JP2700051B2 - 抵抗器の電圧特性測定法 - Google Patents
抵抗器の電圧特性測定法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、抵抗器の電圧特性を測
定する方法に関するものである。
定する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１３に、従来技術の一例としてホイー
トストン・ブリッジ法を示す。
トストン・ブリッジ法を示す。
【０００３】この図のホイートストン・ブリッジにおい
て、平衡状態でＰx に流れる電流をＩとすれば、各辺の
抵抗器に消費される電力Ｐx ，Ｐa ，Ｐb ，Ｐc は次式
となる。
て、平衡状態でＰx に流れる電流をＩとすれば、各辺の
抵抗器に消費される電力Ｐx ，Ｐa ，Ｐb ，Ｐc は次式
となる。
【０００４】
【数１】 ここで、Ｋ1 ＝１／１０，Ｋ2 ＝１０と設定すると、
【０００５】
【数２】 となり、三辺の抵抗器に消費される電力は、Ｒx の１／
１０倍あるいは１／１００倍小さくなる。このため、抵
抗器の抵抗値変化の要因となる消費電力が、Ｒx と比較
して小さいので、三辺の抵抗器Ｒa ，Ｒb ，Ｒc を基準
としてＲx の電圧特性が測定できる。
１０倍あるいは１／１００倍小さくなる。このため、抵
抗器の抵抗値変化の要因となる消費電力が、Ｒx と比較
して小さいので、三辺の抵抗器Ｒa ，Ｒb ，Ｒc を基準
としてＲx の電圧特性が測定できる。
【０００６】その他にも、等抵抗ブリッジ法、ダブル・
ブリッジ法等、各種測定法が考案されているが、その原
理的な内容は、上記ホイートストン・ブリッジ法とほぼ
同様であり、基準となる抵抗器の消費電力を、いかに小
さくするかを考慮している。
ブリッジ法等、各種測定法が考案されているが、その原
理的な内容は、上記ホイートストン・ブリッジ法とほぼ
同様であり、基準となる抵抗器の消費電力を、いかに小
さくするかを考慮している。
【０００７】このような方法は、測定のための基準とな
る抵抗器にも電流が流れ、その基準の抵抗器にも電力が
消費されるため、電圧（通電電流）の変化による抵抗値
変化をより高精度で求めようとすると、基準の抵抗器の
消費電力による抵抗値変化が測定値に影響する欠点があ
る。
る抵抗器にも電流が流れ、その基準の抵抗器にも電力が
消費されるため、電圧（通電電流）の変化による抵抗値
変化をより高精度で求めようとすると、基準の抵抗器の
消費電力による抵抗値変化が測定値に影響する欠点があ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、前記の基準
抵抗器の自己の熱発生による抵抗値変化の問題点を解決
することを目的とするものであり、あわせて電圧特性を
測定するための基準抵抗器を選定することも目的とする
ものである。
抵抗器の自己の熱発生による抵抗値変化の問題点を解決
することを目的とするものであり、あわせて電圧特性を
測定するための基準抵抗器を選定することも目的とする
ものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記した目的
を達成する回路構成で、抵抗器に対する基準器として基
準コンデンサを基準とし、以下に記載する手段を備えた
ものである。
を達成する回路構成で、抵抗器に対する基準器として基
準コンデンサを基準とし、以下に記載する手段を備えた
ものである。
【００１０】本発明にかかる請求項１に記載の発明は、
直角相電源、及び基準容量を用い、交流ブリッジ法によ
り、前記基準容量を基準として抵抗値を測定するように
したものである。
直角相電源、及び基準容量を用い、交流ブリッジ法によ
り、前記基準容量を基準として抵抗値を測定するように
したものである。
【００１１】請求項２に記載の発明は、直角相電源を、
二つの演算増幅器の積分回路と出力用トランスとを含む
回路からなる二重積分型直角相電源としたものである。
二つの演算増幅器の積分回路と出力用トランスとを含む
回路からなる二重積分型直角相電源としたものである。
【００１２】更に、請求項２における直角相電源は、二
つの演算増幅器の積分回路と出力用トランスとを含む回
路からなり、前記二つの演算増幅器の入力端は、それぞ
れ抵抗を介して共通の入力線に接続され、一方の演算増
幅器の出力端は、出力用トランスの入力端と接続され、
他方の演算増幅器の出力端は、前記出力用トランスの出
力端と接続されるものである。
つの演算増幅器の積分回路と出力用トランスとを含む回
路からなり、前記二つの演算増幅器の入力端は、それぞ
れ抵抗を介して共通の入力線に接続され、一方の演算増
幅器の出力端は、出力用トランスの入力端と接続され、
他方の演算増幅器の出力端は、前記出力用トランスの出
力端と接続されるものである。
【００１３】請求項３に記載の発明は、請求項２の発明
において、ブリッジ回路の電源である変成器の２次側の
出力電圧を段階的可変（又は連続的可変）とすることに
より、抵抗器の印加電圧に対する抵抗値変化分を測定す
るようにしたものである。
において、ブリッジ回路の電源である変成器の２次側の
