JP2685014B2 - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/007—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using FET type devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
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- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＧａＡｓ ＳＢＧ Ｆ
ＥＴ（ガリウム砒素 ショットキ・バリア・ゲート型Ｆ
ＥＴ。以後、単にＧａＡｓＦＥＴと記す）のようなマイ
クロ波帯トランジスタを用いた高周波増幅器に関し、特
に、例えばＰＨＳ（パーソナル・ハンディフォン・シス
テム：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙーｐｈｏｎｅ Ｓ
ｙｓｔｅｍ）など、Ｌ〜Ｓ帯の移動体通信システム用携
帯機の受信フロントエンド部に用いて好適な、ＡＧＣ機
能付きの高周波増幅器に関する。
ＥＴ（ガリウム砒素 ショットキ・バリア・ゲート型Ｆ
ＥＴ。以後、単にＧａＡｓＦＥＴと記す）のようなマイ
クロ波帯トランジスタを用いた高周波増幅器に関し、特
に、例えばＰＨＳ（パーソナル・ハンディフォン・シス
テム：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙーｐｈｏｎｅ Ｓ
ｙｓｔｅｍ）など、Ｌ〜Ｓ帯の移動体通信システム用携
帯機の受信フロントエンド部に用いて好適な、ＡＧＣ機
能付きの高周波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波帯信号のような高周波信号を
低雑音で増幅するための増幅器に用いる素子としては、
高速性と低雑音性とから、主に、ＧａＡｓＦＥＴが用い
られている。この種のＧａＡｓＦＥＴ増幅器が用いられ
るＬ〜Ｓ帯移動体通信システム用携帯機の受信フロント
エンド部の一例のブロック図を、図３に示す。図３を参
照して、アンテナ１から入力された受信信号はバンドパ
スフィルタ２を通り、低雑音増幅器３で電力増幅され
る。この増幅器３が、本発明の対象となる部分である。
増幅器３の出力は更にバンドパスフィルタ４を通った
後、ミキサ５で局部発振器（図示せず）からのローカル
・オシレータ信号ＬＯと混合され、中間周波信号ＩＦに
変換されて次段（図示せず）に送られる。
低雑音で増幅するための増幅器に用いる素子としては、
高速性と低雑音性とから、主に、ＧａＡｓＦＥＴが用い
られている。この種のＧａＡｓＦＥＴ増幅器が用いられ
るＬ〜Ｓ帯移動体通信システム用携帯機の受信フロント
エンド部の一例のブロック図を、図３に示す。図３を参
照して、アンテナ１から入力された受信信号はバンドパ
スフィルタ２を通り、低雑音増幅器３で電力増幅され
る。この増幅器３が、本発明の対象となる部分である。
増幅器３の出力は更にバンドパスフィルタ４を通った
後、ミキサ５で局部発振器（図示せず）からのローカル
・オシレータ信号ＬＯと混合され、中間周波信号ＩＦに
変換されて次段（図示せず）に送られる。
【０００３】ここで、上述の増幅器３を構成するＧａＡ
ｓＦＥＴにおける直流ゲートバイアス電圧は、従来、あ
る一定値に固定されているのが一般的であった。このた
め、増幅器３のＮＦやゲイン特性は、ある一定値で変化
しない。ところが移動体通信では、基地局と携帯機との
距離や周囲の環境等に応じて、携帯機のアンテナ１から
入力される受信信号のレベルが大きく変化する。従って
場合によっては受信信号が過入力となりミキサ５が飽和
し、受信信号を復調して情報を取り出すことが不可能と
なることがある。このような事態に対処するため、通
常、増幅器３のゲインをあるレベル以下に抑え、受信信
号レベルが過入力となったときにもミキサ５が飽和しな
いように設計する。しかしながらこのようにすると、逆
に、受信信号レベルが低いときの受信感度が低下してし
まうという問題が生じる。
ｓＦＥＴにおける直流ゲートバイアス電圧は、従来、あ
る一定値に固定されているのが一般的であった。このた
め、増幅器３のＮＦやゲイン特性は、ある一定値で変化
しない。ところが移動体通信では、基地局と携帯機との
距離や周囲の環境等に応じて、携帯機のアンテナ１から
入力される受信信号のレベルが大きく変化する。従って
場合によっては受信信号が過入力となりミキサ５が飽和
し、受信信号を復調して情報を取り出すことが不可能と
なることがある。このような事態に対処するため、通
常、増幅器３のゲインをあるレベル以下に抑え、受信信
号レベルが過入力となったときにもミキサ５が飽和しな
いように設計する。しかしながらこのようにすると、逆
に、受信信号レベルが低いときの受信感度が低下してし
まうという問題が生じる。
【０００４】そこで、増幅器３のＧａＡｓＦＥＴに供給
するゲートバイアス電圧を外部の回路により制御し、自
動的にゲインを変化させるように構成した、ＡＧＣ機能
付き増幅器が提案された。図４に、そのような増幅器の
一例として、実開平１ー１６０７０９号公報に開示され
た増幅器のブロック図を示す。図４を参照して、この図
に示される増幅器では、ＧａＡｓＦＥＴ増幅器１４の出
力レベルを検出回路１６により検出する。そして検出さ
れたレベルと基準電圧とを比較回路（演算増幅器１８と
電圧発生回路１９とからなる）で比較し、その比較結果
に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ１７でＧａＡｓＦＥＴのゲ
ートバイアス電圧を変化させることにより、増幅器１４
の出力電力量Ｐout を制御している。つまり、上記公報
記載のＡＧＣ機能付き増幅器において出力電力量Ｐout
は、高周波入力信号の入力電力量Ｐinによって直接にで
はなく、増幅器の出力レベル検出というプロセスを介し
