JP2674029B2

JP2674029B2 - ディジタル・フィルタ装置

Info

Publication number: JP2674029B2
Application number: JP62204987A
Authority: JP
Inventors: 正之西口
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-08-20
Filing date: 1987-08-20
Publication date: 1997-11-05
Anticipated expiration: 2012-11-05
Also published as: JPS6449310A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で本発明を説明する。 A.産業上の利用分野 B.発明の概要 C.従来の技術 D.発明が解決しようとする問題点 E.問題点を解決するための手段 F.作用 G.実施例Ｇ−1.第１の実施例の概略構成（第１図）Ｇ−1.ノイズ・シェイピング・フィルタの具体例（第２
図〜第４図）Ｇ−3.比較例（第５図〜第７図）Ｇ−4.他の実施例（第８図、第９図） H.発明の効果 A.産業上の利用分野本発明は、ディジタル・フィルタ装置に関し、特に、
オーバー・サンプリング・フィルタの出力側にノイズ・
シェイピング・フィルタを設けて成るディジタル・フィ
ルタ装置に関する。 B.発明の概要本発明は、オーバー・サンプリング出力にノイズ・シ
ェイピングを施すことでノイズを必要帯域よりも高域側
に集中させ、必要帯域でのS/N改善を図る際に、ノイズ
・シェイピング・フィルタとして、特性に極を有するII
Rディジタル・フィルタを用いることにより、簡単な構
成で急峻なノイズ・シェイピング特性を実現し、必要帯
域でのS/N改善量を容易に増大させ得るようなディジタ
ル・フィルタ装置を提供するものである。 C.従来の技術一般に、ディジタル信号のアナログ信号に変換する際
のDA変換器の精度を実質的に高めたい場合やノイズの低
減を図りたい場合に、オーバー・サンプリングとノイズ
・シェイピングとを組み合わせてノイズを必要帯域より
も高域側に集中させることで、実質的に必要帯域でのS/
Nを増加させることができる。オーバー・サンプリングとは、入力ディジタル信号
を、サンプリング周波数f_Sのｍ倍（ｍは整数）の周波数
mf_Sのクロックでサンプリングした形態のディジタル信
号に変換する処理である。また、ノイズ・シェイピング
とは、入力ディジタル信号を再量子化する際の量子化ノ
イズを予測フィルタ等を介して入力側に帰還することに
より、該ノイズのスペクトラム分布を変化させ、例えば
高域側に集中させる処理である。ここで、上述のようなオーバー・サンプリングにノイ
ズ・シェイピングを組み合わせたディジタル・フィルタ
装置の従来例について、第10図を参照しながら説明す
る。この第10図において、入力端子１からの入力ディジタ
ル信号は、該入力ディジタル信号をサンプリング周波数
のｍ倍の周波数でサンプリングした形態のディジタル信
号に変換するオーバー・サンプリング・フィルタ２に供
給されている。このオーバー・サンプリング・フィルタ
２は、上記入力ディジタル信号のサンプリグ周期の1/m
をそれぞれ遅延時間とする複数個、例えばｎ個の遅延素
子3₁〜3_nが直列に接続され、これらの遅延素子3₁〜3_nの
入出力に対してそれぞれ係数k₀〜k_nを乗算するための例
えばｎ＋１個の係数乗算器4₀〜4_nからの各出力を、加算
器５で加算するような、いわゆるFIR（有限インパルス
応答）フィルタの構成を有している。このオーバー・サ
ンプリング・フィルタ２の加算器５からの出力Ｘ（ｚ）
は、ノイズ・シェイピング・フィルタ10の入力端子11に
送られる。このノイズ・シェイピング・フィルタ10は、上記端子
11に供給された上記信号Ｘ（ｚ）が加算器12を介して量
子化器13に送られて再量子化され、加算器14により量子
化器13の入出力間の誤差（量子化誤差、ノイズ）Ｅ
（ｚ）がとられて、この誤差あるいはノイズＥ（ｚ）
