JP2667814B2 - 呼出信号送出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、構内交換機などの電話交換機の加入者回路
に係り、特に加入者端末に呼出信号，地気信号を交互に
送出するために使用される呼出信号送出回路に関する。 〔従来の技術〕 構内交換機とは、特開昭58−106937号公報に示される
様に大口加入者による加入者線路の多重化、および、大
口加入者内部の内線電話即ち、加入者端末相互の交換の
用に供せられるものであつて、この原理を第２図に示
す。図において、１は加入者端末であつて１つの構内交
換機には、通常数百〜数千程度の加入者端末が接続され
る。２は、ベル継電器と呼ばれ、加入者端末１に呼出信
号を電源５から供給するための切換スイツチである。継
電器２の接点20は、加入者端末１に呼出信号を供給する
場合に、呼出信号側接点22に、加入者端末１に地気信号
を供給する場合には、線路側接点21に接続されるように
交換機内の制御回路４によつて制御される。第２図にお
いて、加入者線路8,加入者引込線9,加入者端末１を除い
た集合を構内交換機と言う。 尚、23は抵抗である。 第３図は、ベル継電器２の駆動回路の一例を示してい
る。図において、端子T2は、入力制御信号端子であつ
て、論理信号レベルのベル継電器駆動回路入力Ｃが加え
られる。Ｃの論理レベルの状態は、第２図中の制御回路
４によつて制御される。第３図において、継電器コイル
30に電流を流すことによつてベル継電器接点20の接続位
置を反転させる。 第４図は、加入者端末１への呼出信号の送出状態を示
す波形図である。図において地気信号を送出する期間10
0と呼出信号を送出する期間200に分かれており、両期間
を適当に組み合わせて、呼出信号パターンとしている。 第５図に、ベル継電器を半導体化する場合の回路配置
を示す。図中、21,22は第２図の線路側接点21,呼出信号
側接点22に相当する半導体スイツチであつて特にオン抵
抗が低く、順逆両方向に大きな耐圧を得ることができる
PNPNスイツチが使用される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 第２図における継電器２の接点20は、21あるいは、22
に倒れており、この変化中は開放状態となつている。こ
のような中央開放形の動作は、本質的なものであるが、
第５図に示した半導体スイツチの場合、スイツチ21か、
22の一方がオンの場合、他方のスイツチがオフとなるよ
う制御を行う必要がある。そうしないと、第５図、21,2
2のスイツチが同時にオンとなり、呼出信号が電源５か
ら交換機制御回路４内に流れ、21,22のスイツチ、およ
び交換機制御回路４を破壊してしまう。また、これによ
つて、希望しない他の加入者端末に呼出信号が送出され
ることがある。このため、スイツチ21,あるいは22の一
方が完全にオフしてから、他のスイツチ22,あるいは21
をオンにする必要がある。このためには、 （Ａ）スイツチ21または、22のオン，オフの状態の検出
を行う方法 （Ｂ）スイツチ21と22のオン駆動を時間的にずらせる方
法 の二種が考えられる。 第５図における半導体スイツチ21,22は、オン抵抗が
低く、順逆両方向に大きな耐圧を得ることができるPNPN
スイツチが使用される。 このため（Ａ）法は、PNPNスイツチのオン検出法に帰
着される。 従来、PNPNスイツチのオン検出法は、特開昭58−1069
37号公報、特開昭58−106938号公報に示されているよう
なカレントミラー方式。特開昭58−95426号公報に示さ
れているマルチアノード方式が使われていた。カレント
ミラー方式は、PNPNスイツチのオフ駆動がかかると同時
に、オン・オフ検出用トランジスタのベース・エミツタ
間が短絡されるので、PNPNスイツチがオン状態にあつて
も検出動作が不能になるという欠点がある。 一方、マルチアノード方式は、スイツチの両端の電位