出力電圧を段階的可変（又は連続的可変）とすることに
より、抵抗器の印加電圧に対する抵抗値変化分を測定す
るようにしたものである。
【００１４】請求項４，５記載の発明は、請求項３の発
明において、ブリッジ辺の、変成器と並列接続の可変イ
ンダクタンスの分圧比を変えることで、ブリッジ回路の
平衡条件を得て、抵抗器の抵抗値を測定するようにした
ものである。
明において、ブリッジ辺の、変成器と並列接続の可変イ
ンダクタンスの分圧比を変えることで、ブリッジ回路の
平衡条件を得て、抵抗器の抵抗値を測定するようにした
ものである。
【００１５】請求項６，７に記載の発明は、請求項４，
５の発明において、ブリッジの平衡条件を可変インダク
タンスの分圧比で調整することで、直角相電源の出力誤
差を除去して、抵抗器の抵抗値を測定するようにしたも
のである。
５の発明において、ブリッジの平衡条件を可変インダク
タンスの分圧比で調整することで、直角相電源の出力誤
差を除去して、抵抗器の抵抗値を測定するようにしたも
のである。
【００１６】請求項８に記載の発明は、請求項４〜７の
発明において、変成器における２次側の正相電源に対す
る逆相電源校正用の容量Ｃ1 ，Ｃ2 を接続して、この容
量Ｃ1 ，Ｃ2 の比較のデータに基づき、正相電源に対す
る逆相電源の変成器の出力誤差を除去して、抵抗器の抵
抗値を測定するようにしたものである。
発明において、変成器における２次側の正相電源に対す
る逆相電源校正用の容量Ｃ1 ，Ｃ2 を接続して、この容
量Ｃ1 ，Ｃ2 の比較のデータに基づき、正相電源に対す
る逆相電源の変成器の出力誤差を除去して、抵抗器の抵
抗値を測定するようにしたものである。
【００１７】請求項９に記載の発明は、抵抗器と基準容
量を比較する第１の操作と、直角相電源の出力誤差を除
去する第２の操作と、変成器の比誤差を校正する第３の
操作とを、測定電圧を印加しながら繰り返すことによっ
て抵抗器の抵抗値を高精度で測定するようにしたもので
ある。
量を比較する第１の操作と、直角相電源の出力誤差を除
去する第２の操作と、変成器の比誤差を校正する第３の
操作とを、測定電圧を印加しながら繰り返すことによっ
て抵抗器の抵抗値を高精度で測定するようにしたもので
ある。
【００１８】
【作用】本発明では、抵抗器を電圧特性を有しないコン
デンサの静電容量を基準にして、その電圧特性を測定す
ることにより、誤差の少ない測定値が得られる。
デンサの静電容量を基準にして、その電圧特性を測定す
ることにより、誤差の少ない測定値が得られる。
【００１９】また、回路に使用する直角相電源及び、ブ
リッジ回路の電源による誤差を除去したので、正確な測
定値が得られる。
リッジ回路の電源による誤差を除去したので、正確な測
定値が得られる。
【００２０】
【実施例】図１１は、本発明の一実施例を示す回路図で
ある。
ある。
【００２１】ブリッジ回路は、抵抗器Ｒと、基準となる
基準容量Ｃと、入力に対し９０°位相の異なる電圧を出
力する二重積分型直角相電源Ａ0 と、変成器Ｔにおける
２次巻線の正相電源に対する逆相電源の振幅及び位相誤
差を校正するためのコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、分圧比が
ｎ1 ，ｎ2 のインダクタンスと分圧比がｎ3 ，ｎ4 のイ
ンダクタンスとでなる。ＩＶＤ1，ＩＶＤ2，ＩＶＤ3は
出力、Ｒ，Ｒ1〜Ｒ3は抵抗器を表わすとともに、その抵
抗値をも示す。
基準容量Ｃと、入力に対し９０°位相の異なる電圧を出
力する二重積分型直角相電源Ａ0 と、変成器Ｔにおける
２次巻線の正相電源に対する逆相電源の振幅及び位相誤
差を校正するためのコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、分圧比が
ｎ1 ，ｎ2 のインダクタンスと分圧比がｎ3 ，ｎ4 のイ
ンダクタンスとでなる。ＩＶＤ1，ＩＶＤ2，ＩＶＤ3は
出力、Ｒ，Ｒ1〜Ｒ3は抵抗器を表わすとともに、その抵
抗値をも示す。
【００２２】切換スイッチ（スイッチ）Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ
3 で、各接点を種々に変えることにより、以下の図１，
３，５，７で示されるブリッジ回路が選択できる。
3 で、各接点を種々に変えることにより、以下の図１，
３，５，７で示されるブリッジ回路が選択できる。
【００２３】ブリッジ回路の平衡条件は、検出器（位相
検波器，ＰＳＤ）Ｄで検出する。ブリッジ回路には、変
成器Ｔを介して電圧が供給される。
検波器，ＰＳＤ）Ｄで検出する。ブリッジ回路には、変
成器Ｔを介して電圧が供給される。
【００２４】本発明では、電圧変化が無視できるほど小
さいと考えられる、気体誘電体（例：空気、乾燥窒化ガ
ス）コンデンサを基準として用いる。
さいと考えられる、気体誘電体（例：空気、乾燥窒化ガ
ス）コンデンサを基準として用いる。
【００２５】本発明の原理を、以下〔１〕〜〔４〕で述
べる。なお、Ｖ1，Ｖ2……等は電源を表わすと同時に電
圧をも示すものとする。
べる。なお、Ｖ1，Ｖ2……等は電源を表わすと同時に電
圧をも示すものとする。