が、予測器15を介して加算器12に減算信号として送られ
る構成を有している。このような構成のノジズ・シェイ
ピング・フィルタ10において、量子化器13から出力端子
16を介して取り出される出力（ｚ）は、（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋Ｅ（ｚ）（１−Ｐ（ｚ））となる。ここで上記式中のＰ（ｚ）は予測器15の伝達関
数である。このようなノイズ・シェイピング・フィルタ
10の伝達特性においては、零点のみしか設定できず、１
−Ｐ（ｚ）の根が零点となる。 D.発明が解決しようとする問題点ところで、上述のようなオーバー・サンプリング・フ
ィルタ２と共に用いられるノイズ・シェイピング・フィ
ルタ10には、従来より１次程度のFIRフィルタが使用さ
れているが、必要な帯域内でのS/N改善量をさらに増大
させるためには、さらに急峻なノイズ・シェイピング特
性が必要とされる。この急峻なノイズ・シェイピング特
性を実現するためには、上記FIR構成のフィルタ10の場
合では次数を高くすることが必要となり、演算量が多
く、ハードウェア構成が複雑化するという欠点がある。本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであ
り、オーバー・サンプリング・フィルタとノイズ・シェ
イピング・フィルタと組み合わせて成るディジタル・フ
ィルタ装置であって、比較的簡単な構成にて急峻なノイ
ズ・シェイピング特性を得ることができ、必要な帯域内
でのS/N改善量をさらに増大させることができるような
ディジタル・フィルタ装置の提供を目的とする。 E.問題点を解決するための手段本発明に係るディジタル・フィルタ装置は、上述の問
題点を解決するために、入力ディジタル信号をサンプリ
グ周波数の整数倍の周波数でサンプリングしたディジタ
ル信号に変換するオーバー・サンプリング・フィルタ
と、このオーバー・サンプリング・フィルタの出力を再
量子化して量子化ノイズのスペクトラム分布を高域側に
集中させるノイズ・シェイピング・フィルタとを有し、
上記ノイズ・シェイピング・フィルタは、上記オーバー
・サンプリング・フィルタの出力ディジタル信号を入力
信号として再量子化する再量子化手段と、上記再量子化
手段の入力信号と出力信号とを演算してノイズ成分を得
る加算手段と、上記加算手段のノイズ成分が供給され、
上記再量子化手段の入力側に帰還するノイズ・フィード
バック手段と、上記ノイズ・フィードバック手段に設け
られ、該ノイズ・フィードバック手段の出力信号の一部
を上記加算手段からのノイズ成分に加算するための局部
フィードバック手段とから構成されることを特徴として
いる。 F.作用オーバー・サンプリングされたディジタル信号にノイ
ズ・シェイピング処理を施すフィルタとして、伝達特性
に零点と極とを有するような、いわゆるIIR（無限イン
パルス応答）フィルタを用いることにより、簡単な回路
構成で急峻なノイズ・シェイピング特性を得ることがで
き、必要帯域内でのS/Nを大幅に改善できる。 G.実施例Ｇ−1.第１の実施例の概略構成（第１図）第１図は、本発明の第１の実施例となるディジタル・
フィルタ装置の概略構成を示すブロック回路図である。この第１図において、入力端子１に供給されたディジ
タル入力信号は、オーバー・サンプリング・フィルタ２
に送られている。このオーバー・サンプリング・フィル
タ２は、複数個、例えばｎ個の遅延素子3₁〜3_nの直列接
続回路と、この直列接続回路の各遅延素子3₁〜3_nの入出
力の全てに対してそれぞれ係数k₀〜k_nを乗算するための
ｎ＋１個の係数乗算器4₀〜4_nと、これらの各係数乗算器
4₀〜4_nからの出力を加算するための加算器５とから成
る、いわゆるFIR（有限インパルス応答）フィルタの構
成を有している。このオーバー・サプリング・フィルタ
２は、上記ディジタル入力信号のサンプリング周波数f_S
の整数倍、例えばｍ倍の周波数mf_Sでサンプリングした
形態のディジタル信号に変換するためのものであり、各
素子は周波数mf_S（f_Sは上記サンプリング周波数）のク