がフローテイングの場合、検出電流のアノード電流依存
性が大きく実用に耐えなかつた。 また、両方式とも、PNPNスイツチ１個にオン検出回路
を少なくとも一つ設ける必要がある。 更に、両方式とも実際に、第５図のスイツチ21と22の
制御に使用した場合、何らの制御を行なわないのに、ス
イツチ21と22のオン，オフが交互に繰り返される発振現
象を生ずることがある。これは、オン検出感度が十分で
ないために生ずるものである。これを防止するには、一
方のスイツチがオフし、オン検出出力が現われなくなつ
てから、PNPNスイツチのターンオフ時間を越える時間お
くれを持つて、他方のスイツチのオン駆動をする必要が
ある。実際的には、スイツチのオン駆動回路の一部に遅
延素子である補償コンデンサを挿入することが行なわれ
ている。必要な補償コンデンサの値は、マイクロフアラ
ツド程度となる。一般的にシリコン基板上で製作できる
コンデンサは、せいぜい数10ピコフアラツド以下であつ
て、補償コンデンサは、個別部品を外付けすることにな
る。一チヤンネルのスイツチ21,22回路（第５図中破線
で囲んだ部分）と、これらスイツチの駆動回路を半導体
化し、更に一つのシリコン基板上に多くのチヤンネルを
形成しようとする場合、内蔵チヤンネル数に比例して外
付け部品が増加することになる。使用するパツケージの
ピン数に限りがあることから、著しくスイツチの半導体
化の実用化、および、その使用を制限することになる。 本発明の目的は、（Ｂ）方式のスイツチ21と22のオン
駆動を時間的にずらせることによつて、ベル継電器の動
作と等価な中央開放形の動作を行う半導体スイツチのた
めの呼出信号送出回路を提供することである。 〔問題点を解決するための手段〕 以下、本発明について、詳細に説明する。第５図にお
いて、１組のスイツチ22が、オンの場合、加入者端末１
には、第４図の呼出信号200が供給されている。この
時、スイツチ22のPNPNスイツチのゲート，カソード間を
短絡することによつてオフしたとする。この時、加入者
線路８や加入者端末１などの呼出信号が直前まで流通し
ていた部分には、PNPNスイツチ22が開放された時点にお
ける呼出信号の電圧が残存することになる。この残存電
圧は加入者線路８などのリーク抵抗により徐々に放電を
開始するので、直流に近い周波数成分を持つ。このた
め、第５図中に図示していないが、抵抗23の両端に接続
され、かつ、この両端の電圧が一定値を越えた時、呼出
信号を停止させる働きを持つリングトリツプ回路を誤ま
つて動作させてしまうという欠点を有している。更に、
呼出信号としては、数10Hz、実効値100V程度の信号が使
用され、この電圧が印加されたPNPNスイツチを瞬時にオ
フしてしまうことは、実際上容易ではない。次に１組の
スイツチ21がオンの場合、加入者端末１には、第４図の
地気信号100が供給されている。この時、スイツチ21のP
NPNスイツチには、数10mA程度の電流が流れており、こ
れのゲート，カソード間を短絡することによつてオフす
ることができる。この時、スイツチ22はオフしているの
で、抵抗23には、不要の電圧は現われず、前述のリング
トリツプ回路を誤動作させることはない。以上から、ス
イツチ21のPNPNスイツチは、ゲート，カソード間を短絡
させることによつてオフさせ、スイツチ22のPNPNスイツ
チは、オン駆動がなくなつてから、呼出信号の零ボルト
点で自然消弧させる制御方式とするのが良い。（Ｂ）方
式における呼出信号パターンの例及びPNPNスイツチの駆
動信号に要求される各信号間の時間的条件を第６図に示
す。図中、スイツチの駆動信号は、ハイレベルにおい
て、その信号名の機能を行なうものとする。また簡単の
ため、スイツチ21オン駆動信号A₁とスイツチ21オフ駆動
信号A₂とは、 の関係にあるものとする。加入者端末１に地気信号100
の送出を行なつている状態から、呼出信号200の送出に
