JP2669023B2

JP2669023B2 - 超音波モータの駆動回路

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Publication number: JP2669023B2
Application number: JP1002625A
Authority: JP
Inventors: 豊治佐々木
Original assignee: Olympus Optic Co Ltd
Current assignee: Olympus Corp
Priority date: 1989-01-09
Filing date: 1989-01-09
Publication date: 1997-10-27
Anticipated expiration: 2012-10-27
Also published as: JPH02184277A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、超音波モータの駆動回路、更に詳しくは、
外的要因によって超音波モータの特性が変化しても、常
に効率よく回転する駆動周波数を自動的に追尾する帰還
回路を有する超音波モータの駆動回路に関する。

［従来の技術］近年、超音波モータの開発が著しい勢いで行なわれて
いるが、これはこのモータが従来のDCモータに比べ、低
速高トルクが得られ、音も静かである等の長所があるた
めである。この種超音波モータを例えば、カメラのフィ
ルム巻上げなどに使用した場合には、低速高トルクであ
るためにギヤーによる減速を必要としないダイレクト駆
動が可能になり、これによって機構が単純でしかも制御
しやすくなるから、機械的駆動系の大きさを従来よりも
小さくすることができるというメリットがある。そし
て、これに使用する超音波モータについては、例えば特
開昭58−148682号公報に開示されている進行波型超音波
モータ、および特開昭61−49670号公報に開示されてい
る定在波型超音波モータなど、いずれの場合でも実現で
きる。

ところが、その反面、超音波モータでは、その駆動回
路としてより複雑な回路を必要としている。即ち、小形
DCモータでは、直流電源電圧（通常数ボルト以上）をそ
のまま印加するだけで回転させることができるが、超音
波モータの場合は普通、周波数20KHz以上、電圧振幅数
十ボルト（実効値）以上の交流電源を印加しなければな
らない。そのため、最低でも発振器と電力増幅器が必要
になる。更に、例えば、進行波型超音波モータのよう
に、位相の異なる同周波数，同振幅の出力を複数必要と
するものもあり、この場合、移相器も必要となる。また
超音波モータは、温度，負荷，モータに印加する電圧値
などといった要素により、最適駆動周波数、つまり効率
が高く、回転数、トルクが充分に大きくとれる周波数が
変化する場合が多い。このようなときには、超音波モー
タの電気−機械エネルギー変換素子である振動子の一部
にモニタ電極を設けて、そこから得られる電圧信号また
は位相信号により駆動周波数を補正したり、あるいは温
度センサを取り付けてその信号により駆動周波数を補正
する必要がある。そのため、上述の機能を持つ駆動周波
数補正回路が必要となる。

このような機能を持つものとして、例えば本出願人が
先に出願した特願昭63−33593号および特願昭63−35529
号に開示した駆動回路がある。この回路は、進行波型超
音波モータの駆動用を例示しているが、勿論、定在波型
超音波モータにも適用が可能である。

上記特願昭63−33593号に記載したものは、アップダ
ウンカウンタ（以下、UP/DNカウンタと略記する）とD/A
コンバータにより発振周波数が電圧制御され、主として
アナログ回路で形成されている電圧制御発振器（以下、
VCOと略記する）の発振周波数の最適駆動周波数に対す
る高低から追尾方向を検出回路で判断し、UP/DNカウン
タでアップカウントまたは、ダウンカウントし、D/Aコ
ンバータでアナログ電圧に変換してVCOを電圧制御し、
これによって発振周波数の最適駆動周波数への自動追尾
を行なっている。そこで、VCOの発振周波数がUP/DNカウ
ンタの上限周波数または下限周波数に達すると、次のク
ロックパルスで下限周波数または上限周波数に戻り、再
度アップカウントまたはダウンカウントするから、超音
波モータに負荷が急激に加えられたり過大になったりし
て発振周波数が適正駆動周波数から逸脱（以下、周波数
の飛びと呼称する）しても、UP/DNカウンタの繰返し動
作によって適正駆動周波数に戻すことができるようにな
っている。

ところで、超音波モータは幾つかの振動モードを持っ
ており、１つのモードで駆動する場合には他のモードに
入らないよう最高周波数f_maxと最低周波数f_minを設定し
ておく必要がある。しかも、このような周波数範囲の設
定が簡単にできなければ産業上利用する意味が失われ
る。そこで、上記特願昭63−35529号にて提案したもの
では、上記特願昭63−33593号と同じようにVCO,検出回
路,UP/DNカウンタ,D/Aコンバータから構成される駆動回
路において、VCOに鋸歯状波発振器を使用し、鋸歯状波発振電圧のローレベル電位
を変化させて発振周波数を制御している。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、このようなVCO,検出回路,UP/DNカウン
タ,D/Aコンバータで構成された従来の駆動回路では回路
のディジタル化，調整の自動化には限界がある。即ち、
上述の特願昭63−33593号および特願昭63−35529号にお
ける駆動回路のD/AコンバータとVCOの部分で、まだアナ
ログ回路部分が残されており、IC化を図ろうとしても、
そのアナログ部分におけるコンデンサ，抵抗器や、調整
のための可変抵抗器はIC化できないから、外付け部品と
して残ることになる。従って、その分だけスペースが必
要となり、コストが嵩むことになる。更に、調整につい
てもレーザトリミングといった方法を想定しており、そ
れを実施するためには新たな設備が必要となる。更にま
た、本出願人が先に出願した特願昭63−119987号には基
準位相発生の方法が開示されているが、この方法では基
準位相の設定は可変抵抗器により行なっており、従って
自動化が難しいという欠点があった。