ロックを基準として動作し、各遅延素子3₁〜3_nの遅延時
間は、いずれも上記入力ディジタル信号のサンプリング
周期の1/mとなっている。このオーバー・サンプリング
・フィルタ２の加算器５からの出力Ｘ（ｚ）は、ノイズ
・シェイピング・フィルタ20の入力端子21に送られてい
る。ここでこの第１図に示すノズ・シェイピング・フィル
タ20は、本発明者が共に特開昭61−84914号公報におい
て開示したものである。このノイズ・シェイピング・フ
ィルタ20において、入力端子21に供給された上記信号Ｘ
（ｚ）は、加算器22を介して量子化器23に送られて再量
子化され、出力端子24に送られる。加算器25は、量子化
器23の出力から同入力を減算することにより、いわゆる
量子化誤差あるいは量子化ノイズＥ（ｚ）を得るように
している。この誤差あるいはノイズＥ（ｚ）は、加算器
26、予測器27、28及び加算器29より成る回路部を介して
加算器22に減算信号として送られて、いわゆるノイズ・
フィード・バックがなされることにより、全体としてノ
イズ・シェイピング特性が得られるようになっている。
このようなノイズ・シェイピングが施され量子化器23か
ら出力された出力信号（ｚ）が出力端子24より取り出
される。次に、上記加算器26、予測器27、28及び加算器29より
成る回路部は、一種のいわゆるIIR（無限インパルス応
答）フィルタの構成を有している。すなわち、加算器26
は、上記加算器25からのノイズＥ（ｚ）と、伝達関数が
Ｒ（ｚ）の予測器27からの出力とを加算するものであ
り、この加算器26からの出力Ｅ′（ｚ）は、上記予測器
27及び伝達関数がＲ（ｚ）の予測器28にそれぞれ供給さ
れている。これによって、予測器27からの出力を加算器
26に帰還するような局部的なフィードバック・ループが
形成される。加算器29は、予測器28からの出力より予測
器27からの出力を減算するものであり、この加算器29か
らの出力（ｚ）が、上記加算器22に減算信号として送
られている。以上のようなノイズ・シェイピング・フィルタ20の伝
達特性について考察すると、加算器22からの出力をＤ
（ｚ）とするとき、Ｘ（ｚ）−（ｚ）＝Ｄ（ｚ）Ｄ（ｚ）＋Ｅ（ｚ）＝（ｚ） ∴（ｚ）＝Ｘ（ｚ）−（ｚ）＋Ｅ（ｚ）・・・また、Ｅ（ｚ）＋Ｒ（ｚ）・Ｅ′（ｚ）＝Ｅ′（ｚ） ∴Ｅ′（ｚ）＝Ｅ（ｚ）／（１−Ｒ（ｚ））・・・となる。従って、ノイズ・シェイピング・フィルタ20の
伝達特性は、上記式を式に代入して整理することに
より求めることができ、となる。この式により、出力信号（ｚ）中のノイズ
成分については、量子化器23で付加された上記ノイズＥ
（ｚ）が（１−Ｐ（ｚ））／（１−Ｒ（ｚ））の伝達特
性のフィルタで処理されてノイズ・シェイピングされて
いることがわかる。すなわち、ノイズ・シェイピング・
フィルタは、１−Ｐ（ｚ）＝０の根に零点を持ち、１−
Ｒ（ｚ）＝０の根に極を持つことから、比較的低い次数
の簡単なフィルタ構成で、急峻なノイズ・シェイピング
特性を実現できる。Ｇ−2.ノイズ・シェイピング・フィルタの具体例（第２
図〜第４図）次に、第２図は、上記第１図中のノイズ・シェイピン
グ・フィウタ20の具体的な構成例を示すものであり、特
に予測器27、28の部分を具体化している。この第２図において、予測器27は、予測器28と共用の
遅延素子31、32と、これらの出力側に設けられた係数乗
算器33、34と、これらの乗算器33、34からの各出力を加
算する加算器35とから成っている。各遅延素子31、32
は、それぞれ１サンプル周期（ただし、上記オーバー・
サンプリング後のサンプル周期）の遅延時間を有してお
り、係数乗算器33、34の乗算係数は、それぞれK₁、K₂と
なっている。予測器28は、上記共用の遅延素子31、32
と、これらの出力側にそれぞれ設けられ乗算係数がそれ
ぞれK₃、K₄の係数乗算器36、37と、これらの乗算器36、
37からの各出力を加算する加算器38とから成っている。ここで、各係数乗算器33、34、36及び37の各乗算係数
を、それぞれK₁＝−1.7、K₂＝−0.723、K₃＝−0.333及
びK₄＝−0.36とするとき、上記（１−Ｐ（ｚ））／（１