【００２６】〔１〕入力電圧Ｖ1 を、ブリッジ回路の電
源である変成器Ｔの一次側に印加し、スイッチＳ1 を２
側に、スイッチＳ2 を２と３側に、スイッチＳ3 を１側
に接続する。この接続条件における測定回路を図１に示
した。また、この測定回路の基本的な原理図は、図２の
ように示すことができる。
源である変成器Ｔの一次側に印加し、スイッチＳ1 を２
側に、スイッチＳ2 を２と３側に、スイッチＳ3 を１側
に接続する。この接続条件における測定回路を図１に示
した。また、この測定回路の基本的な原理図は、図２の
ように示すことができる。
【００２７】図２の基本原理図より、Ｒ＜１／２πｆＣ
と考えると、ブリッジ回路の平衡条件式は次式となる。
ただし、Ｒは抵抗器の抵抗値であり、Ｃは基準容量であ
り、ｆは測定周波数であり、ω＝２πｆである。
と考えると、ブリッジ回路の平衡条件式は次式となる。
ただし、Ｒは抵抗器の抵抗値であり、Ｃは基準容量であ
り、ｆは測定周波数であり、ω＝２πｆである。
【００２８】
【数３】 ただし、Ｖ3 ／Ｖ1 ＝ｊ（１＋α3 ＋ｊβ3 ） Ｇ＝１／Ｒ α3 ：正相電源Ｖ1 からの直角相電源Ｖ3 の振幅のずれ β3 ：正相電源Ｖ1 からの直角相電源Ｖ3 の位相のずれ ｍ1 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの絶対値の差の補償分（＝ｎ
1 ／ＧＺ） ｍ2 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの位相角の差の補償分（＝ｎ
2 ωＣ5 ／Ｇ） ｎ1 ，ｎ2 ：分圧比 （１）式より、直角相電源電圧の出力誤差であるα3，
β3 の値が、１０-8のオーダーである直角相電源を得る
ことは、一般に困難である。このため、高精度測定にお
いては誤差要因となるが、この誤差を除去するために次
の操作を行う。
1 ／ＧＺ） ｍ2 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの位相角の差の補償分（＝ｎ
2 ωＣ5 ／Ｇ） ｎ1 ，ｎ2 ：分圧比 （１）式より、直角相電源電圧の出力誤差であるα3，
β3 の値が、１０-8のオーダーである直角相電源を得る
ことは、一般に困難である。このため、高精度測定にお
いては誤差要因となるが、この誤差を除去するために次
の操作を行う。
【００２９】〔２〕図１１において、スイッチＳ2 を１
と４側に、スイッチＳ3 を２側に接続する。この接続条
件における測定回路を図３に示した。また、基本原理図
は図４のように示すことができる。
と４側に、スイッチＳ3 を２側に接続する。この接続条
件における測定回路を図３に示した。また、基本原理図
は図４のように示すことができる。
【００３０】ブリッジ回路の平衡条件式は、Ｒ＜１／２
πｆＣと考えると次式となる。
πｆＣと考えると次式となる。
【００３１】
【数４】 ただし、Ｖ2 ／Ｖ1 ＝−（１＋α2 ＋ｊβ2 ） Ｇ＝１／Ｒ α2 ：正相電源Ｖ1 からの逆相電源のＶ2 の振幅のずれ β2 ：正相電源Ｖ1 からの逆相電源Ｖ2 の位相のずれ Ｓ1 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの位相角の差の補償分（＝ｎ
1 ／ωＣＺ） Ｓ2 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの絶対値の差の補償分（＝ｎ
2 Ｃ5 ／Ｃ） （１）式と（２）式より、次式が得られる。
1 ／ωＣＺ） Ｓ2 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの絶対値の差の補償分（＝ｎ
2 Ｃ5 ／Ｃ） （１）式と（２）式より、次式が得られる。
【００３２】
【数５】 ここで、測定条件として、ｍ1 ，ｍ2 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，α
2 ，β2 ＜１０-4（設定は容易に可能）とし二次の項は
省略できるとすると、
2 ，β2 ＜１０-4（設定は容易に可能）とし二次の項は
省略できるとすると、
【００３３】
【数６】 となる。これによって、正相電源に対する直角相電源の
出力誤差であるα3 ，β3 は除去できる。また（４）
式において、正相電源に対する逆相電源の出力誤差
α2 ，β2 は、以下の測定方法によりその値が校正でき
る。
出力誤差であるα3 ，β3 は除去できる。また（４）
式において、正相電源に対する逆相電源の出力誤差
α2 ，β2 は、以下の測定方法によりその値が校正でき
る。
【００３４】〔３〕前記（Ｉ），（II）の測定法につい
て、例えば（II）における図３のＲ−Ｃ比較回路におい
て、ブリッジ回路が平衡したとした場合、抵抗器Ｒと基
準容量Ｃは、変成器Ｔの二次側の負荷となっているた
め、平衡時における負荷電流が二次巻線に流れる。これ
によって、二次巻線の巻線抵抗による電圧降下、残留イ
ンダクタンスによる誘起起電力等により、正相電源（Ｖ
1）と逆相電源（−Ｖ2）の電圧比に誤差を生じる。この
比誤差を校正するため、以下で説明するように容量