切換えるとする。この時、スイツチ21オン駆動信号のハ
イレベルから、ローレベルの変化時刻から、スイツチ22
のローレベルからハイレベルへの変化時刻までの遅れ時
間d₁は、スイツチ21のターンオフ時間より長い必要があ
る。次に、加入者端末１に呼出信号200の送出を行なつ
ている状態から、地気信号100の送出に切換えるとす
る。この時、スイツチ22は、スイツチ22オン駆動信号
が、ハイレベルからローレベルに変化して後、呼出信号
の零電流点で自然消弧する。この後、スイツチ21のオン
駆動を行なえば良いが、自然消弧点から、スイツチ21の
オン駆動を開始する時刻までの遅れ時間d₂は、スイツチ
22のターンオフ時間より長い必要がある。区間Ｆの部分
は、スイツチ21,22のオン駆動が行なわれておらず、ス
イツチ消弧中であるが、消弧状態である。二組のスイツ
チ21,22共オフ状態の場合加入者端末１は浮遊電位状態
である。また、第６図において、スイツチ22のオンは、
呼出信号の零ボルト点で行われていないので、スイツチ
22がオンの瞬時の呼出信号振幅Ａが雑音となり、他の加
入者線路の影響を及ぼす恐れがある。このため、スイツ
チ22のオンも呼出信号の零ボルト点で行なわれるのが望
ましい。つまり、スイツチ22のオン駆動信号の開始点、
スイツチ21のオン駆動信号の開始点は、呼出信号電圧に
同期している必要がある。しかしながら、第２図に示し
た従来のベル継電器の制御は、呼出信号の位相とは全く
独立に行なわれており、接点切換の際に発生する雑音
は、接点間に、コンデンサを接続することによつて防止
している。ベル継電器の半導体化つまり、半導体スイツ
チへの置換という目的からすれば、スイツチの制御信号
は、従来と全く同様に、呼出信号とは、非同期である必
要がある。この制御信号から、第６図に示した時間遅れ
を満たす、PNPNスイツチの駆動信号を得る必要がある。 本発明呼出信号送出回路では、呼出信号と同周波数同
位相のクロック信号を生成する波形成形回路と、交換機
制御回路からの制御信号と波形成形回路からのクロック
信号に基づいて地気信号をオンオフする一対のスイッチ
素子及び呼出信号をオンオフする一対のスイッチ素子を
交互にオンオフ制御する信号を生成する駆動回路とを具
備している。そして駆動回路は、制御信号の極性を反転
する手段と、反転する手段からの信号をクロック信号の
１周期を１ビットとして少なくとも２分の１ビット桁移
動する手段と、反転する手段からの信号と桁移動する手
段からの信号との論理和の否定を得る手段と、反転する
手段からの信号と桁移動する手段からの信号との論理積
の否定を得る手段と、論理和の否定を得る手段からの信
号を第２のスイッチ素子及び第３のスイッチ素子のオン
信号として導く手段と、論理積の否定を得る手段からの
信号を第１のスイッチ素子のオフ信号として導く手段
と、論理積の否定を得る手段からの信号を極性反転して
第１のスイッチ素子のオン信号として導く手段とからな
っている。 〔作用〕 本発明は、従来のベル継電器の制御信号と同様に、呼
出信号とは、非同期の制御信号のみを加えれば、第６図
に示したスイツチ21,22駆動信号によつてPNPNスイツチ
を駆動し、ベル継電器の動作と等価な中央開放形の動作
を行なう半導体スイツチを得ようとするものであり、し
かも、呼出信号と等しい位相、周波数の信号を加える必
要がない。つまり外部から加える制御信号は、従来のベ
ル継電器の制御信号と同様であり、外付部品や、他の信
号を必要としない。 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例について、図面を用いて詳細
に説明する。本発明の呼出信号送出回路（第１図の点線
で示す部分）の特徴は、地気信号をオンオフする一対の
スイッチ素子21及び呼出信号をオンオフする一対のスイ
ッチ素子22を設け、両一対のスイッチ素子を波形整形回