−Ｒ（ｚ））に対応する伝達関数（これをＦ（ｚ）とす
る）は、となる。この条件の下に、上記オーバー・サンプリング
後のサンプリング周波数を88.2KHzとするとき、周波数
特性は第３図のように表れる。この第３図より明らかなように、ノイズ成分は44.1KH
zをピークとして略々28〜60KHz近傍に集中されて、０〜
28KHzの帯域では、ノイズ成分が略々等価に低減（約6dB
のS/N改善）されている。また、このときの極と零点の配置は、第４図のように
複素平面上で表される。なお原点の位置に２重の極と零
点が存在するが無視してよい。この第４図に示された極
（×印）と零点（○印）の座標は、極:z＝0.85（cosπ＋jsinπ）ここで、π＝２π・（44.1/88.2）零点:z＝0.6（cosθ±jcosθ）ただし、θ＝２π・（26.0/88.2）となる。すなわち、実軸Re上に存在する２重の極は、角
度π（周波数44.1KHzに対応）を有し、原点から0.85の
距離にあり、また、実軸Reを対称軸として角度θ（周波
数26.0KHzに対応）を有する各零点は、原点から0.6の距
離にあることを示している。Ｇ−3.比較例（第５図〜第７図）ところで、上記第３図の周波数特性と同程度の特性を
従来のノイズ・シェイピング・フィルタにより構成しよ
うとすると、例えば第５図に示すような高次のフィルタ
構成が必要となる。この第５図において、入力端子41には、上述したよう
なオーバー・サンプリング・フィルタ２（第１図参照）
からのディジタル出力信号Ｘ（ｚ）が供給されている。
この入力端子41に入力された信号Ｘ（ｚ）は、加算器42
を介して量子化器43に送られて再量子化される。加算器
44は、この量子化器43の出力から入力を減算して、いわ
ゆる量子化誤差あるいはノイズＥ（ｚ）を出力する。こ
のノイズＥ（ｚ）は予測器45を介して加算器42へ減算信
号として送られている。ここで予測器45の伝達関数をＰ
（ｚ）とするとき、ノイズ・シェイピング・フィルタの
量子化器43の出力端子46より取り出される出力信号
（ｚ）は、（ｚ）＝Ｘ（ｚ）＋Ｅ（ｚ）（１−Ｐ（ｚ））・・・と表される。この式において、１−Ｐ（ｚ）＝０の根
が零点となり、この場合のノイズ・シェイピング・フィ
ルタの伝達関数は零点のみしか設定できないことがわか
る。ところで、第５図の具体例に示す予測器45は、いわゆ
る６次のFIRフィルタ構成を有しており、それぞれ１サ
ンプル周期（上記オーバー・サンプル後の周期）の遅延
時間を有する６個の遅延素子47〜52と、これらの遅延素
子47〜52からの各出力に対してそれぞれ係数K₁〜K₆を乗
算するための係数乗算器53〜58と、これらの係数乗算器
53〜58からの出力を加算する加算器59とから成ってい
る。このような構成の予測器45の各乗算係数K₁〜K₆をそれ
ぞれK₁＝1.1、K₂＝1.31、K₃＝1.1、K₄＝−0.781、K₅＝
0.39、K₆＝−0.119とするとき、上記ノイズ・シェイピ
ング・フィルタの伝達関数中の１−Ｐ（ｚ）（これをＦ
（ｚ）とおく）は、Ｆ（ｚ）＝１−1.1z^-1＋1.31z^-2−1.1z^-3 ＋0.781z^-4−0.39z^-5＋0.119z^-6 ・・・となり、サンプリング周波数（上記オーバー・サンプル
後の周波数）を88.2KHzとするとき、第６図に示すよう
な周波数特性を得ることができる。この周波数特性から
も明らかなように、ノイズ成分は44.1KHzをピークとし
て略々28〜60KHz近傍に集中されて、０〜28KHzの帯域に
おけるノイズ成分が略々等価に低減（約6dBのS/N改善）
されていることがわかる。また、このときの零点は、第７図に示すような複素平
面上の配置となり、各零点の座標は、ｚ＝0.62（cosθ_１±jcosθ_１）ただし、θ_１＝２π×（5.2/88.2）ｚ＝0.68（cosθ_２±jcosθ_２）ただし、θ_２＝２π×（17.2/88.2）ｚ＝0.82（cosθ_３±jcosθ_３）ただし、θ_３＝２π×（26.0/88.2）となる。すなわち、実軸Reを対称軸として角度θ_１をそ
れぞれ有する各零点は、周波数が5.2KHzで、原点から0.