Ｃ1，Ｃ2を用いるが、校正時における条件として、直角
相電源と抵抗器Ｒおよび基準容量Ｃは、図３において測
定回路に接続した状態、つまり、負荷電流を流した状態
で電圧比の校正を行う。
て、例えば（II）における図３のＲ−Ｃ比較回路におい
て、ブリッジ回路が平衡したとした場合、抵抗器Ｒと基
準容量Ｃは、変成器Ｔの二次側の負荷となっているた
め、平衡時における負荷電流が二次巻線に流れる。これ
によって、二次巻線の巻線抵抗による電圧降下、残留イ
ンダクタンスによる誘起起電力等により、正相電源（Ｖ
1）と逆相電源（−Ｖ2）の電圧比に誤差を生じる。この
比誤差を校正するため、以下で説明するように容量
Ｃ1，Ｃ2を用いるが、校正時における条件として、直角
相電源と抵抗器Ｒおよび基準容量Ｃは、図３において測
定回路に接続した状態、つまり、負荷電流を流した状態
で電圧比の校正を行う。
【００３５】図１１において、スイッチＳ1 を１側に接
続し、前記（II）の接続状態のまま、容量Ｃ1 とＣ2 の
比較を行う。この接続条件における測定回路を図５に示
した。また、測定回路の基本原理図は図６に示した。
続し、前記（II）の接続状態のまま、容量Ｃ1 とＣ2 の
比較を行う。この接続条件における測定回路を図５に示
した。また、測定回路の基本原理図は図６に示した。
【００３６】ブリッジ回路の平衡条件式は、Ｃ1 ＜Ｃ2
とすると次式が得られる。
とすると次式が得られる。
【００３７】
【数７】 ただし、ｐ3 ：容量Ｃ1 とＣ2 の位相角の差の補償分
（＝ｎ3 Ｇ／ωＣ1 ） ｐ4 ：容量Ｃ1 とＣ2 の絶対値の差の補償分（＝ｎ4 Ｃ
6 ／Ｃ1 ） 更に、容量Ｃ1 とＣ2 の接続位置を相互に入れ換え、繰
り返し、容量Ｃ1 とＣ2 の比較を行う。この接続条件に
おける測定回路を図７に示し、その基本原理図は図８に
示した。
（＝ｎ3 Ｇ／ωＣ1 ） ｐ4 ：容量Ｃ1 とＣ2 の絶対値の差の補償分（＝ｎ4 Ｃ
6 ／Ｃ1 ） 更に、容量Ｃ1 とＣ2 の接続位置を相互に入れ換え、繰
り返し、容量Ｃ1 とＣ2 の比較を行う。この接続条件に
おける測定回路を図７に示し、その基本原理図は図８に
示した。
【００３８】ブリッジ回路の平衡条件式は、Ｃ2 ＜Ｃ1
とすると次式が得られる。
とすると次式が得られる。
【００３９】
【数８】 ただし、ｑ3 ：容量Ｃ1 とＣ2 の位相角の差の補償分
（＝ｎ3 Ｇ／ωＣ2 ） ｑ4 ：容量Ｃ1 とＣ2 の絶対値の差の補償分（＝ｎ4 Ｃ
6 ／Ｃ2 ） （５）、（６）式より、次式が得られる。
（＝ｎ3 Ｇ／ωＣ2 ） ｑ4 ：容量Ｃ1 とＣ2 の絶対値の差の補償分（＝ｎ4 Ｃ
6 ／Ｃ2 ） （５）、（６）式より、次式が得られる。
【００４０】
【数９】 ここで、測定条件としてｐ3 ，ｐ4 ，ｑ3 ，ｑ4 ，
α2 ，β2 ＜１０-4（設定は容易に可能）とし二次の項
は省略できるとすると、
α2 ，β2 ＜１０-4（設定は容易に可能）とし二次の項
は省略できるとすると、
【００４１】
【数１０】 となる。実数部と虚数部に分離すると、
【００４２】
【数１１】 となり、誤差要因であるα2 ，β2 の値を測定により求
まることができる。ただし、実際上は、抵抗器の電圧特
性の測定において、校正値が必要となるのは実数部のα
2 のみである。
まることができる。ただし、実際上は、抵抗器の電圧特
性の測定において、校正値が必要となるのは実数部のα
2 のみである。
【００４３】さらに、抵抗器に加わる電圧を変化させる
ために、ブリッジ回路の電源である変成器Ｔに一次側の
電圧をＶ2 にする。これによって抵抗器Ｒは、（Ｖ2 2
−Ｖ1 2）／Ｒの消費電力によって抵抗値が変化する。こ
の入力電圧Ｖ2 における抵抗値Ｒp を求めるために、
（Ｉ）〜（III ）の測定操作を繰り返す。基準容量Ｃ
は、電圧による値の変化が無視できるほど小さい（＜１
０-8）と考えられるから、再測定によるブリッジの平衡
条件式は（４）式を参照すると、
ために、ブリッジ回路の電源である変成器Ｔに一次側の
電圧をＶ2 にする。これによって抵抗器Ｒは、（Ｖ2 2
−Ｖ1 2）／Ｒの消費電力によって抵抗値が変化する。こ
の入力電圧Ｖ2 における抵抗値Ｒp を求めるために、
（Ｉ）〜（III ）の測定操作を繰り返す。基準容量Ｃ
は、電圧による値の変化が無視できるほど小さい（＜１
０-8）と考えられるから、再測定によるブリッジの平衡
条件式は（４）式を参照すると、
【００４４】
【数１２】 ただし、Ｇp ＝１／Ｒp γ2 ：正相電源Ｖ1 からの逆相電源Ｖ2 の振幅のずれ ρ2 ：正相電源Ｖ1 からの逆相電源Ｖ2 の位相のずれ ｋ1 ，ｔ2 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの絶対値の差の補償分 ｋ2 ，ｔ1 ：抵抗Ｒと基準容量Ｃの位相角の差の補償分 となる。よって。電圧変化による抵抗値変化は（４）式
と（１０）式より、
と（１０）式より、
【００４５】
【数１３】 が得られる。測定条件として、α2 ，ｍ1 ，Ｓ2 ，
β2 ，ｍ2 ，Ｓ1 ，γ2 ，ｋ1 ，ｔ2 ，ρ2 ，ｋ2 ，ｔ
1 ＜１０-4を満足していれば（この条件は容易に設定可