路24及び駆動回路25からの信号により交互にオンオフ制
御する構成とした点にある。本発明は、次の三つの要素
から構成される。 （１） 呼出信号と同周波数、同位相であるクロツク信
号の形成、 （２） 前項のクロツク信号を使つて第６図に示したス
イツチ21,22オン駆動信号の条件を満たすPNPNスイツチ
駆動信号の形成、 （３） 多チヤンネル化、 上記項目毎に順を追つて説明する。 （１） クロツク信号の形成 従来の第２図に示す継電器を使つた呼出信号回路から
明らかなように、継電器の固定接点の一端には、必ず呼
出信号の電源５が接続される。そこで、第１図に示した
ように、呼出信号印加端子T1に、高入力インピーダンス
をもつた波形整形回路24を設ければ、呼出信号と同周波
数、同位相のクロツクパルスを取出すことが可能であ
る。しかも、この回路は、高入力インピーダンスである
ために、この回路を設けたことによる影響が全くない。
波形整形回路の実際例の一つを第７図に示す。図におい
て、T1端子は、呼出信号の印加点である。V1は、電源端
子であつて論理信号電源V_CCに接続される。V2は、アー
ス端子であつて、論理信号電源のアース端子に接続され
る。V3は、出力端子であつて、論理信号レベルのクロツ
ク信号の出力端子である。Q₁はエミツタホロワであり、
高抵抗R₁とともに、T1端子から見た入力抵抗を十分大き
くしてある。Q₂は、インバータであつて、少なくとも５
以上の電流利得を取ることができる。第７図の波形整形
回路の入出力特性を第８図に示す。図において、（１）
は呼出信号200の電圧は第７図T1端子に加えられる。第
８図中、E_th≒4V_BE（V_BEは、ダイオード順電圧であつて
Siの場合約0.7Vである）。クロツク信号出力φは第７図
V₃端子から取出すことができる。このようにクロツク信
号出力φは、呼出信号電圧と周波数、位相が等しい。ク
ロツク信号出力電圧のハイレベルは、論理信号電源電圧
V_CCに近い値まで、ローレベルは、Q₂トランジスタのコ
レクタ−エミツタ飽和電圧C_CES＝0.2Vとすることができ
る。これによつてクロツク信号出力端子V₃を直接MOSゲ
ート回路に接続し、MOS論理回路を駆動することが可能
である。 （２） PNPNスイツチ駆動信号の形成 第９図に、本発明によるPNPNスイツチ駆動回路の一例
を示す。本駆動回路によつて、第１図に示した一対のPN
PNスイツチ21と、一対のPNPNスイツチ22を同時には、オ
ンとならないように制御することができる。第９図にお
いて、端子T2は、入力制御信号端子であつて、従来のベ
ル継電器駆動回路の入力と同じ制御信号Ｃが加えられ
る。端子V₃はクロツク信号入力であつて、第８図（２）
の、クロツク信号が加えられる。つまり、第７図のV₃端
子と接続すれば良い。第９図の回路動作を、第10図のタ
イムチヤートを使つて説明する。両図において、数字は
同一の信号を現わしている。第10図（１）は、交換機制
御回路からの制御信号Ｃであり、インバータN₁によつ
て、第10図（２）のように、反転され、となる。N
₁は、入力バツフアも兼ねている。SR1,SR2は、各々１ビ
ツトの遅延を行なうシフトレジスタであり、クロツク信
号φは、端子V₃から加えられる。ここで１ビツトとは、
クロツ式信号の１周期を現わす。第８図において、示し
たように呼出信号電圧とφとは、周波数と位相が等し
い。インバータN₂とN₃によつて、φと反転されたφを
得、これによつてシフトレジスタSR1,SR2を制御する。
シフトレジスタSR1,SR2は、φの立下りで、データの読
込みが行なわれ、φの立上りで、読込まれたデータの出
力が行なわれるので、第10図（４）に示す２段のシフト
レジスタ出力▲▼は、第10図（２）に示すシフトレ
ジスタ入力とは、最大２ビツト，最小１ビツトの遅延
を生ずる。第９図において、NOR回路は、入力信号をX,Y
とする時、 NOR＝▲▼ の論理演算を行なう。そこで第10図（２）と（４）に示