て間接的に制御されていることになる。
するゲートバイアス電圧を外部の回路により制御し、自
動的にゲインを変化させるように構成した、ＡＧＣ機能
付き増幅器が提案された。図４に、そのような増幅器の
一例として、実開平１ー１６０７０９号公報に開示され
た増幅器のブロック図を示す。図４を参照して、この図
に示される増幅器では、ＧａＡｓＦＥＴ増幅器１４の出
力レベルを検出回路１６により検出する。そして検出さ
れたレベルと基準電圧とを比較回路（演算増幅器１８と
電圧発生回路１９とからなる）で比較し、その比較結果
に応じて、Ｄ／Ｄコンバータ１７でＧａＡｓＦＥＴのゲ
ートバイアス電圧を変化させることにより、増幅器１４
の出力電力量Ｐout を制御している。つまり、上記公報
記載のＡＧＣ機能付き増幅器において出力電力量Ｐout
は、高周波入力信号の入力電力量Ｐinによって直接にで
はなく、増幅器の出力レベル検出というプロセスを介し
て間接的に制御されていることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記公報記載のＡＧＣ
機能付きＧａＡｓＦＥＴ増幅器を、例えば、図３に示す
Ｌ〜Ｓ帯移動体通信用携帯機の受信フロントエンド部に
適用しようとすると、増幅器１４の出力レベルを検出す
るために、検出回路１６、オフセット電圧発生回路１
９、演算増幅器１８など、周辺部品や回路が多数必要と
なる。又、検出した出力レベルに応じてＧａＡｓＦＥＴ
のゲートバイアス電圧を変化させるために、ゲートバイ
アス電圧のレベルを決めるプログラムや、そのプログラ
ムに応じて実際にゲートバイアス電圧を供給するための
Ｄ／Ｄコンバータ１７など、余分なソフトや回路が必要
になる。更に、図示はされていないが、信号ライン上
に、増幅器の出力レベルを検出するためのカプラ（方向
性結合器）或いは検波用のダイオードが必要となる。す
なわち、部品の管理工数、組み立て工数の増加などによ
るコスト上昇のみならず、実装面積が大きくなり、又、
これらの影響により損失が生じるという問題がある。
機能付きＧａＡｓＦＥＴ増幅器を、例えば、図３に示す
Ｌ〜Ｓ帯移動体通信用携帯機の受信フロントエンド部に
適用しようとすると、増幅器１４の出力レベルを検出す
るために、検出回路１６、オフセット電圧発生回路１
９、演算増幅器１８など、周辺部品や回路が多数必要と
なる。又、検出した出力レベルに応じてＧａＡｓＦＥＴ
のゲートバイアス電圧を変化させるために、ゲートバイ
アス電圧のレベルを決めるプログラムや、そのプログラ
ムに応じて実際にゲートバイアス電圧を供給するための
Ｄ／Ｄコンバータ１７など、余分なソフトや回路が必要
になる。更に、図示はされていないが、信号ライン上
に、増幅器の出力レベルを検出するためのカプラ（方向
性結合器）或いは検波用のダイオードが必要となる。す
なわち、部品の管理工数、組み立て工数の増加などによ
るコスト上昇のみならず、実装面積が大きくなり、又、
これらの影響により損失が生じるという問題がある。
【０００６】携帯電話やデジタルコードレス等のセット
では、小型化、低消費電力化、低コスト化といった様々
な制約が厳しく、上記公報記載の増幅器実用化に伴って
生じる、使用部品、回路点数の増加、それに伴う消費電
力の増大、実装面積の増加、コスト上昇は許されること
ではない。
では、小型化、低消費電力化、低コスト化といった様々
な制約が厳しく、上記公報記載の増幅器実用化に伴って
生じる、使用部品、回路点数の増加、それに伴う消費電
力の増大、実装面積の増加、コスト上昇は許されること
ではない。
【０００７】本発明の高周波増幅器は、ＧａＡｓショッ
トキ・バリア・ゲート型ＦＥＴのような障壁ゲート型の
高周波電界効果型トランジスタを増幅素子として用い
て、前記トランジスタのゲート電極に入力される高周波
信号を電力増幅する高周波増幅器において、過入力電力
時の増幅利得を、前記ゲート電極に入力される高周波信
号自体によって直接、低下させる手段を設けたことを特
徴とする。
トキ・バリア・ゲート型ＦＥＴのような障壁ゲート型の
高周波電界効果型トランジスタを増幅素子として用い
て、前記トランジスタのゲート電極に入力される高周波
信号を電力増幅する高周波増幅器において、過入力電力
時の増幅利得を、前記ゲート電極に入力される高周波信
号自体によって直接、低下させる手段を設けたことを特
徴とする。
【０００８】上記の高周波増幅器において、前記過入力
電力時の増幅利得の低下は、前記高周波入力信号の電圧
振幅により前記トランジスタの実効的なゲートバイアス
電圧を変化させることによるものであることを特徴とす
る。
電力時の増幅利得の低下は、前記高周波入力信号の電圧
振幅により前記トランジスタの実効的なゲートバイアス
電圧を変化させることによるものであることを特徴とす
る。
【０００９】そして、前記高周波入力信号の電圧振幅に
よる実効的ゲートバイアス電圧の変化が、入力信号に応
じて前記障壁ゲートを通して流れる逆方向ゲート電流の
大きさの、入力信号電圧の極性に対する非対称性に基づ
くものであることを特徴とする。
よる実効的ゲートバイアス電圧の変化が、入力信号に応
じて前記障壁ゲートを通して流れる逆方向ゲート電流の
大きさの、入力信号電圧の極性に対する非対称性に基づ
くものであることを特徴とする。
【００１０】
【作用】本発明の高周波増幅器では、増幅素子としての
障壁ゲート型ＦＥＴのゲート電流ー電圧特性曲線の勾配
が、逆方向領域で、ゲート・ソース間電圧（ダイオード
のアノード・カソード間電圧に相当する）の或る値を境
にして、非対称であることを利用する。すなわち、ＦＥ
Ｔのゲート・ソース間電圧を高周波入力信号により、上
記のゲート電流ー電圧特性中の変化点を中心にして＋方
向と−方向に均等にスイングさせると、逆方向ゲート電
流は、もともとの電流に電流変化率の大きい方の分が差
として加わったものとなり、変化する。その変化の方向
は、（チャネルからゲート障壁を越えてゲート電極に向
う）逆方向ゲート電流を減少させる方向である。本発明