以上をまとめると、駆動回路のディジタル化・IC化を
行なう際、上述の方法では限界があって、回路の占有す
るスペースの縮小や調整の自動化をこれ以上進めるのが
困難になるという問題が発生した。

そこで、本発明の目的は、上述の問題点を解消し、回
路のIC化や調整の自動化が容易に行なえる構成の超音波
モータの駆動回路を提供するにある。

［課題を解決するための手段および作用］本発明による超音波モータの駆動回路は、電気−機械
エネルギー変換素子に交流信号を印加することにより、
被駆動体を駆動する超音波モータの駆動回路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する
発振手段と、この発振手段の出力を複数のパルス信号と
して分周移相して出力する分周移相手段と、この分周移
相手段の出力を増幅して上記交流信号を生成する電力増
幅手段とを具備しており、上記パルス信号の少なくとも
１つの、隣接する立ち上がりと立ち下がりとの幅、もし
くは立ち下がりと立ち上がりとの幅を、該幅に対応する
上記分周移相手段の分周数を上記発振手段の出力もしく
は該出力を分周した出力の１周期分に相当する変化量に
て上記パルス信号の１周期中で周期的に変化させること
によって変化させ、これにより上記複数のパルス信号に
おける周波数を変化させることを特徴とし、また、電気−機械エネルギー変換素子に交流信号を印加する
ことにより、被駆動体を駆動する超音波モータの駆動回
路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する
発振手段と、この発振手段の出力を複数のパルス信号と
して分周移相して出力する分周移相手段と、この分周移
相手段の出力を増幅して上記交流信号を生成する電力増
幅手段とを具備しており、上記分周移相手段の分周比を
可変にし、一定の周期毎に一時的に該分周比を変化させ
ることにより、上記交流信号の周波数を変化させること
を特徴とし、また、電気−機械エネルギー変換素子に交流信号を印加する
ことにより、被駆動体を駆動する超音波モータの駆動回
路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する
発振手段と、この発振手段の出力をカウントし分周する
分周器と、この分周器のカウント数を複数のディジタル
信号にて設定するカウント数設定手段とを具備してお
り、上記カウント数設定手段は、上記分周器に入力する
複数のディジタル信号のうち、下位ビット側の一部のデ
ィジタル信号のみが可変であることを特徴とする。そし
て、上記カウント数設定手段は、可変なディジタル信号
を最小値に設定した場合に、上記交流信号の周波数が超
音波モータの共振周波数よりも低くなるように、かつ、
該ディジタル信号を最大値に設定した場合に、該交流信
号の周波数が超音波モータの共振周波数よりも高くなる
ように、上位ビット側の固定されたディジタル信号が設
定されている。

［実施例］本発明の実施例を説明するのに先立って、第２〜５図
を用いて超音波モータにおける最適駆動周波数の自動追
尾につき、その動作原理を、また第６図を用いて駆動周
波数の分解能を、それぞれ説明する。

第２図は、ディジタル化した超音波モータの駆動回路
の一例を示すブロック系統図で、第３図は上記第２図に
おける各部の動作を示すタイミングチャートである。図
において、符号１は発振器であり、超音波モータ５（こ
こでは定在波型超音波モータ）の最適駆動周波数f₀に比
べ、十分高い周波数f₁のクロックパルスCLK1を発生す
る。このクロックパルスCLK1は分周器２によって第３図
に示されているクロックパルスCLK2に変換される。この
分周器２はここでは８ビットのプリセッタブルダウンカ
ウンタが使用され、そのプリセット入力端P5〜P8は予め
所定値に設定され、プリセット入力端P1〜P4は後述する
アンドゲート12の出力信号Q51〜Q54によりプリセットさ
れるようになっている。そこで、この分周器２はプリセ
ット値からダウンカウントを始め、出力が（00……０）
になると再びプリセットされる機構となっていて、これ
により周期がプリセット値×（CLK1の周期）であるクロ
ックパルスCLK2を出力するようになっている。上記クロ
ックパルスCLK2はリングカウンタで構成されている1/4
分周・移相器３で1/4分周される。その出力は第３図に
示されている移相器出力信号φ１〜φ４であって、この
うち、信号φ１とφ３が電力増幅器４に送られる。この
電力増幅器４は第４図に示す構成になっていて、信号φ
１とφ３が交互にトランジスタTr1およびTr3をオンし、
それによってトランスL1の２次側から電圧V₀で最適駆動
周波数f₀の交流電圧V₀を出力する。この電圧V₀をモータ
５に印加すると、モータ５は回転を始める。

次に、モータ駆動周波数を自動追尾すると共に駆動周
波数を調整する機構について述べる。

一般に、定在波型超音波モータの場合、最適駆動周波
数f₀は温度に依存する場合が多い。今、超音波モータ５
の最適駆動周波数f₀のモータ温度Ｔに対する特性線図が
第５図に示すものであったとすると、超音波モータ５に
取り付けた温度センサ６の出力を検出して駆動周波数
を、例えば温度T1なら駆動周波数をf₁に、T2ならf₂に…
…といった調子で変えてゆけば良いことになる。

