって２つのダイオード5
2、53はいずれも導通しない。従って、（３）式で表わ
された電圧V_Rに応じて積分回路49が動作し、基線の補正
が行われることになる。

これに対して、入力信号41としてパルス信号が到来し
た場合には、その立ち上がりやオーバーシュート等によ
って出力信号45はプラス側またはマイナス側に大きく変
動する。この場合に、この変動分をそのまま第２のオペ
アンプ46で増幅し積分回路49に伝達することは基線を補
正するには好ましくない。そこで、これらプラス側およ
びマイナス側の比較的大きな変動をカットするために２
つのダイオード52、53が用意されている。

今、一方のダイオード52の順方向電圧をV₅₂とし、他
のダイオード53の順方向電圧をV₅₃とする。第２のオペ
アンプ46の入力端子側がアース電位となっており入
力端子側がイマジナル・ショート（imaginal short）と
なっている。すなわち、この入力端子側は第２のオペ
アンプ46が正常に動作している状態でアース電位に保た
れる。そこで入力信号41にパルス信号が到来し出力信号
45の電圧V₀がプラス側で次第に増加していくと、次の
（４）式で示す電圧V_Rでダイオード52が導通する。

V_R＝−V₅₂ ……（４）これに対して、電圧V₀がマイナス側で次第に増加して
いくと、次の（５）式で示す電圧V_Rでダイオード53が導
通する。

V_R＝＋V₅₃ ……（５）このように、パルス信号が入力された場合には、その
信号によって２つのダイオード52、53のいずれかが導通
し、第２のオペアンプ46の出力電圧V_Rを文字通り制限す
ることができる。

しかも、このリミット回路47は出力信号45の電圧V₀が
“0"Vであるときには、（３）式より電圧V_Rも“0"Vとな
り、この回路の正常動作を妨げない。

また低周波の電圧変化に対しては、第２のオペアンプ
46が反転増幅を行い、更に（１）式で示したように積分
回路49でも反転増幅が行われて電圧V_Cが変化する。従っ
て、電圧V_Cは電圧V₀の変化を打ち消すように働くので、
出力信号45の電圧V_Cは“0"Vに速やかに戻される。そし
て、電圧V_Rが“0"Vになることにより、電圧V_Cの変化は
停止する。このように、入力信号41にパルス信号が含ま
れていない状態では、基線の補正が迅速に行われること
になる。

これに対して、入力信号41としてパルス信号が入力さ
れた場合には、その変化が電圧V₀に現われると、（３）
〜（５）式によって電圧V_Rはダイオード52あるいはダイ
オード53の順方向電圧に制限される。そして、これは
（１）式によって減衰されて電圧V_Cとなるが、これはダ
イオード52、53によって振幅を制限された微小な一定の
電圧である。このため、パルス信号自体による帰還は事
実上生ぜず、入力信号41として入力されたパルス信号は
第１のオペアンプ43によって増幅される。そして、出力
信号45として基線の補正されたパルス信号が出力される
ことになる。

「発明の効果」以上説明したように、本発明によればスイッチ回路や
これを動作させる制御回路が不要なので、回路が簡略化
し、安価かつ信頼性の高い基線補正回路を実現すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における基線補正回路の回路
図、第２図は制御回路の周波数特性を示す特性図、第３
図は入力信号のドリフトによる波高値測定の問題を示し
た説明図、第４図は従来使用された基線補正回路の回路
図である。 41……入力信号、 43……第１のオペアンプ、 45……（基線の補正された）出力信号、 46……第２のオペアンプ、 47……リミット回路、 48……第３のオペアンプ、 49……積分回路、 52、53……ダイオード、 V_C、V₀、V_R……電圧。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】基線が変動するパルス信号を入力し、第１
のオペアンプによって反転増幅されたパルスを出力する
反転増幅回路において、非反転入力端子を接地した第２のオペアンプと、この第２のオペアンプの反転入力端子と出力端子との間
に互いに極性を逆にして並列に接続された２つのダイオ
ードを接続し、前記反転入力端子に前記反転増幅回路の
出力信号を入力し、入力された信号の振幅を制限して出
力するリミット回路と、非反転入力端子を接地し出力端子を前記第１のオペアン
プの反転入力端子に接続した第３のオペアンプと、この第３のオペアンプの反転入力端子と出力端子の間に
コンデンサを接続し、第３のオペアンプの反転入力端子
に前記リミット回路の出力信号を入力して、通過する高
い周波数のパルス信号と低い周波数の基線との周波数の
違いに応じて増幅率が変化する積分回路とを具備し、低い周波数の基線の変化分だけを前記反転増幅回路にフ
ィードバックさせることにより、基線の変動を補正して
正確なパルス波高を有するパルス信号を出力することを
特徴とする基線補正回路。