す波形のNORを行なうと、第10図（５）に示す出力A₀を
得る。第９図において、NAND回路は、入力信号をX,Yと
する時 の論理演算を行なう。そこで、第10図（２）と（４）に
示す波形のNANDを行なうと、第10図（６）に示す出力A₂
を得る。出力A₂をインバータN₄を通せば、第10図（７）
に示す出力A₁を得る。第６図のA₀,A₂,A₁と第10図
（５），（６），（７）のA₀,A₂,A₁を比較する時、第10
図（５）の波形は、スイツチ22オン駆動信号A₀、第10図
（６）の波形は、スイツチ21オフ駆動信号A₂、第10図
（７）の波形は、スイツチ21オン駆動信号A₁とすること
ができる。第６図において示したように、A₁の立下り
と、A₀の立上り時間差d₁′は、スイツチ21のターンオフ
時間より長い必要がある。呼出信号周波数は、20Hz程度
であつて、この周期は、クロツク信号φの１ビツト時間
に等しい。 となるから、 d₁′＝50〜100（ミリ秒） これは、PNPNスイツチのターンオフ時間である数マイ
クロ秒より十分大きい。第10図（８）に呼出信号電圧、
（９）に呼出信号パターンを示す。PNPNスイツチ22は、
A₀がハイレベルから立下り後、呼出信号電流の零クロス
点Ｐで消弧する。この点と、A₁の立上り点との時間差
d₂′は、スイツチ22のターンオフ時間より長い必要があ
る。 d₂′＝50〜75ミリ秒 これは、PNPNスイツチのターンオフ時間である数マイ
クロ秒より十分大きい。以上から、第６図に示したスイ
ツチ21,22を同時には、オンとならないように制御する
ための、スイツチ21,22の両スイツチオン駆動信号、ス
イツチ21オフ駆動信号を得ることができた。 また、スイツチ22のオンは、第10図（５）に示すよう
に、クロツク信号の立上りで行なわれるが、これは、第
８図（１）において、呼出信号電圧 E_th＝2.8V の時刻である。この時刻で、スイツチ22が投入されて
も、第６図の呼出信号パターンのスイツチ投入時の雑音
電圧は、非常に小さく、従来使用されていた接点間の雑
音防止コンデンサは、必要がない。 以上は、シフトレジスタ２段で考えてきたが、これを
1 1/2段,2 1/2段のように増減することも可能である。 シフトレジスタを２段にした理由は、呼出信号から生
成される第10図（３）のクロック信号Φと第10図（１）
の制御信号Ｃとが非同期であって、信号A₁の立ち下がり
と信号A₀の立上りとの時間差d₁′及びスイッチ素子22の
消弧点Ｐと信号A₁の立上りとの時間差d₂′がいずれも１
ビットが最小値となっていることにある。d₁′及びd₂′
は、いずれもスイッチ素子のターンオフ時間より大きく
取ればよいことから、シフトレジスタの段数を２段に限
定する必要はないのである。クロック信号Φと制御信号
Ｃとが非同期の場合、シフトレジスタで桁移動するビッ
ト数は最初の１段では０ビット（桁移動なし）、それ以
降は２分の１段で２分の１ビット、１段で１ビット桁移
動するのである。従って、本発明においてシフトレジス
タで桁移動する最小ビット数は２分の１ビット（シフト
レジスタは1.5段）で、２分の１ビット刻みに何ビット
（シフトレジスタは２段、2.5段・・）でもよいのであ
る。 （３） 多チヤンネル化 交換機には、多くの加入者端末が接続されており、ベ
ル継電器も交換機の交換回線数に等しい数量が使用され
る。この場合、第２図に示すように呼出信号の電源５は
単一である。そこで、１個のベル継電器を、本発明の第
１図に示す方法で半導体化し、多チヤンネルを単一のシ
リコン基板上に製作しようとする場合、第11図に示すよ
うに波形整形回路24は、１個設けるだけで良い。チヤン
ネル数に拘わらず、第７図に示した波形整形回路に必要
なチツプ面積は、一定であるから、チヤンネル数が多く
なる程、１チヤンネル当りのチツプ必要面積が小さくな
ることを意味している。 〔発明の効果〕 以上、述べてきたように、本発明に依れば、呼出信号