そこで、温度センサ６の出力信号を温度検出器７でデ
ィジタル化し、更にその信号をエンコーダ８によってコ
ード化し、加算器９を介して分周器２のプリセット入力
端子の下位４ビットP1〜P4に入力する。ここで、加算器
９を介しているのは、周波数調整のためである。つまり
スイッチ，メモリなどのディジタル信号設定手段により
構成された周波数調整手段10の出力が加算器９によりエ
ンコーダ８の出力に加算されるので、周波数調整手段10
を操作すれば、駆動周波数の基準点を移動させることが
できる。

今、温度がT1からT2に上昇したとすると、温度検出器
７によりエンコーダ８へその情報が伝えられ、エンコー
ダ８の４ビット信号は１だけ増加する。すると、加算器
９の４ビット信号も１たけ増加し、プリセット値が１だ
け増加することになる。そのため、クロックパルスCLK2
の周期はクロックパルスCLK1の１周期分だけ長くなり、
結局それを1/4分周した交流電圧V₀の周波数f₀はf₁からf
₂への低い方へΔｆだけ変化する。ここで、f₁とf₂の差
Δｆはこの駆動周波数の分解能であり、要するに、プリ
セット値が１だけ変化したときに変化する周波数の量で
ある。

こうして、モータ温度ＴがT1,T2,………T8と変化する
と、エンコーダ８および加算器９の出力、つまり分周器
２の下位４ビットのプリセット値は順に１だけ増加して
ゆくので、駆動周波数はf₁,f₂,……f₈と変化していくこ
とになる。逆に、温度がT8,T7,……T1へと変化すると、
分周器２の下位４ビットのプリセット値は順に１だけ減
少してゆくので、f₈,f₇,……f₁と変化する。

このようにして超音波モータ５の最適駆動周波数を自
動追尾することができることになる。

ところで、この駆動回路では、電力増幅器４と温度セ
ンサ６と温度検出器７の一部を除けば全てディジタル化
することができ、従って、殆んどの部分を１個のICの中
に収めることができる。更に、周波数の調整についても
ディジタル信号によって行なえるので、IC内部または他
のICにメモリ機能を持たせると、電気的信号の授受で自
動調整ができ、調整工数が殆んどかからなくなる。ま
た、ディジタル信号で制御するため、温度特性を持た
ず、ノイズによる誤動作もないから、安定した出力が期
待できる。

ところが、上述の駆動回路は周波数分解能が低いため
に、実用上の問題がある。今、発振器１の発振周波数を
例えば12MHz、駆動周波数を40KHz付近とすると、分周器
２のプリセット値が１増えるとクロックパルスCLK2は秒長くなり、更に1/4分周・移相器３で1/4分周されるか
ら、結局秒だけ周期が大となる。ここで、f_Nをプリセット値Ｎの
ときの周波数、f_N+1をプリセット値Ｎ＋１のときの周波
数とし、周波数の分解能をΔｆ＝f_N−f_N+1と定義するととなる。また、同様に駆動周波数が70KHz付近だとといった大きな値となる。

ところが、温度変化に対する最適駆動周波数の変化の
割合は、せいぜい10℃につき100〜200Hz程度か、それ以
下である。従って、40KHz付近では30〜50℃毎に、70KHz
付近では80〜160℃毎に分周器２のプリセット入力を変
えて最適駆動周波数を切替える程度の周波数補正しかで
きないことになる。

また、駆動周波数の設定も同様に40KHzで530Hz毎、70
KHzで1600Hz毎にしか設定できないから、各々のモータ
の最適駆動周波数に設定できない可能性が高い。

発振周波数をもっと高くすれば、分解能は向上する
が、一般的に、周波数を高くしてゆくと、回路の消費電
流が大きくなり、IC化した場合コストが上昇する。加え
てこの回路から発生する高周波ノイズの他の回路に与え
られる影響が大となる等の問題が発生してしまうのであ
まり高くできないという事情がある。

また、ICにより発振周波数の上限が必然的に定まると
いう問題もある。第６図にICの動作電源電圧範囲と動作
速度（周波数）の関係を示したが、これによれば、5Vに
おいてはスタンダードＣ−MOSタイプのICで2MHz、ハイ
スピードＣ−MOSタイプのICで30MHz、TTLICで25MHz程度
であるから、分解能は先に述べた値の1/2程度しか向上
させられないことになる。

そこで、1/4分周・移相器３の出力φ１〜φ４のう
ち、いずれか１つまたは複数個の信号のオン時間、つま
り出力“H"の時間、またはオフ時間、つまり出力“L"の
時間のみを変化させることにした。即ち、第３図に示し
た移相器出力信号φ１〜φ４のオン時間t₁,t₂,t₃,t₄の
うち、例えばt₂のみを増減させるような回路を構成し
て、周波数の分解能を向上させることとした。この場
合、上述の発振周波数が12MHzでは駆動周波数が40KHz付
近の場合、となり、また駆動周波数が70KHz付近の場合、となる。

勿論、オン時間t₂のみではなく、例えばオン時間t₂と
t₄を同時に変えていっても分解能は従来に比べ、約２倍
向上する。またオン時間t₁,t₂,t₃,t₄をこの順に１回に
つき発振周波数１周期分だけ増減させてもオン時間t₂の
みを増減させる場合と同様の効果がある。