においては、この逆方向ゲート電流の減少により、ＦＥ
Ｔのゲート電圧を決める抵抗に流れる電流が減少する。
その結果、ＦＥＴの実効的なゲートバイアス電圧が負方
向に深くなり、ドレイン・ソース間電流が減少して、増
幅器としてのゲインが自動的に低下する。
障壁ゲート型ＦＥＴのゲート電流ー電圧特性曲線の勾配
が、逆方向領域で、ゲート・ソース間電圧（ダイオード
のアノード・カソード間電圧に相当する）の或る値を境
にして、非対称であることを利用する。すなわち、ＦＥ
Ｔのゲート・ソース間電圧を高周波入力信号により、上
記のゲート電流ー電圧特性中の変化点を中心にして＋方
向と−方向に均等にスイングさせると、逆方向ゲート電
流は、もともとの電流に電流変化率の大きい方の分が差
として加わったものとなり、変化する。その変化の方向
は、（チャネルからゲート障壁を越えてゲート電極に向
う）逆方向ゲート電流を減少させる方向である。本発明
においては、この逆方向ゲート電流の減少により、ＦＥ
Ｔのゲート電圧を決める抵抗に流れる電流が減少する。
その結果、ＦＥＴの実効的なゲートバイアス電圧が負方
向に深くなり、ドレイン・ソース間電流が減少して、増
幅器としてのゲインが自動的に低下する。
【００１１】
【実施例】次に、本発明の好適な実施例について、図面
を参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の一実施例
の回路図である。同図を参照すると、本実施例の高周波
増幅器は、縦列２段のＧａＡｓＦＥＴ増幅段で構成され
ている。初段増幅段を構成するＧａＡｓＦＥＴＱ1 は、
ｎチャネル、ディプリーション型のＦＥＴである。ドレ
イン電極は負荷抵抗ＲL1を介して電源電圧供給線（電圧
ＶDD＝５．８Ｖ）６に接続され、ソース電極はグランド
ライン（基準電位）７に接続されている。ゲート電極に
は、グランドライン７とゲート電圧供給線（電圧ＶGG＝
−３．０Ｖ）８との間を直列接続の２つの抵抗ＲG1，Ｒ
G2で抵抗分割して得られる直流バイアス電圧が与えられ
ている。終段増幅段も、増幅素子としてのＧａＡｓＦＥ
ＴＱ2と、負荷抵抗ＲL2と、ゲートバイアス回路を構成
する直列接続の２つの抵抗ＲG3，ＲG4とからなる。ＦＥ
ＴＱ2 もｎチャネル、ディプリーション型である。上記
の回路素子は、初段増幅段におけると同様に接続されて
いる。初段増幅段と終段増幅段とは、Ｌ成分を持つマイ
クロストリップラインにより容量を介して接続されてい
る。尚、本実施例は縦列２段の増幅段で構成されている
が、図１（ａ）に示す回路図から明かなように、終段増
幅段は初段増幅段と同一構成である。この増幅段は、全
体としての増幅率の調整や出力インピーダンス調整のた
めの出力段として用いられている。従って、本発明が２
段構成である必然性は特にはなく、初段または終段だけ
の１段構成の増幅器であっても、本発明の作用、効果は
得られる。この理由により、以後の説明は主に初段の増
幅段について行う。
を参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の一実施例
の回路図である。同図を参照すると、本実施例の高周波
増幅器は、縦列２段のＧａＡｓＦＥＴ増幅段で構成され
ている。初段増幅段を構成するＧａＡｓＦＥＴＱ1 は、
ｎチャネル、ディプリーション型のＦＥＴである。ドレ
イン電極は負荷抵抗ＲL1を介して電源電圧供給線（電圧
ＶDD＝５．８Ｖ）６に接続され、ソース電極はグランド
ライン（基準電位）７に接続されている。ゲート電極に
は、グランドライン７とゲート電圧供給線（電圧ＶGG＝
−３．０Ｖ）８との間を直列接続の２つの抵抗ＲG1，Ｒ
G2で抵抗分割して得られる直流バイアス電圧が与えられ
ている。終段増幅段も、増幅素子としてのＧａＡｓＦＥ
ＴＱ2と、負荷抵抗ＲL2と、ゲートバイアス回路を構成
する直列接続の２つの抵抗ＲG3，ＲG4とからなる。ＦＥ
ＴＱ2 もｎチャネル、ディプリーション型である。上記
の回路素子は、初段増幅段におけると同様に接続されて
いる。初段増幅段と終段増幅段とは、Ｌ成分を持つマイ
クロストリップラインにより容量を介して接続されてい
る。尚、本実施例は縦列２段の増幅段で構成されている
が、図１（ａ）に示す回路図から明かなように、終段増
幅段は初段増幅段と同一構成である。この増幅段は、全
体としての増幅率の調整や出力インピーダンス調整のた
めの出力段として用いられている。従って、本発明が２
段構成である必然性は特にはなく、初段または終段だけ
の１段構成の増幅器であっても、本発明の作用、効果は
得られる。この理由により、以後の説明は主に初段の増
幅段について行う。
【００１２】以下に、本実施例の動作を説明する。図１
において、例えばいま、ＲG1＝２ｋΩ、ＲG2＝１ｋΩ、
ＲG3＝ＲG4＝３ｋΩとし、ＶGG＝−３．０Ｖとする。こ
のとき、初段増幅段では、抵抗ＲG2をゲート電圧供給線
８からグランドライン７方向に流れる電流ＩR2は、ＩR2
＝−１．０ｍＡであり、初段ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のゲー
ト電極には、ゲートバイアス電圧ＶG1＝−２．０Ｖが掛
かっている。但しこの場合、後述するように、ＦＥＴＱ
1 のゲート部のショットキ・バリア・ダイオードには逆
方向ゲート電流、つまりゲート電極側から抵抗ＲG1，Ｒ
G2の直列接続点方向の電流が流れているが、ここではそ
の逆方向ゲート電流は無視している。同様に、終段増幅
段では、抵抗ＲG4をゲート電圧供給線８側からグランド
ライン７方向に電流ＩR4＝−０．５ｍＡが流れており、
この電流ＩR4によって終段ＧａＡｓＦＥＴＱ2 のゲート
電極には、直流ゲートバイアス電圧ＶG2＝−１．５Ｖが
掛かっている。
において、例えばいま、ＲG1＝２ｋΩ、ＲG2＝１ｋΩ、
ＲG3＝ＲG4＝３ｋΩとし、ＶGG＝−３．０Ｖとする。こ
のとき、初段増幅段では、抵抗ＲG2をゲート電圧供給線
８からグランドライン７方向に流れる電流ＩR2は、ＩR2