能である）次式となる。ただし、虚数部は省略するもの
とする。
β2 ，ｍ2 ，Ｓ1 ，γ2 ，ｋ1 ，ｔ2 ，ρ2 ，ｋ2 ，ｔ
1 ＜１０-4を満足していれば（この条件は容易に設定可
能である）次式となる。ただし、虚数部は省略するもの
とする。
【００４６】
【数１４】 電圧変化による抵抗値変化をΔＲとすると、
【００４７】
【数１５】 となる。測定結果より、α2 ＝γ2 であれば、さらに
（１３）式は次式となる。
（１３）式は次式となる。
【００４８】
【数１６】 これにより、抵抗器の電圧特性が、基準容量Ｃを基準と
して高精度で測定できることになる。また、測定角周波
数ω（＝２πｆ）が測定値に関与しない点もこの測定法
の特徴である。
して高精度で測定できることになる。また、測定角周波
数ω（＝２πｆ）が測定値に関与しない点もこの測定法
の特徴である。
【００４９】〔４〕本発明における二重積分型直角相電
源の基本回路図を、図９に示した。この基本回路図の入
出力特性は、演算増幅器Ａ1 の残留電圧をｅε1，Ａ2
の残留電圧をｅε2とすると、以下の各等式が成り立
つ。
源の基本回路図を、図９に示した。この基本回路図の入
出力特性は、演算増幅器Ａ1 の残留電圧をｅε1，Ａ2
の残留電圧をｅε2とすると、以下の各等式が成り立
つ。
【００５０】
【数１７】 これらの各等式により、各積分回路の出力電圧ｅ01，ｅ
02は次式となる。
02は次式となる。
【００５１】
【数１８】 よって、出力電圧ｅ0 は、
【００５２】
【数１９】 となる。ここで、Ｃf1＝Ｃf2，２Ｒi1＝Ｒi2と設定する
と、
と、
【００５３】
【数２０】 が得られる。Ａ1 β1 ，Ａ2 β2 ＜Ａ1 Ａ2 β1 β2 で
あるから、出力電圧ｅ0 は次式となる。
あるから、出力電圧ｅ0 は次式となる。
【００５４】
【数２１】 これにより積分回路のループ利得は、（Ａ1 Ａ2 β1 β
2 ）の高利得となり、出力電圧ｅ0 に影響する利得誤差
は（１／Ａ1 Ａ2 β1 β2 ）と非常に小さくなる。
2 ）の高利得となり、出力電圧ｅ0 に影響する利得誤差
は（１／Ａ1 Ａ2 β1 β2 ）と非常に小さくなる。
【００５５】二重積分型直角相電源の等価回路を、図１
０に示した。出力電圧ｅ0 におよぼす積分器の抵抗Ｒi
と帰還容量Ｃf の絶対値の影響は、入力抵抗をＲi （１
＋α R ）［Ω］，帰還容量をＣf （１＋αC ）［ｐＦ］
と設定すると、（２０）式より次式が成り立つ。ただ
し、入力インピーダンスの影響は無視できるとする。
０に示した。出力電圧ｅ0 におよぼす積分器の抵抗Ｒi
と帰還容量Ｃf の絶対値の影響は、入力抵抗をＲi （１
＋α R ）［Ω］，帰還容量をＣf （１＋αC ）［ｐＦ］
と設定すると、（２０）式より次式が成り立つ。ただ
し、入力インピーダンスの影響は無視できるとする。
【００５６】
【数２２】 よって、出力電圧ｅ0 は、αR ，αC ＜１０-4と設定
（実際上は容易に可能）し二次項は無視できるとすると
次式となる。
（実際上は容易に可能）し二次項は無視できるとすると
次式となる。
【００５７】
【数２３】 これより、出力電圧ｅ0 の振幅精度は、入力抵抗Ｒi と
帰還容量Ｃf の絶対値の精度によって決定されることに
なる。
帰還容量Ｃf の絶対値の精度によって決定されることに
なる。
【００５８】位相角の影響については、入力抵抗Ｒi の
位相角をΘR 、帰還容量Ｃf の位相角をΘC とすると、
同様に（２０）式より次式が成り立つ。
位相角をΘR 、帰還容量Ｃf の位相角をΘC とすると、
同様に（２０）式より次式が成り立つ。
【００５９】
【数２４】 よって、出力電圧ｅ0 は、ΘR ，ΘC ＜１０-4［ｒａ
ｄ］と設定（実際上は容易に可能）すると、二次項は無
視できるから次式となる。
ｄ］と設定（実際上は容易に可能）すると、二次項は無
視できるから次式となる。
【００６０】
【数２５】 これにより、入力抵抗Ｒi と帰還容量Ｃf の位相角の大
きさによって、出力電圧ｅ0 の位相角精度が決定される
ことになる。
きさによって、出力電圧ｅ0 の位相角精度が決定される
ことになる。
【００６１】以上から、二重積分型直角相電源の振幅・
位相角精度は、原理上１０-4以下となる。この精度が得
られれば、前述したように実用上、ブリッジ回路の補償
制度は１０-8以下となり高精度判定が可能になる。
位相角精度は、原理上１０-4以下となる。この精度が得
られれば、前述したように実用上、ブリッジ回路の補償
制度は１０-8以下となり高精度判定が可能になる。
【００６２】図１２は、本発明で使用する二重積分型直
角相電源を示す回路図である。演算増幅器Ａ1 ，Ａ2 か
らなる二つの積分回路は出力用トランスＴ1 を介して結
合される。
角相電源を示す回路図である。演算増幅器Ａ1 ，Ａ2 か
らなる二つの積分回路は出力用トランスＴ1 を介して結
合される。
【００６３】本発明の測定法の特徴は、前記したように
電圧特性を有しない基準容量Ｃを基準として、抵抗器Ｒ
の電圧特性を測定することである。
電圧特性を有しない基準容量Ｃを基準として、抵抗器Ｒ
の電圧特性を測定することである。
【００６４】測定抵抗値範囲は、基準となる基準容量Ｃ