この場合、オン時間t₁〜t₄の各々の時間幅が異なるこ
とになるから電力増幅器４の出力V₀は多少歪んでくる
が、その歪の量はさほど大きいものではなく、超音波モ
ータ自体としても波形の歪みにはそれ程敏感でないため
に、全く支障はない。

なお、ここでは1/4分周・移相器３を例にあげたが、1
/4でなくとも1/2n（ｎ＝1,2,……）を満たすものであれ
ばどの場合でも同様に効果が得られる。

また、ここにもう１つの分解能向上の方法がある。即
ち、ある一定の周期で、駆動周波数を切換えることによ
り、ある単位時間当たりの平均周波数を変化させる手段
である。例えば、第２図の場合で言えば、10回中９回は
40KHz付近のある値とし、残る１回はプリセット値を１
つ増やすとする。すると、f_N′を平均周波数として、平
均周波数の分解能をΔｆ′＝f_N′−f_N+1′とすると、となり、同様に70KHz付近ではとなる。このようにＭ回中ｍ回（ｍ＝0,1,2,……,M−
１）は別の周波数に設定するようにすると、分解能は格
段に向上することとなる。

この方式で駆動した時のモータへの影響であるが、こ
の周波数の切換え周期が十分に短かければ問題はない。
というのは、超音波モータの応答性は確かに高いもので
あるが、それにも限界があって、少なくとも数msec以上
の時間は必要である。逆に言えば、その範囲内で周波数
を切換えても顕著な影響は現れないことになるからであ
る。

第１図は、本発明の第１実施例を示す超音波モータの
駆動回路のブロック系統図である。この第１実施例にお
いては、上述の自動追尾の原理を説明した第２図中の構
成部材と同じ構成部材については同じ符号を付してその
説明を省略する。

この第１実施例が上記第２図と大きく異なる点は、加
算回路９に代えてナンドゲート11a,11cおよびアンドゲ
ート12を設けたことである。以下に、そのナンドゲート
11a,11cおよびアンドゲート12を中心とした動作につい
て詳細に説明する。

温度センサ６から出力されたセンサ出力信号は、温度
検出器７でディジタル信号化され、更にエンコーダ８に
よりコード化される。即ち、温度が低い方から高い方へ
と変化していくと、エンコーダ８の出力は（Q1,Q2,Q3,Q
4）＝（HHHH），（LHHH），（HLHH）………，（HLL
L），（LLLL）と順に切換わっていく。

ナンドゲート11aは、移相器出力信号φ１が“H"のと
きには、その出力が（Q11,Q12,Q13,Q14）＝（▲
▼，▲▼，▲▼，▲▼）となるが、φ１＝
Ｌのときには常に（HHHH）を出力する。同様にナンドゲ
ート11cについてもQ61〜Q64を周波数調整手段10の出力
とすれば、φ３＝Ｈのときに、その出力が（Q31,Q32,Q3
3,Q34）＝（▲▼，▲▼，▲▼，▲
▼）となり、φ３＝Ｌのとき、常に（HHHH）を出
力する。ところで移相器出力信号φ１が“H"ならφ３は
“L"なので、φ１が“H"のときアンドゲート12の出力信
号は（Q51,Q52,Q53,Q54）＝（Q11,Q12,Q13,Q14）＝（▲
▼，▲▼，▲▼，▲▼）となり、φ３
＝Ｈならφ１＝Ｌとなるので、（Q51,Q52,Q53,Q54）＝
（Q31,Q32,Q33,Q34）＝（▲▼，▲▼，▲
▼，▲▼）となる。更に、φ２＝Ｈまたは
φ４＝Ｈのときには、φ１＝φ３＝Ｌであるから、（Q5
1,Q52,Q53,Q54）＝（HHHH）となる。

プリセット入力端P5〜P8が予め所定値に設定された分
周器２のプリセット入力端P1〜P4へのプリセットのタイ
ミングおよび1/4分周・移相器３から出力される移相器
出力信号φ１〜φ４の切換のタイミングは、先に分周器
２がプリセットされ、すぐ後に移相器出力信号φ１〜φ
４を切換えているので、φ１＝Ｈの時間t₁の長さを決め
るプリセット値はφ４＝ＨのときのQ51〜Q54の値という
ことになる。同様にφ２＝Ｈの時間t₂はφ１＝Ｈのとき
の、φ３＝Ｈの時間t₃はφ２＝Ｈのときの、φ４＝Ｈの
時間t₄はφ３＝Ｈのときの、各時点におけるQ51〜Q54の
値によってそれぞれ決まることになる。従って、t₁およ
びt₃は常に一定で、t₂はエンコーダ８の出力、t₄は周波
数調整手段10の出力によって、それぞれ変わることにな
る。

そこで、温度が上昇すると、▲▼〜▲▼の値
が大きくなるので、オン時間t₂も大きくなり、結果とし
て、駆動周波数は低くなる。逆に温度が下降すると、駆
動周波数が高くなる。このときの駆動周波数の分解能Δ
ｆは、前述のように40KHzのときで133Hz、70KHzのとき
で406Hzとなる。