62の距離にあり、実軸Reを対称軸として角度θ_２をそれ
ぞれ有する各零点は、周波数が17.2KHzで、原点から0.6
8の距離にあり、実軸Reを対称軸として角度θ_３をそれ
ぞれ有する各零点は、周波数が26.0KHzで、原点から0.8
2の距離にあることを意味している。なお、原点に６重
の極が存在するが無視してよい。以上のように、第２図のノイズ・シェイピング・フィ
ルタ20の周波数特性（第３図）と略々同程度の周波数特
性を得るためには、第５図に示すように６次のFIRフィ
ルタ構成が必要とされ、構成が複雑化し、演算量も増大
する。換言すれば、本発明の上記第１の実施例の構成に
よれば、従来の構成（第５図）に比べ、遅延素子が約1/
3に、また乗算器が約2/3に減少し、簡単な構成にもかか
わらず急峻なノイズ・シェイピング特性を得ることがで
きる。この特性のフィルタを用いてオーバー・サンプリ
ング出力にノイズ・シェイピングを施すことにより、フ
ィルタ出力、すなわちDA変換器への供給ビット数を減ら
しても必要な帯域内で必要なS/Nを確保することが可能
となるわけである。なお、第６図中の破線は、参考のために１次のFIRフ
ィルタ構成を用いたときの周波数特性を示したものであ
る。この第６図中の破線に示す特性曲線においては、約
７〜8KHz以上のS/Nが上記６次のFIRフィルタの場合より
大きくなっており、14〜15KHz以上ではノイズ成分が0dB
を越えてしまっている。従って必要帯域を20KHzまで確
保したい場合には、１次程度のFIRフィルタでは充分なS
/N改善効果が得られないことになり、６次程度の高次で
複雑な構成が必要とされる。本発明においては、IIR構
成を用いることにより、簡単な構成で急峻な特性を得る
ようにしている。Ｇ−4.他の実施例（第８図、第９図）次に、第８図は、本発明の第２の実施例となるディジ
タル・フィルタ装置に用いられるノイズ・シェイピング
・フィルタ60を示している。オーバー・サンプリング・
フィルタとしては、例えば前記第１図のフィルタ２を用
いればよいため、図示せず説明を省略する。すなわち、第８図の入力端子61には、前述したオーバ
ー・サンプリング・フィルタ２からの出力信号Ｘ（ｚ）
が供給されている。この信号Ｘ（ｚ）は、加算器62を介
して量子化器63に送られて再量子化され、出力端子64に
送られる。加算器65は、量子化器63の出力から入力を減
算することにより、いわゆる量子化誤差あるいはノイズ
Ｅ（ｚ）を得ている。この誤差あるいはノイズＥ（ｚ）
は、予測器66、加算器67、68及び予測器69より成る回路
部を介して加算器62に送られてノイズ・シェイピングが
施される。次に、上記予測器66、加算器67、68及び予測器69より
成る回路部（一種のIIRフィルタ）について説明する。
先ず上記加算器65からのノイズＥ（ｚ）は、伝達関数が
Ｐ（ｚ）の予測器66を介して加算器67に減算信号として
送られ、この加算器67からの出力（ｚ）は、上記加算
器62に送られて上記信号Ｘ（ｚ）と加算されるととも
に、加算器68に送られて上記ノイズＥ（ｚ）と加算され
るようになっている。加算器68からの出力は、伝達関数
がＲ（ｚ）の予測器69を介して上記加算器67に送られて
いる。第９図は上記第８図のノイズ・シェイピング・フィル
タ20の特に予測器66、69の部分を具体化して示すもので
ある。この第９図において、伝達特性がＰ（ｚ）の予測
器66は、２個の遅延素子71、72と、これらの各出力に対
してそれぞれ係数K₁、K₂を乗算するための係数乗算器7
3、74と、これらの乗算器73、74からの各出力をそれぞ
れ加算するためのもので上記予測器69と共用の加算器67
a、67bとから成っている。また、伝達特性がＲ（ｚ）の
予測器69は、２個の遅延素子75、76と、これらの各出力
に対してそれぞれ係数K₃、K₄を乗算するための係数乗算