＝−１．０ｍＡであり、初段ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のゲー
ト電極には、ゲートバイアス電圧ＶG1＝−２．０Ｖが掛
かっている。但しこの場合、後述するように、ＦＥＴＱ
1 のゲート部のショットキ・バリア・ダイオードには逆
方向ゲート電流、つまりゲート電極側から抵抗ＲG1，Ｒ
G2の直列接続点方向の電流が流れているが、ここではそ
の逆方向ゲート電流は無視している。同様に、終段増幅
段では、抵抗ＲG4をゲート電圧供給線８側からグランド
ライン７方向に電流ＩR4＝−０．５ｍＡが流れており、
この電流ＩR4によって終段ＧａＡｓＦＥＴＱ2 のゲート
電極には、直流ゲートバイアス電圧ＶG2＝−１．５Ｖが
掛かっている。
【００１３】この状態で、ＦＥＴＱ1 のゲート電極に入
力信号が入力された場合を考える。始めに、図１（ｂ）
に、ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のゲート電流ＩGS（ショットキ
・バリアを通してゲート電極側からチャネルに流れ込む
方向を正とする）のゲート・ソース間電圧ＶGS（ゲート
電極側からソース電極への方向を正とする）依存性を示
す。但し同図は、逆方向電流側の縦軸を、順方向電流側
の縦軸に対して拡大して示してある。図１（ｂ）を参照
すると、逆方向電流の場合、ＶGS≒−２．０Ｖ付近で電
流曲線の勾配が大きく変化している。すなわち、逆方向
ゲート電圧ＶGSが（絶対値で）大きい領域での勾配は緩
やかであり、これに対し、逆方向ゲート電圧が小さい領
域での勾配は、急である。この現象は、本発明に特有な
ものではなく、ショットキ・バリア・ダイオードの電流
ー電圧特性について、一般に言えることである。ここ
で、高周波入力信号を入力する。つまり、図１（ｂ）中
に示すように、ＦＥＴＱ1 のゲート・ソース間電圧をＶ
GS＝−２．０Ｖを中心として増減させると、電圧ＶGSの
変化により、抵抗ＲG2を流れる電流ＩR2が変化する。そ
の場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSは−２．０Ｖを中心
にして＋方向と−方向に均等にスイングするのである
が、ゲート電流ＩGSがゲート・ソース間電圧ＶGSに対し
て非対称な変化をするので、電流変化の大きい方の分が
差として表れ、ゲート電流ＩGSは平均的には電流変化率
の大きい方に偏る。この場合は、負方向のゲート電流が
減少する。つまり、高周波信号を入力することによっ
て、ゲート電極から抵抗ＲG1，ＲG2の直列接続点へ流れ
込む電流が減少する。その結果、抵抗ＲG2を流れる電流
が減少し、２つの抵抗ＲG1，ＲG2の接続点の電圧、すな
わちＦＥＴＱ1 のゲート電圧がゲート電圧供給線８の電
圧（＝−３．０Ｖ）に近付く。このようにしてゲート電
圧がより深い方向に変動することにより、ゲート電極下
の空乏層がそれまでよりもチャネル中に広がってゆき、
ドレイン・ソース間電流が減少して増幅率が低下する。
ここで、図１（ｂ）のゲート電流ー電圧特性から明かな
ように、上記の高周波信号の入力によるゲート電圧のマ
イナス方向への移動、増幅率の低下は、高周波入力信号
の振幅、換言すれば入力信号の電力が大きいほど、大き
い。
力信号が入力された場合を考える。始めに、図１（ｂ）
に、ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のゲート電流ＩGS（ショットキ
・バリアを通してゲート電極側からチャネルに流れ込む
方向を正とする）のゲート・ソース間電圧ＶGS（ゲート
電極側からソース電極への方向を正とする）依存性を示
す。但し同図は、逆方向電流側の縦軸を、順方向電流側
の縦軸に対して拡大して示してある。図１（ｂ）を参照
すると、逆方向電流の場合、ＶGS≒−２．０Ｖ付近で電
流曲線の勾配が大きく変化している。すなわち、逆方向
ゲート電圧ＶGSが（絶対値で）大きい領域での勾配は緩
やかであり、これに対し、逆方向ゲート電圧が小さい領
域での勾配は、急である。この現象は、本発明に特有な
ものではなく、ショットキ・バリア・ダイオードの電流
ー電圧特性について、一般に言えることである。ここ
で、高周波入力信号を入力する。つまり、図１（ｂ）中
に示すように、ＦＥＴＱ1 のゲート・ソース間電圧をＶ
GS＝−２．０Ｖを中心として増減させると、電圧ＶGSの
変化により、抵抗ＲG2を流れる電流ＩR2が変化する。そ
の場合、ゲート・ソース間電圧ＶGSは−２．０Ｖを中心
にして＋方向と−方向に均等にスイングするのである
が、ゲート電流ＩGSがゲート・ソース間電圧ＶGSに対し
て非対称な変化をするので、電流変化の大きい方の分が
差として表れ、ゲート電流ＩGSは平均的には電流変化率
の大きい方に偏る。この場合は、負方向のゲート電流が
減少する。つまり、高周波信号を入力することによっ
て、ゲート電極から抵抗ＲG1，ＲG2の直列接続点へ流れ
込む電流が減少する。その結果、抵抗ＲG2を流れる電流
が減少し、２つの抵抗ＲG1，ＲG2の接続点の電圧、すな
わちＦＥＴＱ1 のゲート電圧がゲート電圧供給線８の電
圧（＝−３．０Ｖ）に近付く。このようにしてゲート電
圧がより深い方向に変動することにより、ゲート電極下
の空乏層がそれまでよりもチャネル中に広がってゆき、
ドレイン・ソース間電流が減少して増幅率が低下する。
ここで、図１（ｂ）のゲート電流ー電圧特性から明かな
ように、上記の高周波信号の入力によるゲート電圧のマ
イナス方向への移動、増幅率の低下は、高周波入力信号
の振幅、換言すれば入力信号の電力が大きいほど、大き
い。
【００１４】本実施例において、図１（ａ）中の前段の
増幅器（ＦＥＴＱ1 を増幅素子とする）について、ドレ
イン電極への電源電圧ＶDD＝５．８Ｖ、ゲート電圧供給
線８の電圧ＶGG＝−３．０Ｖとしたときの、高周波信号
（周波数ｆ＝１．９ＧＨｚ）の入力電力Ｐinと、増幅信
号の出力電力Ｐout 、ゲインＧP 及び抵抗ＲG2を流れる
電流ＩR2との関係を、図２に示す。図２を参照して、入
力電力Ｐinが小さく−２０〜−１５ｄＢｍの範囲にある