また、駆動周波数の調整についても、全く同様な考え
方で周波数調整手段10の出力Q61〜Q64によりt₄の時間幅
だけを変えられるから、温度による補正とは独立に行な
うことができる。

以上述べたように、この第１実施例によれば、簡単な
回路の構成で、従来の方式に比べ分解能を向上させるこ
とができる。

第７図は、本発明の第２実施例を示す超音波モータの
駆動回路のブロック系統図である。上記第１実施例では
移相信号を得るのに1/4分周・移相器３を用いて1/4分周
しているが、特に1/4分周でなくとも、1/2n分周（ｎ＝
1,2,……）であればよい。そこで、この第２実施例では
1/4分周に代えて1/2分周、つまり1/2n分周におけるｎ＝
１の例を用いている。そして、上記第１実施例と同じ構
成部材については同一の符号を付してその説明を省略す
る。

1/2分周器3Aの出力は、デューティ比が約50％で、周
波数はf₀付近の方形波である。この方形波信号はバンド
パスフィルタ13により周波数成分f₀の正弦波のみが通過
し、他はカットされる。この正弦波出力は励振トランス
L12,バイアス抵抗R11,R12,R13、プッシュプル増幅用ト
ランジスタTr11,Tr12,出力トランスL11から構成された
プッシュプル電力増幅器4Aで電力増幅される。温度セン
サ６からエンコーダ８までの動作は上記第１実施例と同
じである。

エンコーダ８の出力と周波数調整手段10の出力とは前
記第２図で説明したように、加算器９により加算され
る。そして、ナンドゲート11によって、1/2分周器3Aの
出力が“H"になるときのみ分周器２のプリセット値が変
化するので、加算器９の出力によって、1/2分周器3Aの
出力が“L"になる時間が変化することになる。これによ
り、駆動周波数の補正・調整が行なわれる。

ところで、1/2n分周・移相器（ｎ＝1,2,……）のｎ＝
１以外の例は基本的に上記第１実施例と同様の回路で構
成できる。例えばｎ＝３のときには、移相器出力信号φ
１〜φ６の出力が得られるから、電力増幅器へは信号φ
１とφ４といったように180゜位相のずれた２出力を使
用すれば容易に構成できる。

第８図（Ａ）は、本発明の第３実施例を示す超音波モ
ータの駆動回路である。上記第1,第２実施例に示された
超音波モータの駆動回路は、何れも定在波型超音波モー
タに適用されるが、進行波型超音波モータにもこの駆動
回路の適用が可能で、この第３実施例はその一例であ
る。

また、この第３実施例においても、上記第1,第２実施
例と同一の構成部材については、同じ符号をつけてその
説明を省略する。

一般に、定在波型と進行波型の各超音波モータの駆動
回路の違いは、定在波型の場合は単相出力で済むのに対
し、進行波型は位相が90゜異なる同振幅・同周波数の２
相出力が必要であるという点である。そこで、この第３
実施例では1/4分周・移相器の出力φ１〜φ４のうち、
信号φ１とφ３を電力増幅器4aへ、信号φ２とφ４を電
力増幅器4bへそれぞれ供給して、位相が90゜異なる２相
出力VaとVbを発生させ、超音波モータ5Aの駆動電極5a,5
bに供給する。

以下に、この第３実施例における周波数補正回路につ
いて説明する。なお、この説明中では各部から出力され
る信号の位相角名をその信号名とする。

進行波型超音波モータの周波数補正の方法は幾つか提
案されているが、その中でもモータへの入力信号Va,Vb
とモニタ電極からのフィードバック信号Q_FBの位相差を
一定に保つよう、周波数の補正を行なうという方法が優
れている。この方法による駆動回路の中でも、本出願人
が先に出願した特願昭63−33593号に述べてあるもの
は、前記従来例で説明したように周波数の飛びやスター
ト周波数の設定といった問題を解決しており、非常に有
用なものである。ここで述べる第３実施例の駆動回路
は、その長所を生かしたまま、更にディジタル化を進め
ることによって回路規模の縮小、周波数調整の合理化を
進めたものである。

モニタ電極5cから取り出され、電圧がV_FB、位相角が
θ_FBの正弦波のフィードバック信号θ_FBは波形整形器14
により電圧V_FB′位相角θ_FB′の方形波信号θ_FB′に変
換される。この方形波信号θ_FB′の位相θ_FB′は、ここ
では立ち上がりエッジを指して言っている。この方形波
信号θ_FB′を遅延器17から出力される基準位相信号θre
fの立ち上がりエッジと比較し、θ_FB′のほうが進んで
いれば“L"、遅れていれば“H"を、位相比較器15が出力
する。上記基準位相信号θrefは、モータ5Aに入力され
るモータ駆動電圧VaまたはVbの位相、またはVa,Vbを遅
延させた信号の位相を用いてもよいが、ここでは、アナ
ログ的な処理をなるべくしないようにするため、移相器
出力信号φ１をディジタル的に遅延させた信号を用いて
いる。即ち、移相器出力信号φ１の立ち上がりエッジに
より、遅延器17がクロックパルスCLK1をカウントして、
ある一定数を数えると、ワンショットパルスを基準位相
信号θrefとして出力する。この一定数は、勿論ディジ
タル的に設定できるものであり、これにより基準位相信
号θrefを進めたり遅れさせたりすることが可能で、し
かも、その設定の細かさが駆動周波数に比べ十分高い発
振周波数であるクロックパルスCLK1に依っており、その
設定の範囲も360゜をカバーするので、例えば本出願人
が先に出願した基準位相の設定に関する前記特願昭63−
119987号記載のものに比べて何の遜色もない。ここで、
設定の細かさについて言えば、発振周波数が例えば12MH
z,駆動周波数が例えば40KHzとすると、300ステップ、即
ち、1.2゜の位相毎に設定できる。