の値と使用周波数によって規定される。
の値と使用周波数によって規定される。
【００６５】測定電圧範囲は、図１２の二重積分型直角
相電源に用いる演算増幅器の電源電圧によって制限され
る電源電圧によって制限される。
相電源に用いる演算増幅器の電源電圧によって制限され
る電源電圧によって制限される。
【００６６】次に、図１１に基づき測定法の具体的内容
について説明する。
について説明する。
【００６７】測定手順として 〔１〕まず始めに、測定電圧Ｖ1 を測定回路に印加し、
スイッチＳ1 を２側に、スイッチＳ2 を２と３側に、ス
イッチＳ3 を１側に接続し基準容量Ｃと抵抗Ｒを比較す
る。検出器Ｄの平衡調節は、ＩＶＤ1 ，ＩＶＤ2 の出力
を分圧比ｎ1 ，ｎ2 で調節することにより行う。
スイッチＳ1 を２側に、スイッチＳ2 を２と３側に、ス
イッチＳ3 を１側に接続し基準容量Ｃと抵抗Ｒを比較す
る。検出器Ｄの平衡調節は、ＩＶＤ1 ，ＩＶＤ2 の出力
を分圧比ｎ1 ，ｎ2 で調節することにより行う。
【００６８】〔２〕次に、スイッチＳ2 を１と４側に、
スイッチＳ3 を２側に接続し、基準容量Ｃと抵抗Ｒを比
較するために、〔１〕と同様な平衡調節を行う。
スイッチＳ3 を２側に接続し、基準容量Ｃと抵抗Ｒを比
較するために、〔１〕と同様な平衡調節を行う。
【００６９】〔１〕と〔２〕の操作によって、測定の誤
差要因となる二重積分型直角相電源の出力誤差を除去で
きる。
差要因となる二重積分型直角相電源の出力誤差を除去で
きる。
【００７０】〔３〕さらに、スイッチＳ1 を１側に接続
し、前記（II）の接続状態のまま、容量Ｃ1 とＣ2 の比
較を行う。検出器Ｄの平衡調節は、ＩＶＤ3 ，ＩＶＤ4
の出力を分圧比ｎ3 ，ｎ4 で調節することにより行う。
次に、容量Ｃ1 とＣ2 を相互に入れ換え同様に平衡調節
を行う。
し、前記（II）の接続状態のまま、容量Ｃ1 とＣ2 の比
較を行う。検出器Ｄの平衡調節は、ＩＶＤ3 ，ＩＶＤ4
の出力を分圧比ｎ3 ，ｎ4 で調節することにより行う。
次に、容量Ｃ1 とＣ2 を相互に入れ換え同様に平衡調節
を行う。
【００７１】この操作によって、測定の誤差要因となる
変成器分圧器Ｔの比誤差を校正する。
変成器分圧器Ｔの比誤差を校正する。
【００７２】以上、〔１〕〜〔３〕の操作によって、基
準容量Ｃから測定電圧Ｖ1 における抵抗器Ｒの値が求ま
る。
準容量Ｃから測定電圧Ｖ1 における抵抗器Ｒの値が求ま
る。
【００７３】さらに、測定電圧Ｖ2 を測定回路に印加
し、〔１〕〜〔３〕の測定手順を繰り返す。これによっ
て、測定電圧Ｖ2 における抵抗器Ｒの値が求まる。
し、〔１〕〜〔３〕の測定手順を繰り返す。これによっ
て、測定電圧Ｖ2 における抵抗器Ｒの値が求まる。
【００７４】この二つの測定電圧Ｖ1 ，Ｖ2 における抵
抗値の差から抵抗器の電圧特性が求まる。
抗値の差から抵抗器の電圧特性が求まる。
【００７５】次に、二重積分型直角相電源を図１２に基
づいて説明する。
づいて説明する。
【００７６】二つの積分回路には、演算増幅器Ａ1 ，Ａ
2 の電源電圧より約２倍の入力電圧ｅi を供給するとす
る。演算増幅器Ａ2 を用いた積分回路の出力電圧ｅ
02は、抵抗器Ｒi2と容量Ｃf2により入力電圧ｅi の約半
分となるように降圧される。さらに、この積分器の出力
電圧ｅ02は１：２の比を持つ出力用トランスＴ1 を介し
て、入力電圧ｅi と等しくなるように電圧２ｅ02に昇圧
される。つぎに、この昇圧された電圧２ｅ02は、演算増
幅器Ａ1 を用いた積分回路のフイードバック回路にフイ
ードバックされる。これによって、この積分回路のフイ
ードバック回路には積分回路の出力電圧ｅ01と同じ値の
フイードバック電圧２ｅ02が存在するため、出力電圧ｅ
01は強制的に零電位に近づくようになる。この動作原理
によって、演算増幅器Ａ1 ，Ａ2 は、電源電圧の定格値
以上の入力電圧が印加されても、電源電圧の定格値で正
常に動作することができる。また、等価的に演算増幅器
Ａ1 を用いた積分回路のループ利得は（Ａ1 ×Ａ2 ）と
なり、使用周波数１５９２［Ｈｚ］においても、高利得
の演算増幅器を得ることが可能となる。
2 の電源電圧より約２倍の入力電圧ｅi を供給するとす
る。演算増幅器Ａ2 を用いた積分回路の出力電圧ｅ
02は、抵抗器Ｒi2と容量Ｃf2により入力電圧ｅi の約半
分となるように降圧される。さらに、この積分器の出力
電圧ｅ02は１：２の比を持つ出力用トランスＴ1 を介し
て、入力電圧ｅi と等しくなるように電圧２ｅ02に昇圧
される。つぎに、この昇圧された電圧２ｅ02は、演算増
幅器Ａ1 を用いた積分回路のフイードバック回路にフイ
ードバックされる。これによって、この積分回路のフイ
ードバック回路には積分回路の出力電圧ｅ01と同じ値の
フイードバック電圧２ｅ02が存在するため、出力電圧ｅ
01は強制的に零電位に近づくようになる。この動作原理
によって、演算増幅器Ａ1 ，Ａ2 は、電源電圧の定格値
以上の入力電圧が印加されても、電源電圧の定格値で正
常に動作することができる。また、等価的に演算増幅器
Ａ1 を用いた積分回路のループ利得は（Ａ1 ×Ａ2 ）と