ときは、電流ＩR2＝−１．０ｍＡとほぼ一定である。出
力電力Ｐout は入力電力Ｐinに比例して増加し、従っ
て、ゲインＧP は１３ｄＢ一定である。入力電力Ｐinが
増加すると、Ｐin＝−１４ｄＢｍ近辺から電流ＩR2が
（絶対値で）減少し始め、入力電力Ｐin＝−９ｄＢｍの
とき、ＩR2＝−０．７ｍＡとなった。このとき、ＦＥＴ
Ｑ1 のゲート電圧ＶGS＝−２．３Ｖであった。電流ＩR2
の減少に伴なって出力電力Ｐout 、ゲインＧP とも減少
し、近飽和点すなわち電流ＩR2＝−０．７ｍＡでゲート
電圧ＶGS＝−２．３Ｖのとき、ゲインＧP が６〜７ｄＢ
低下することが確認された。
増幅器（ＦＥＴＱ1 を増幅素子とする）について、ドレ
イン電極への電源電圧ＶDD＝５．８Ｖ、ゲート電圧供給
線８の電圧ＶGG＝−３．０Ｖとしたときの、高周波信号
（周波数ｆ＝１．９ＧＨｚ）の入力電力Ｐinと、増幅信
号の出力電力Ｐout 、ゲインＧP 及び抵抗ＲG2を流れる
電流ＩR2との関係を、図２に示す。図２を参照して、入
力電力Ｐinが小さく−２０〜−１５ｄＢｍの範囲にある
ときは、電流ＩR2＝−１．０ｍＡとほぼ一定である。出
力電力Ｐout は入力電力Ｐinに比例して増加し、従っ
て、ゲインＧP は１３ｄＢ一定である。入力電力Ｐinが
増加すると、Ｐin＝−１４ｄＢｍ近辺から電流ＩR2が
（絶対値で）減少し始め、入力電力Ｐin＝−９ｄＢｍの
とき、ＩR2＝−０．７ｍＡとなった。このとき、ＦＥＴ
Ｑ1 のゲート電圧ＶGS＝−２．３Ｖであった。電流ＩR2
の減少に伴なって出力電力Ｐout 、ゲインＧP とも減少
し、近飽和点すなわち電流ＩR2＝−０．７ｍＡでゲート
電圧ＶGS＝−２．３Ｖのとき、ゲインＧP が６〜７ｄＢ
低下することが確認された。
【００１５】以上の動作説明から分かるように、本発明
の増幅器においては、増幅器のゲインＧP は出力電力Ｐ
out によって間接的に制御されるのではなく、入力電力
Ｐinによって直接制御される。これは、本発明における
増幅素子が、ＧａＡｓＦＥＴのような、ショットキ・バ
リア・ゲート型ＦＥＴであることによる。ＳＢＧＦＥＴ
では、ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート容量の充・放電電流
とは異って、ゲート電圧に応じて障壁を通ってゲート電
流が流れる。このゲート電流に関して言えば、従来の増
幅器ではＧａＡｓＦＥＴを用いるものであっても、ゲー
トバイアス回路に例えば数十ｋΩというような大きな抵
抗を用いて、ゲート電流を殆ど流さないようにしてい
る。このような構成の場合、入力電力量が増加してもゲ
ート電圧は殆んど変らないので、近飽和点でのゲインの
低下はたかだか１ｄＢ程度でしかない。一方、ゲイン調
節のためにバイアスポイントを変えるには、前述の公報
記載の増幅器におけるように、ゲートバイアス用電源回
路（本実施例におけるゲート電圧供給線８に相当する）
の出力電圧そのものを変化させるようにせざるを得な
い。これに対し本発明は、逆方向ゲート電流が流れるこ
とを積極的に利用している。すなわち、逆方向ゲート電
流の電流ー電圧特性が直流的なバイアスポイントに対し
て非対称であることに着目し、その特性の変化点近辺に
直流バイアスポイントを決めている。その直流バイアス
ポイントの設定には、２つの抵抗ＲG1，ＲG2の抵抗分割
回路を用いる。このような構成によれば、直流バイアス
ポイントは、２つの抵抗値の比だけによって決定でき
る。一方、高周波信号入力によるゲインの低下量は、抵
抗の絶対値によって決められる。本発明において、入力
電力ＰinによるゲインＧP の直接制御には、直流バイア
ス電圧と、ゲートバイアス回路の抵抗ＲG2の絶対値とが
独立して選択できることが必要であるが、抵抗分割によ
るバイアス回路がこのことを可能にしている。
の増幅器においては、増幅器のゲインＧP は出力電力Ｐ
out によって間接的に制御されるのではなく、入力電力
Ｐinによって直接制御される。これは、本発明における
増幅素子が、ＧａＡｓＦＥＴのような、ショットキ・バ
リア・ゲート型ＦＥＴであることによる。ＳＢＧＦＥＴ
では、ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート容量の充・放電電流
とは異って、ゲート電圧に応じて障壁を通ってゲート電
流が流れる。このゲート電流に関して言えば、従来の増
幅器ではＧａＡｓＦＥＴを用いるものであっても、ゲー
トバイアス回路に例えば数十ｋΩというような大きな抵
抗を用いて、ゲート電流を殆ど流さないようにしてい
る。このような構成の場合、入力電力量が増加してもゲ
ート電圧は殆んど変らないので、近飽和点でのゲインの
低下はたかだか１ｄＢ程度でしかない。一方、ゲイン調
節のためにバイアスポイントを変えるには、前述の公報
記載の増幅器におけるように、ゲートバイアス用電源回
路（本実施例におけるゲート電圧供給線８に相当する）
の出力電圧そのものを変化させるようにせざるを得な
い。これに対し本発明は、逆方向ゲート電流が流れるこ
とを積極的に利用している。すなわち、逆方向ゲート電
流の電流ー電圧特性が直流的なバイアスポイントに対し
て非対称であることに着目し、その特性の変化点近辺に
直流バイアスポイントを決めている。その直流バイアス
ポイントの設定には、２つの抵抗ＲG1，ＲG2の抵抗分割
回路を用いる。このような構成によれば、直流バイアス
ポイントは、２つの抵抗値の比だけによって決定でき
る。一方、高周波信号入力によるゲインの低下量は、抵
抗の絶対値によって決められる。本発明において、入力
電力ＰinによるゲインＧP の直接制御には、直流バイア
ス電圧と、ゲートバイアス回路の抵抗ＲG2の絶対値とが
独立して選択できることが必要であるが、抵抗分割によ
るバイアス回路がこのことを可能にしている。
【００１６】本実施例の増幅器を、国内のデジタルコー
ドレスシステムであるＰＨＳ（ｆ＝１．９ＧＨｚ）に適
用するものとし、図３に示すブロック図で、バンドパス