さて、位相比較器15の出力信号は、そのままUP/DNカ
ウンタ16のUP/DN信号となる、つまり、“L"ならばDNカ
ウント、“H"ならばUPカウントを行なう。このときのUP
/DNカウンタ16のクロックパルスは、移相器出力信号φ
２を用いているが、別の信号でも構わないし、更にφ２
を分周したものでも構わない。UP/DNカウンタ16から出
力されるカウンタ出力信号Q71〜Q74は、前記特願昭63−
33593号記載のものではD/Aコンバータに接続されていた
が、この第３実施例では、アナログ値に変換せず、直接
ディジタル的に駆動周波数を変えるようになっている。

ナンドゲート11aおよびアンドゲート12は上記第１実
施例で説明したように、UP/DNカウンタ16がアップカウ
ントしていくと、φ２＝Ｈの時間t₂が短かくなり、逆に
ダウンカウントしていくと、時間t₂は長くなる。そこ
で、上記方形波信号θ_FB′の位相θ_FB′が進むと時間t₂
が長くなるから駆動周波数が低くなり、遅れると時間t₂
が短くなるから駆動周波数は高くなる。このようにし
て、超音波モータの適正駆動周波数への周波数補正、つ
まり周波数自動追尾が行なわれることになる。

ところで、UP/DNカウンタの性質により、例え、周波
数の飛びが発生しても、出力が（LLLL）から（HHHH）
へ、または（HHHH）から（LLLL）へと切換わって再びダ
ウンカウントまたはアップカウントを始め、駆動周波数
の最適点f₀に戻ることができる。また、超音波モータが
起動していない場合、フィードバック信号θ_FBが出力さ
れないから、位相比較器15は“H"または“L"のいずれか
のUP/DN信号を出力し続けるので、UP/DNカウンタ16が常
にアップカウントまたはダウンカウントし続け、これに
よって丁度駆動周波数をスイープする形となり、超音波
モータが回転し始めてフィードバック信号θ_FBが現われ
たところで最適点をキャッチすることになるから、スタ
ート周波数の設定が不要となる。

また、本出願人により先に出願された特願昭63−3552
9号の中で最大周波数f_maxならびに最小周波数f_minの設
定を容易にする方法について述べているが、この第３実
施例においては、周波数調整手段10,ナンドゲート11b,
アンドゲート12により、時間t₃を変えて最大周波数f_max
と最小周波数f_minをシフトしている。これらはディジタ
ル信号により制御できるので、特願昭63−35529号記載
のものに比べて更に回路の小型化・調整の簡略化が計れ
ることとなる。

というわけで、この第３実施例では、電力増幅器4a,4b
および波形整形器14以外はすべてディジタル化してある
ので、ワンチップのIC化が可能であり、上記波形整形器
14についても第８図（Ｂ）に示すように、フィードバッ
ク信号θ_FBを抵抗R22を介してダイオードD21,D22,D23,D
24に印加して方形波に変換し、トランジスタTr21,抵抗R
21でスイッチング増幅して方形波信号θ_FB′を得るよう
にすれば、IC化できる。従って、調整もすべてディジタ
ル信号により行なえるので、可変抵抗器などの外付け部
品が一切不要で、しかも自動調整が可能であり、勿論、
電源電圧もIC駆動可能な範囲で動作可能となる。

第９図は、本発明の第４実施例を示す超音波モータの
駆動回路のブロック系統図で、上記第３実施例と同様に
進行波型超音波モータ5Aを駆動するように構成されてい
る。この第４実施例が上記第３実施例と大きく異なる点
は、マイクロコンピュータを使ったことで、上記第３実
施例と同一の構成部材については同一符号を付してその
説明を省略する。

基準位相信号θrefと方形波信号θ_FB′との両信号を
比較し、適正な周波数に調整する機能を有するマイクロ
コンピュータ18は、基準位相信号θrefに対し、方形波
信号θ_FB′が進んでいるか遅れているかを判断し、更に
そのずれが何パルス分であるかを読み取る。そのずれ量
と位相の進み・遅れによりマイクロコンピュータ18は、
その出力信号Q101〜Q106の値を予じめ定めてある規則に
従って定める。出力信号Q101〜Q106はエンコーダ8aによ
り、コード変換され、下記第１表に示すエンコーダ出力
信号となる。