器77、78と、これらの乗算器77、78からの各出力をそれ
ぞれ加算するための上記共用の加算器67a、67bとから成
っている。以上の構成を有するノイズ・シェイピング・フィルタ
60の伝達特性について考察すると、 (Ｅ(ｚ)＋(ｚ))Ｒ(ｚ)−Ｅ(ｚ)Ｒ(ｚ)＝(ｚ) Ｅ(ｚ)(Ｒ(ｚ)−Ｐ(ｚ))＝(ｚ)(１−Ｒ(ｚ)) となる。すなわち、ノイズ成分Ｅ（ｚ）に対して、任意
の零点（１−Ｐ（ｚ）に対応）と極（１−Ｒ（ｚ）に対
応）を持つノイズ・シェイピング・フィルタを実現でき
る。なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものでは
なく、例えば、ノイズ・シェイピング・フィルタとして
は種々のIIRフィルタ構成を採用することができ、ま
た、サンプリング周波数、乗算係数等の数値等は、用途
に応じて適当に設定すればよいことは勿論である。 H.発明の効果本発明のディジタル・フィルタ装置によれば、オーバー・サンプリングによりサンプリグ周波数を高
めた後にノイズ・シェイピングを施すことで、ノイズを
必要帯域よりも高域側に集中させ、必要帯域でのS/N改
善を図る構成を有し、さらに、ノイズ・シェイピングに
は、ノイズ・フィードバック手段の出力信号の一部を量
子化ノイズ成分に加算するための局部フィードバック手
段を設けて成るディジタル・フィルタを採用しているか
ら、簡単な構成で急峻なノイズ・シェイピング特性を実
現でき、DA変換器の分解能あるいはビット数を減らして
も、必要な帯域内で必要なS/Nを確保することができ
る。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の第１の実施例となるディジタル・フィ
ルタ装置の概略構成を示すブロック回路図、第２図は第
１図中のノイズ・シェイピング・フィルタの具体例を示
すブロック回路図、第３図は第２図のノイズ・シェイピ
ング・フィルタの周波数特性を示すグラフ、第４図は第
２図のノイズ・シェイピング・フィルタの伝達関数の極
と零点を示す図、第５図は比較例としてのノイズ・シェ
イピング・フィルタの具体例を示すブロック回路図、第
６図は第５図のノイズ・シェイピング・フィルタの周波
数特性を示すグラフ、第７図は第５図のノイズ・シェイ
ピング・フィルタの伝達関数の極と零点を示す図、第８
図は本発明の第２の実施例に用いられるノイズ・シェイ
ピング・フィルタの概略構成を示すブロック回路図、第
９図は第８図のノイズ・シェイピング・フィルタの具体
例を示すブロック回路図、第10図はオーバー・サンプリ
ング出力にノイズ・シェイピングを施すようなディジタ
ル・フィルタ装置の従来例を示すブロック回路図であ
る。１……入力端子２……オーバー・サンプリング・フィルタ 20、60……ノイズ・シェイピング・フィルタ 23、63……量子化器 24……出力端子 27、28、66、69……予測器

Claims

(57)【特許請求の範囲】１．入力ディジタル信号をサンプリング周波数の整数倍
の周波数でサンプリングしたディジタル信号に変換する
オーバー・サンプリング・フィルタと、このオーバー・サンプリング・フィルタの出力を再量子
化して量子化ノイズのスペクトラム分布を高域側に集中
させるノイズ・シェイピング・フィルタとを有し、上記ノイズ・シェイピング・フィルタは、上記オーバー・サンプリング・フィルタの出力ディジタ
ル信号を入力信号として再量子化する再量子化手段と、上記再量子化手段の入力信号と出力信号とを演算してノ
イズ成分を得る加算手段と、上記加算手段のノイズ成分が供給され、上記再量子化手
段の入力側に帰還するノイズ・フィードバック手段と、上記ノイズ・フィードバック手段に設けられ、該ノイズ
・フィードバック手段の出力信号の一部を上記加算手段
からのノイズ成分に加算するための局部フィードバック
手段とから構成されることを特徴とするディジタル・フィルタ装置。