フィルタ２，４のロスを２ｄＢ、ミキサ５は、インター
セプト・ポイント（Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ Ｐｏｉｔ：３
次の高調波歪ＩＭ3 と出力Ｐout のレベルとが同じにな
るポイント）ＩＰ3 ＝０ｄＢｍ、ＮＦ＝１２ｄＢとし、
増幅器３には本実施例を用い、ミキサ５のオーバーロー
ドを防ぐため、ゲイン＝１５ｄＢ、ＮＦ＝２ｄＢとし
て、フロントエンド部の特性を計算すると、トータルＮ
Ｆ＝６ｄＢ、ミキサ前迄で１１ｄＢのゲインとなる。本
実施例の増幅器によれば、図２から、ゲート電圧の−方
向への変化が０．３Ｖを越えるような過入力時に、約１
０ｄＢ程度のゲイン低下が期待できるので、通常時のゲ
インを２５ｄＢ程度にまで持ち上げることができる。こ
のとき、フロントエンドの特性も、トータルＮＦ＝５ｄ
Ｂ、ミキサ前迄で２１ｄＢのゲインとなり、特性が向上
する。これによって、受信信号レベルが弱い時の受信感
度を向上させることができるので、従来のセットに比べ
受信のダイナミックレンジが１０〜１５ｄＢ程度広くな
る。又、その際に特別な制御システムや回路等は必要な
いので、部品点数やセットの実装面積を増やすことな
く、セットの特性向上を実現可能である。
ドレスシステムであるＰＨＳ（ｆ＝１．９ＧＨｚ）に適
用するものとし、図３に示すブロック図で、バンドパス
フィルタ２，４のロスを２ｄＢ、ミキサ５は、インター
セプト・ポイント（Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ Ｐｏｉｔ：３
次の高調波歪ＩＭ3 と出力Ｐout のレベルとが同じにな
るポイント）ＩＰ3 ＝０ｄＢｍ、ＮＦ＝１２ｄＢとし、
増幅器３には本実施例を用い、ミキサ５のオーバーロー
ドを防ぐため、ゲイン＝１５ｄＢ、ＮＦ＝２ｄＢとし
て、フロントエンド部の特性を計算すると、トータルＮ
Ｆ＝６ｄＢ、ミキサ前迄で１１ｄＢのゲインとなる。本
実施例の増幅器によれば、図２から、ゲート電圧の−方
向への変化が０．３Ｖを越えるような過入力時に、約１
０ｄＢ程度のゲイン低下が期待できるので、通常時のゲ
インを２５ｄＢ程度にまで持ち上げることができる。こ
のとき、フロントエンドの特性も、トータルＮＦ＝５ｄ
Ｂ、ミキサ前迄で２１ｄＢのゲインとなり、特性が向上
する。これによって、受信信号レベルが弱い時の受信感
度を向上させることができるので、従来のセットに比べ
受信のダイナミックレンジが１０〜１５ｄＢ程度広くな
る。又、その際に特別な制御システムや回路等は必要な
いので、部品点数やセットの実装面積を増やすことな
く、セットの特性向上を実現可能である。
【００１７】本実施例において抵抗ＲG1，ＲG2の抵抗値
は、ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のピンチオフ電圧や、ゲート電
流ー電圧特性あるいは耐圧などの直流特性と、使用周波
数、必要な出力電力量Ｐout 、ゲインＧP 或いは外付け
回路の構成などのような交流特性とを考慮して、最適な
値に設定する。又、後段ＧａＡｓＦＥＴＱ2 のゲート抵
抗ＲG3，ＲG4の抵抗値を、抵抗ＲG1，ＲG2の抵抗値の２
倍程度以上に選び、前段増幅段の抵抗ＲG2を流れる電流
ＩR2に比べ終段増幅段の抵抗ＲG4を流れる電流ＩR4の方
が小さくなるように設定すると、終段ＦＥＴＱ2 のアイ
ドル電流がほとんど変動しないので、出力側のインピー
ダンスは変動せず、次段のミキサへの影響をほとんど無
視できるようになるので好都合であるが、勿論、必要に
応じて他の抵抗値に設定しても構わない。
は、ＧａＡｓＦＥＴＱ1 のピンチオフ電圧や、ゲート電
流ー電圧特性あるいは耐圧などの直流特性と、使用周波
数、必要な出力電力量Ｐout 、ゲインＧP 或いは外付け
回路の構成などのような交流特性とを考慮して、最適な
値に設定する。又、後段ＧａＡｓＦＥＴＱ2 のゲート抵
抗ＲG3，ＲG4の抵抗値を、抵抗ＲG1，ＲG2の抵抗値の２
倍程度以上に選び、前段増幅段の抵抗ＲG2を流れる電流
ＩR2に比べ終段増幅段の抵抗ＲG4を流れる電流ＩR4の方
が小さくなるように設定すると、終段ＦＥＴＱ2 のアイ
ドル電流がほとんど変動しないので、出力側のインピー
ダンスは変動せず、次段のミキサへの影響をほとんど無
視できるようになるので好都合であるが、勿論、必要に
応じて他の抵抗値に設定しても構わない。
【００１８】尚、本実施例では 増幅素子としてＧａＡ
ｓ ＳＢＧＦＥＴを用いた例について述べたが、増幅素
子はこれに限らず、障壁ゲート型のＦＥＴであれば他の
構造のＦＥＴであっても、良い。そのような素子として
は、例えば、異る半導体どうしを接合させたヘテロ接合
ゲート構造のＦＥＴや、シリコンのＳＢＧＦＥＴが挙ら
れる。更には、ｐｎ接合ゲート構造のＦＥＴであって
も、良い。
ｓ ＳＢＧＦＥＴを用いた例について述べたが、増幅素
子はこれに限らず、障壁ゲート型のＦＥＴであれば他の
構造のＦＥＴであっても、良い。そのような素子として
は、例えば、異る半導体どうしを接合させたヘテロ接合
ゲート構造のＦＥＴや、シリコンのＳＢＧＦＥＴが挙ら
れる。更には、ｐｎ接合ゲート構造のＦＥＴであって
も、良い。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による増幅
器は、ＧａＡｓＦＥＴのような、ゲート部にショットキ
・バリアやヘテロ接合、あるいはｐｎ接合などの障壁を
持つ構造のＦＥＴを増幅素子とする増幅器において、ゲ
ート障壁を通して流れる逆方向電流がゲートの直流バイ
アスポイントに対して非対称な挙動を示すことを利用し
て障壁ゲートに電流を流すことにより、入力電力によっ
てゲインを直接制御し、過入力時のゲインを自動的に低
下させるように構成している。
器は、ＧａＡｓＦＥＴのような、ゲート部にショットキ
・バリアやヘテロ接合、あるいはｐｎ接合などの障壁を
持つ構造のＦＥＴを増幅素子とする増幅器において、ゲ
ート障壁を通して流れる逆方向電流がゲートの直流バイ