このエンコーダ出力信号Q111〜Q114,Q121〜Q124,Q131
〜Q134,Q141〜Q144は、それぞれナンドゲート11a,11b,1
1c,11dに送られ、移相器出力信号φ１〜φ４が“H"にな
ったときにのみ通過できるようになっている。アンドゲ
ート12aは、Q51＝Q11・Q21・Q31・Q41,Q52＝Q12・Q22・
Q32・Q42、Q53＝Q13・Q23・Q33・Q43、Q54＝Q14・Q24・
Q34・Q44の各式で表わされる回路配線となっているか
ら、上記第１実施例で述べたように、エンコーダ出力信
号Q111〜Q114の値によりφ２＝Ｈの時間t₂が、エンコー
ダ出力信号Q121〜Q124の値によりφ３＝Ｈの時間t₃が、
エンコーダ出力信号Q131〜Q134の値によりφ４＝Ｈの時
間t₄が、エンコーダ出力信号Q141〜Q144の値によりφ１
＝Ｈの時間t₁が、それぞれ変化する。従って、第９図か
ら解るように、マイコン出力が１つずつ値が大きくなっ
てゆくと、時間t₂,t₃,t₄,t₁の順にクロックパルスCLK1
の１周期分ずつ時間が短縮し、逆にマイコン出力が１つ
ずつ小さくなってゆくと、今度はクロックパルスCLK1の
１周期分ずつ時間が増大してゆく。即ち、マイコン出力
が大きくなると、周波数が高くなり、小さくなると周波
数が低くなる。さて、マイクロコンピュータ18は基準位
相信号θrefと方形波信号θ_FB′の値を読み込んでマイ
コン出力信号Q101〜Q106を出力し、一定時間後に再び同
様のことを繰返す。そして基準位相信号θrefと方形波
信号θ_FB′の位相差がある範囲内、即ちずれのパルス数
が一定値以内になると出力値を固定する。

この方法では、時間t₁〜t₄の時間差が最大でもクロッ
クパルスCLK1の１周期分であるから、波形の歪みは極め
て小さくなる。そのため、第４図では分周器２のプリセ
ット値が４ビットにすぎないが、更にビット画数を増や
して変化させる周波数の幅を広げることも可能となる。

なお、この第４実施例の駆動回路では、分周器２のプ
リセット値の上位４ビットについてもマイコン出力信号
Q107〜Q110によって制御するようになっている。これに
より、例えば駆動周波数を大きく変化させて、複数の超
音波モータを切換え駆動することが可能となる。

また、図には示していないが、モータの回転数検知手
段を設けて、速度制御を加えることも可能になる。即
ち、モータの回転数は駆動周波数により変化するので、
マイクロコンピュータ18に速度信号を入力し、所定の速
度になるよう、マイコン出力をコントロールさせればよ
い。

第10図は、本発明の第５実施例を示す超音波モータの
駆動回路のブロック系統図である。この第５実施例は、
上記第1,第２実施例と同様に定在波型の超音波モータ５
に適用されるが、更に分解能が必要な場合、あるいは発
振周波数を下げて分解能を維持したい場合に有用で温度
変化１℃ずつに対して周波数を変化させることができ
る。そして、この第５実施例が上記第１実施例と大きく
異なる点は、新たに加算器19およびデューティ可変1/4
分周器20が付加されたことのみで、上記第１実施例と同
じ構成部材には同一符号を付して、その説明を省略す
る。

エンコーダ８から加算器19へ供給されるエンコーダ出
力信号Q1,Q2,Q3,Q4は４℃上昇すると値が１だけ減るよ
うになっている。即ち、第２表に示すように、０〜３℃
ではエンコーダ出力信号Q1,Q2,Q3,Q4は1111、４〜７℃
では0111、８〜11℃では1011……というように出力され
る。

また、このエンコーダ８は、デューティ可変1/4分周
器20に、２ビットからなり、温度１℃につき１だけ増え
るようなエンコーダ出力信号Q5,Q6を出力する。する
と、デューティ可変1/4分周器20は、エンコーダ出力信
号Q5,Q6が（00）のときにはデューティ比が０、つま
り、常に“L"の、（10）のときにはデューティ比が1/4
の、（01）のときにはデューティ比が2/4の、（11）の
ときにはデューティ比が3/4のデューティ比可変出力信
号Q7を出力する。ただし、1/4分周器であるから、周波
数は駆動周波数の1/4である。

加算器19はエンコーダ８から出力されたエンコーダ出
力信号Q1〜Q4と、デューティ可変1/4分周器20から出力
されたデューティ比可変出力信号Q7とを加算する。その
ため、例えばデューティ比可変出力信号Q7のデューティ
比が1/4であると、加算器19から出力された加算器出力
信号Q1′,Q2′,Q3′,Q4′は４回中３回は（Q1,Q2,Q3,Q
4）となるが、４回中１回は（Q1,Q2,Q3,Q4）＋１とな
る。即ち、４回に１度は時間t₂の値がクロックパルスCL
K1の１周期分だけ小さくなる。同様に、デューティ比が
2/4だと４回に２度、デューティ比が3/4だと４回中３
度、時間t₂の値がそれぞれ小さくなることになる。従っ
て、平均的な周波数というものを考えると、1/4×Δｆ
（Δｆは第１図での分解能）ずつ変化していることとな
る。

今、発振器１の発振周波数が12MHz、モータ駆動周波
数が40KHzとすると、平均周波数の分解能Δｆ′は Δｆ′＝Δｆ×1/4＝133×1/4≒33Hz となり、駆動周波数が70KHzの場合は Δｆ′＝Δｆ×1/4＝406×1/4≒102Hz となる。このような平均的な周波数でも、超音波モータ
においては有効である。というのは超音波モータの応答
速度は速くても数msecであるが、ここではその切換周期
がであり、応答速度に比べるて十分小さいから、その切換
えによる影響は現れないこととなる。このようにして、
このデューティ可変1/4分周器20および加算器19によっ
て駆動周波数の分解能が向上することになる。