なり、使用周波数１５９２［Ｈｚ］においても、高利得
の演算増幅器を得ることが可能となる。
【００７７】
【発明の効果】本発明によれば、電圧変化が小さいコン
デンサを基準容量として抵抗器の電圧変化による抵抗値
変化を測定できるので、高精度の測定が可能となる。
デンサを基準容量として抵抗器の電圧変化による抵抗値
変化を測定できるので、高精度の測定が可能となる。
【００７８】本発明によれば、切換スイッチでブリッジ
回路の態様を選択できるので、抵抗器の電圧変化による
抵抗値変化を、測定角周波数ω（＝２πｆ）に関係な
く、測定できる。
回路の態様を選択できるので、抵抗器の電圧変化による
抵抗値変化を、測定角周波数ω（＝２πｆ）に関係な
く、測定できる。
【００７９】本発明によれば、直角相電源の出力誤差の
みならず、ブリッジ電源における変成器の比誤差も校正
できるので、抵抗器の電圧変化による抵抗値変化を、高
精度で測定できる。
みならず、ブリッジ電源における変成器の比誤差も校正
できるので、抵抗器の電圧変化による抵抗値変化を、高
精度で測定できる。
【００８０】本発明によれば、二重積分型直角相電源
が、前記したように回路構成とすることにより、二つの
演算増幅器は、電源電圧の定格値以上の入力電圧が印加
されても、電源電圧の定格値で正常に動作できる。
が、前記したように回路構成とすることにより、二つの
演算増幅器は、電源電圧の定格値以上の入力電圧が印加
されても、電源電圧の定格値で正常に動作できる。
【図１】本発明のＲ−Ｃ比較回路の一態様を示す図であ
る。
る。
【図２】図１における基本原理図である。
【図３】本発明のＲ−Ｃ比較回路の別の態様を示す図で
ある。
ある。
【図４】図３における基本原理図である。
【図５】本発明のＣ−Ｃ比較回路の一態様を示す図であ
る。
る。
【図６】図５における基本原理図である。
【図７】本発明のＣ−Ｃ比較回路の別の態様を示す図で
ある。
ある。
【図８】図７における基本原理図である。
【図９】本発明の二重積分型直角相電源の基本回路を示
す図である。
す図である。
【図１０】図９における基本原理図である。
【図１１】本発明の実際に使用する回路を示す図であ
る。
る。
【図１２】本発明の二重積分型直角相電源の詳細を示す
図である。
図である。
【図１３】従来のホイートストン・ブリッジを示す図で
ある。
ある。
Ｔ ブリッジ回路に電圧を供給するための変成器 Ｒ 抵抗器 Ｃ 基準コンデンサの基準容量 Ｄ 検出器 Ａ0 直角相電源（又は二重積分型直角相電源） Ｃ1 ，Ｃ2 ブリッジ辺の容量 ｎ1 ，ｎ2 分圧比 ｎ3 ，ｎ4 分圧比 Ｔ1 二つの積分回路を結合する出力用トランス
Claims (9)
- 【請求項１】 抵抗器、直角相電源、基準容量、及び第
１，第２の可変インピーダンス素子を回路素子としてな
るブリッジ回路であって、前記第１，第２の可変インピ
ーダンス素子のインピーダンス可変の下に交流ブリッジ
法における平衡条件を求めることにより、前記基準容量
を基準として抵抗器の抵抗値を測定するようにしたこと
を特徴とする抵抗器の電圧特性測定法。 - 【請求項２】 直角相電源が、二つの演算増幅器の積分
回路と出力用トランスとを含む回路からなり、前記二つ
の演算増幅器の入力端は、それぞれ抵抗を介して共通の
入力線に接続され、一方の演算増幅器の出力端は、出力
用トランスの入力端と接続され、他方の演算増幅器の出
力端は、前記出力用トランスの出力端と接続される二重
積分型直角相電源であることを特徴とする請求項１記載
の抵抗器の電圧特性測定法。 - 【請求項３】 ブリッジ回路の電源である変成器の２次
側の出力電圧を段階的可変（又は連続的可変）とするこ
とにより、抵抗器の印加電圧に対する抵抗値変化分を測
定するようにしたことを特徴とする請求項１または２記
載の抵抗器の電圧特性測定法。 - 【請求項４】 ブリッジ回路の電源における変成器に中
点を設けるとともに、第１，第２の可変インピーダンス
素子は、前記変成器と並列接続の分圧比がｎ 1 ，ｎ 2 の
インダクタンスを含めたインピーダンスなどの回路素子
とし、前記分圧比ｎ 1 ，ｎ 2 の調整によりブリッジ回路
での平衡条件を得ることにより、抵抗値を測定するよう
にしたことを特徴とする請求項３記載の抵抗器の電圧特
性測定法。 - 【請求項５】 直角相電源と基準容量とが直列接続した
一つのブリッジ辺の一端に印加する電源電圧と、抵抗器
を配置した他のブリッジ辺の一端に印加する電源電圧と
が同相であることを特徴とする請求項４記載の抵抗器の
電圧特性測定法。 - 【請求項６】 直角相電源，抵抗器，基準容量，インダ
クタンスを含めたインピーダンスなどの回路素子からな
るブリッジ回路での平衡条件を、分圧比ｎ 1 ，ｎ 2 の調
整により得る第１のデータと、前記回路素子の接続関係
を、変えるこ となどして、回路状態を変えた場合でのブ
リッジ回路の平衡条件を、分圧比ｎ 1 ’，ｎ 2 ’の調整
により得る第２のデータとから、正相電源に対する直角
相電源の出力誤差を除去するようにしたことを特徴とす
る請求項４または５記載の抵抗器の電圧特性測定法。 - 【請求項７】 第１のデータを得る回路状態が直角相電