アスポイントに対して非対称な挙動を示すことを利用し
て障壁ゲートに電流を流すことにより、入力電力によっ
てゲインを直接制御し、過入力時のゲインを自動的に低
下させるように構成している。
【００２０】これにより本発明によれば、出力電力を監
視し、その監視結果に応じてゲート電圧を変化させると
いう従来の増幅器に比べ、簡単な回路構成で、過入力時
のゲインを低下させることが可能である。
視し、その監視結果に応じてゲート電圧を変化させると
いう従来の増幅器に比べ、簡単な回路構成で、過入力時
のゲインを低下させることが可能である。
【００２１】本発明による増幅器は、従来の増幅器とは
異って、ゲイン制御のための周辺部品や制御プログラム
を特には必要としないので、従来の増幅器に比べて実装
面積の点で優れ、又、製造時の部品管理工数、組立工数
の削減など、製造コスト削減が可能である。
異って、ゲイン制御のための周辺部品や制御プログラム
を特には必要としないので、従来の増幅器に比べて実装
面積の点で優れ、又、製造時の部品管理工数、組立工数
の削減など、製造コスト削減が可能である。
【００２２】本発明において、特にＧａＡｓＦＥＴのよ
うなマイクロ波帯トランジスタを増幅素子として用いた
ものは、例えばＰＨＳなど、小型性、低コスト性が重視
されるＬ〜Ｓ帯の移動体通信システム用携帯機の受信フ
ロントエンド部に用いると、その効果は大である。
うなマイクロ波帯トランジスタを増幅素子として用いた
ものは、例えばＰＨＳなど、小型性、低コスト性が重視
されるＬ〜Ｓ帯の移動体通信システム用携帯機の受信フ
ロントエンド部に用いると、その効果は大である。
【図１】本発明の一実施例の回路図および、これに用い
たＧａＡｓＦＥＴのショットキ・バリア・ゲートの電流
ー電圧特性を示す図である。
たＧａＡｓＦＥＴのショットキ・バリア・ゲートの電流
ー電圧特性を示す図である。
【図２】図１に示す回路における初段増幅段の特性を示
す図である。
す図である。
【図３】ＰＨＳの受信フロントエンド部のブロック図で
ある。
ある。
【図４】従来の増幅器の一例のブロック図である。
１ アンテナ ２，４ バンドパスフィルタ ３ 増幅器 ５ ミキサ ６ 電源電圧供給線 ７ グランドライン ８ ゲート電圧供給線 １２ 電源回路 １４ 増幅器 １５ 電源回路 １６ 検出回路 １７ Ｄ／Ｄコンバータ １８ 演算増幅器 １９ 電圧発生回路
Claims (4)
- 【請求項１】 ＧａＡｓショットキ・バリア・ゲート型
ＦＥＴのような障壁ゲート型の高周波電界効果型トラン
ジスタを増幅素子として用いて、前記トランジスタのゲ
ート電極に入力される高周波信号を電力増幅する高周波
増幅器において、 過入力電力時の増幅利得を、前記ゲート電極に入力され
る高周波信号自体によって直接、低下させる手段を設け
たことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項２】 請求項１記載の高周波増幅器において、 前記過入力電力時の増幅利得の低下が、前記高周波入力
信号の電圧振幅により前記トランジスタの実効的なゲー
トバイアス電圧を変化させることによるものであること
を特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項３】 請求項２記載の高周波増幅器において、 前記高周波入力信号の電圧振幅による実効的ゲートバイ
アス電圧の変化が、入力信号に応じて前記障壁ゲートを
通して流れる逆方向ゲート電流の大きさの、入力信号電
圧の極性に対する非対称性に基づくものであることを特
徴とする高周波増幅器。 - 【請求項４】 ＧａＡｓショットキ・バリア・ゲート型
ＦＥＴのような障壁ゲート型で、ｎチャネル、ディプリ
ーション型の高周波電界効果型トランジスタと、 与えられた負の直流電圧を抵抗分割して所定の負直流電
圧を出力する直列接続の２つの抵抗とを少なくとも含
み、 前記２つの抵抗の直列接続点からの負直流電圧を前記ト
ランジスタの直流ゲートバイアス電圧として与え、外部
からの高周波信号を前記トランジスタのゲート入力と
し、前記トランジスタのドレイン出力を増幅出力として
取り出すように構成し、前記トランジスタの直流ゲートバイアス電圧を、ゲート
・ソース間電圧が、障壁ゲートの電流・電圧特性におけ
る逆方向電流の勾配の変化点近傍の電圧に設定した こと
を特徴とする高周波増幅器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7040170A JP2685014B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 高周波増幅器 |
| US08/604,238 US5789983A (en) | 1995-02-28 | 1996-02-21 | High-frequency amplifier having variable gain in response to input power level |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7040170A JP2685014B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 高周波増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237041A JPH08237041A (ja) | 1996-09-13 |
| JP2685014B2 true JP2685014B2 (ja) | 1997-12-03 |
Family
ID=12573301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7040170A Expired - Fee Related JP2685014B2 (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 高周波増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5789983A (ja) |