ところで、このデューティ可変1/4分周器20は特に1/4
である必要はなく、1/m（ｍ＝2,3,4,……）において実
現可能である。

また、ここでは定在波型超音波モータの駆動回路につ
いて述べたが、進行波型超音波モータの駆動回路にも応
用できることは言うまでもない。

更にまた、第10図中のナンドゲート11a,11c、アンド
ゲート12を省略して、加算器19の出力を直接プリセット
値として分周器２に印加しても、それだけで十分な効果
が期待できる。

以上５つの実施例について述べたが、この方法はディ
ジタル回路だけでなく、アナログ回路を含んだ駆動回路
においても適用でき、十分な効果を得ることができるこ
と勿論である。

［発明の効果］以上述べたように本発明によれば、周波数の分解能を
著しく向上させることができる。そこで、以前は実現で
きなかった駆動回路のディジタル化が十分実用的なレベ
ルで実現できるので、IC化により回路の規模の縮小が可
能となる。また調整もディジタル的な処理が行なえるた
め、調整工数が省けることになる。更にまた、ディジタ
ル信号であるが故に、ノズルに強く、発振器に水晶振動
子を使用できるため温度依存性が小さいので、悪条件に
対しても安定した動作が期待できるという数々の顕著な
効果が発揮される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１実施例を示す超音波モータの駆
動回路のブロック系統図、第２図は、最適駆動周波数の自動追尾の動作原理を説明
するためのディジタル化した超音波モータの駆動回路の
ブロック系統図、第３図は、上記第２図における各部の動作を説明するタ
イミングチャート、第４図は、上記第２図における電力増幅器の一例を示す
回路図、第５図は、超音波モータにおける最適駆動周波数f₀のモ
ータ温度Ｔに対する特性線図、第６図は、各種のICにおける動作電源電圧範囲の動作速
度に対する特性線図、第７図は、本発明の第２実施例を示す超音波モータの駆
動回路のブロック系統図、第８図（Ａ）は、本発明の第３実施例を示す超音波モー
タの駆動回路のブロック系統図、第８図（Ｂ）は、波形
整形器の変形例を示す回路図、第９図は、本発明の第４実施例を示す超音波モータの駆
動回路のブロック系統図、第10図は、本発明の第５実施例を示す超音波モータの駆
動回路のブロック系統図である。１……発振器３……1/4分周・移相器（分周移相器） 3A……1/2分周器（分周移相器） 4,4a,4b,4A……電力増幅器５……定在波型超音波モータ（超音波モータ） 5A……進行波型超音波モータ（超音波モータ）

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】電気−機械エネルギー変換素子に交流信号
を印加することにより、被駆動体を駆動する超音波モー
タの駆動回路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する発
振手段と、この発振手段の出力を複数のパルス信号として分周移相
して出力する分周移相手段と、この分周移相手段の出力を増幅して上記交流信号を生成
する電力増幅手段と、を具備しており、上記パルス信号の少なくとも１つの、
隣接する立ち上がりと立ち下がりとの幅、もしくは立ち
下がりと立ち上がりとの幅を、該幅に対応する上記分周
移相手段の分周数を上記発振手段の出力もしくは該出力
を分周した出力の１周期分に相当する変化量にて上記パ
ルス信号の１周期中で周期的に変化させることによって
変化させ、これにより上記複数のパルス信号における周
波数を変化させることを特徴とする超音波モータの駆動
回路。
【請求項２】電気−機械エネルギー変換素子に交流信号
を印加することにより、被駆動体を駆動する超音波モー
タの駆動回路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する発
振手段と、この発振手段の出力を複数のパルス信号として分周移相
して出力する分周移相手段と、この分周移相手段の出力を増幅して上記交流信号を生成
する電力増幅手段と、を具備しており、上記分周移相手段の分周比を可変に
し、一定の周期毎に一時的に該分周比を変化させること
により、上記交流信号の周波数を変化させることを特徴
とする超音波モータの駆動回路。
【請求項３】電気−機械エネルギー変換素子に交流信号
を印加することにより、被駆動体を駆動する超音波モー
タの駆動回路において、上記交流信号に比べ高い周波数の原振信号を出力する発
振手段と、この発振手段の出力をカウントし分周する分周器と、この分周器のカウント数を複数のディジタル信号にて設
定するカウント数設定手段と、を具備しており、上記カウント数設定手段は、上記分周
器に入力する複数のディジタル信号のうち、下位ビット
側の一部のディジタル信号のみが可変であることを特徴
とする超音波モータの駆動回路。
【請求項４】上記カウント数設定手段は、可変なディジ
タル信号を最小値に設定した場合に、上記交流信号の周
波数が超音波モータの共振周波数よりも低くなるよう
に、かつ、該ディジタル信号を最大値に設定した場合
に、該交流信号の周波数が超音波モータの共振周波数よ
りも高くなるように、上位ビット側の固定されたディジ
タル信号が設定されていることを特徴とする、請求項３
に記載の超音波モータの駆動回路。