送出回路に使用されるベル継電器を、PNPNスイツチに置
換し、中央開放形の動作を行なわせることができる。し
かも、外部制御信号は、従来のベル継電器と同一で良
く、外付部品を必要としないので、多くのチヤンネル数
を単一のシリコン基板上に製作することが容易である。

【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明による構内交換機のPNPNスイツチおよ
び、その駆動回路を示す図、第２図は、従来の構内交換
機のベル継電器部を示す図、第３図は従来のベル継電器
駆動回路を示す図、第４図は、加入者端末に加えられる
呼出信号パターンを示す図、第５図は、構内交換機のベ
ル継電器を半導体スイツチで置換する場合の原理ブロツ
ク図、第６図は、PNPNスイツチの駆動信号に要求される
各信号間の時間的条件を示す図、第７図は、本発明で用
いられる波形整形回路の例を示す図、第８図は、第６図
の波形整形回路の入出力特性を示す図、第９図は、本発
明で用いられるPNPNスイツチ駆動回路の一例を示す図、
第10図は、第８図の各部の信号のタイムチヤート、第11
図は、本発明による、多くのチヤンネルを単一のシリコ
ン基板上に製作する場合の回路配置を示す図である。 １……加入者端末、２……ベル継電器、４……交換機制
御回路、５……呼出し信号、８……加入者線路、９……
加入者引込線、21……PNPNスイツチ、22……PNPNスイツ
チ、24……波形整形回路、25……PNPNスイツチ駆動回
路、φ……クロツク信号、A₀……スイツチ22オン駆動信
号、A₁……スイツチ21オフ駆動信号、A₂……スイツチ21
オフ駆動信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 苅谷 忠昭 日立市幸町３丁目１番１号 株式会社日 立製作所日立工場内 (72)発明者 志村 辰男 日立市幸町３丁目１番１号 株式会社日 立製作所日立工場内

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．交換機制御回路に接続され、交換機制御回路から地
   気信号を受ける一対の第１の端子と、 交換機制御回路に接続され、交換機制御回路から制御信
   号を受ける第２の端子と、 呼出信号源に接続される第３の端子と、 加入者端末に接続される一対の第４の端子と、 基準電位に接続される第５の端子と、 一対の第１の端子と一対の第４の端子との間にそれぞれ
   接続される一対の第１のスイッチ素子と、 一対の第４の端子の一方と第３の端子との間に接続され
   る第２のスイッチ素子と、 一対の第４の端子の他方と第５の端子との間に接続され
   る第３のスイッチ素子と、 第３の端子に接続され、呼出信号と同周波数同位相のク
   ロック信号を生成する波形成形回路と、 第２の端子からの制御信号と波形成形回路からのクロッ
   ク信号に基づいて第１のスイッチ素子と第２のスイッチ
   素子及び第３のスイッチ素子を交互にオンオフ制御する
   信号を生成する駆動回路とを有し、 駆動回路が、制御信号の極性を反転する手段と、反転す
   る手段からの信号をクロック信号の１周期を１ビットと
   して少なくとも２分の１ビット桁移動する手段と、反転
   する手段からの信号と桁移動する手段からの信号との論
   理和の否定を得る手段と、反転する手段からの信号と桁
   移動する手段からの信号との論理積の否定を得る手段
   と、論理和の否定を得る手段からの信号を第２のスイッ
   チ素子及び第３のスイッチ素子のオン信号として導く手
   段と、論理積の否定を得る手段からの信号を第１のスイ
   ッチ素子のオフ信号として導く手段と、論理積の否定を
   得る手段からの信号を極性反転して第１のスイッチ素子
   のオン信号として導く手段とからなることを特徴とする
   呼出信号送出回路。