| JP (1) | JP2685014B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000068747A (ja) * | 1998-08-20 | 2000-03-03 | Sony Corp | 検波回路 |
| US6111466A (en) * | 1999-03-22 | 2000-08-29 | Motorola, Inc. | Amplifier with feedback to provide bias adjustment |
| US6735424B1 (en) * | 2000-06-14 | 2004-05-11 | The Regents Of The University Of California | S-band low-noise amplifier with self-adjusting bias for improved power consumption and dynamic range in a mobile environment |
| US6388526B1 (en) * | 2000-07-06 | 2002-05-14 | Lucent Technologies Inc. | Methods and apparatus for high performance reception of radio frequency communication signals |
| US6323731B1 (en) * | 2000-10-06 | 2001-11-27 | Tropion, Inc. Corp. | Variable bias control for switch mode RF amplifier |
| US6424222B1 (en) | 2001-03-29 | 2002-07-23 | Gct Semiconductor, Inc. | Variable gain low noise amplifier for a wireless terminal |
| US6794935B2 (en) * | 2002-10-17 | 2004-09-21 | Motorola Inc. | Power amplification circuit and method for supplying power at a plurality of desired power output levels |
| US7064611B2 (en) * | 2003-04-12 | 2006-06-20 | Chung-Shan Institute Of Science And Technology | IDSS RF amplifier |
| TWI231645B (en) * | 2003-10-16 | 2005-04-21 | Novatek Microelectronics Corp | Power amplifier having active bias circuit |
| US7599670B2 (en) * | 2005-07-21 | 2009-10-06 | Microsoft Corporation | Dynamic bias for receiver controlled by radio link quality |
| RU2568264C1 (ru) * | 2014-10-15 | 2015-11-20 | Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Исток" имени А.И. Шокина" (АО "НПП "Исток" им. Шокина") | Генератор управляемый напряжением |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01160709A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-23 | Yokohama Rubber Co Ltd:The | 空気入りラジアルタイヤ |
| JPH02149108A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Nec Corp | ゲート電圧制御回路 |
| JPH04356805A (ja) * | 1991-06-03 | 1992-12-10 | Fujitsu Ltd | 増幅器 |
| US5371477A (en) * | 1991-08-05 | 1994-12-06 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Linear amplifier |
| DE69322934T2 (de) * | 1992-11-04 | 1999-07-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven | Vorrichtung mit einer Schaltung zum Verarbeiten eines Wechselsignals |
-
1995
- 1995-02-28 JP JP7040170A patent/JP2685014B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-02-21 US US08/604,238 patent/US5789983A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08237041A (ja) | 1996-09-13 |
| US5789983A (en) | 1998-08-04 |
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