源と基準容量とが直列接続した一つのブリッジ辺の一端
に印加する電源電圧と、抵抗器を配置した他のブリッジ
辺に印加する電源電圧とは同相であり、第２のデータ得
る回路状態が直角相電源と抵抗器とが直列接続した一つ
のブリッジ辺の一端に印加する電源電圧と、基準容量を
配置した他のブリッジ辺に印加する電源電圧とは逆相で
あることを特徴とする請求項６記載の抵抗器の電圧特性
測定法。 - 【請求項８】 ブリッジ回路のブリッジ辺には、第２の
データを得た接続状態のまま、変成器における２次側の
正相電源に対する逆相電源校正用の容量Ｃ 1 ，Ｃ 2 を接
続し、前記変成器と並列接続の分圧比がｎ 3 ，ｎ 4 のイ
ンダクタンスを含めたインピーダンスを配置したブリッ
ジ回路において、前記分圧比ｎ 3 ，ｎ 4 の調整によりブ
リッジ回路の平衡条件を得るようにした後に、前記容量
Ｃ 1 ，Ｃ 2 の接続位置を入れ換えて、分圧比ｎ 3 ’，ｎ
4 ’の調整によりブリッジ回路の平衡条件を得て、これ
ら平衡条件に基づくデータから、正相電源に対する逆相
電源の変成器の出力誤差を除去するようにしたことを特
徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の抵抗器の電圧
特性測定法。 - 【請求項９】 ブリッジ回路の電源である変成器に中点
を設けるとともに、ブリッジ回路に、直角相電源，基準
容量、前記変成器と並列接続の分圧比がｎ 1 ，ｎ 2 のイ
ンダクタンスを含めたインピーダンス、分圧比がｎ 3 ，
ｎ 4 のインダクタンスを含めたインピーダンスなどの回
路素子を選択的に配せるブリッジ回路であって、ブリッ
ジ辺の一つにおける直角相電源と基準容量とが直列接続
し、前記直列接続のブリッジ辺の一端に印加する電源電
圧と、抵抗器を配せる他のブリッジ辺の一端に印加する
電源電圧とが同相であるブリッジ回路において、前記分
圧比ｎ 1 ，ｎ 2 の調整によりブリッジ回路の平衡条件を
得る第１の操作と、前記ブリッジ回路に対し、回路素子
の接続位置を入れ換えたブリッジ回路であって、ブリッ
ジ辺の一つにおける直角相電源と抵抗器とが直列接続
し、前記直列接続の ブリッジ辺の一端に加える電源電圧
と、基準容量を配せる他のブリッジ辺に加える電源電圧
とは、逆相であるブリッジ回路において、分圧比
ｎ 1 ’，ｎ 2 ’の調整によりブリッジ回路の平衡条件を
得る第２の操作と、ブリッジ回路のブリッジ辺には、第
２の操作により得た平衡状態のまま、変成器に対する逆
相電源校正用の容量Ｃ 1 ，Ｃ 2 を接続して、前記インダ
クタンスの分圧比ｎ 3 ，ｎ 4 の調整によりブリッジ回路
の平衡条件を得ること、及び前記容量Ｃ 1 ，Ｃ 2 の接続
位置を入れ換えて分圧比ｎ 3 ’，ｎ 4 ’の調整によりブ
リッジ回路の平衡条件を得ることの第３の操作とにおい
て、前記第１，第２，第３の操作を繰り返すことにより
測定電圧についての抵抗器の抵抗値を測定するようにし
たことを特徴とする抵抗器の電圧特性測定法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30868894A JP2700051B2 (ja) | 1994-12-13 | 1994-12-13 | 抵抗器の電圧特性測定法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30868894A JP2700051B2 (ja) | 1994-12-13 | 1994-12-13 | 抵抗器の電圧特性測定法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08166414A JPH08166414A (ja) | 1996-06-25 |
| JP2700051B2 true JP2700051B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=17984093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30868894A Expired - Lifetime JP2700051B2 (ja) | 1994-12-13 | 1994-12-13 | 抵抗器の電圧特性測定法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2700051B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104730342B (zh) * | 2015-03-25 | 2018-01-05 | 上海市计量测试技术研究院 | 交流电阻时间常数的测量电路和测量方法 |
-
1994
- 1994-12-13 JP JP30868894A patent/JP2700051B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08166414A (ja) | 1996-06-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |