JP2646824B2 - Power Supply - Google Patents

Power Supply

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【発明の詳細な説明】 〔概要〕 商用電源を直接受電し、電子計算機等の電子機器のために安定化した直流出力を供給する電源装置に関し、 力率を改善しつつ小型・軽量化が可能であり、またDC DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The SUMMARY The commercial power supply receiving power directly relates to a power supply device for supplying a DC output stabilized for electronic equipment such as computers, can be made smaller and lighter while improving the power factor , and the addition DC
−DCコンバータを付加せずとも入力電圧より低い電圧を得ることができ、さらに、一次回路から絶縁された安全な出力を得ることができる電源装置を提供することを目的とし、 交流電源から供給される交流を整流する整流器と、該整流器の出力を所定周波数でスイッチングさせるスイッチ手段と、該スイッチ手段でスイッチングされる前記整流器の出力を一次側に入力し、所定の変換を行って二次側に出力するトランスと、該トランスの二次側出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段を流れる電流を検出する検出手段と、該検出手段で検出した電流と前記交流電源の周波数とに応じて、前記スイッチ手段を所定周波数でスイッチングさせる信号を生成する制御手段とにより構成される。 Without adding -DC converter can be obtained below the input voltage the voltage, further, an object of the invention to provide a power supply device capable of obtaining a safe output insulated from the primary circuit is supplied from an AC power source a rectifier for rectifying an alternating current that a switching means for switching the output of the rectifier at a predetermined frequency, the output of the rectifier is switched by the switching means entered the primary side, the secondary side performs predetermined conversion a transformer output, a smoothing means for smoothing the secondary output of the transformer, a detection means for detecting a current flowing through the smooth section, depending on the frequency of the alternating current power supply with current and detected by the detecting means, constituted by a control means for generating a signal for switching said switch means at a predetermined frequency.

〔産業上の利用分野〕 [Relates]

本発明は、商用電源(通常、100VAC)を直接受電し、 The present invention is a commercial power supply (typically, 100VAC) and the power receiving directly,
電子計算機等の電子機器のために安定化した直流出力を供給する電源装置に関し、特に近年主流となったスイッチング電源装置の力率改善に関する。 Relates to a power supply device for supplying a DC output stabilized for electronic equipment such as computers, to a power factor improved switching power supply of a particular recent mainstream.

近年、電子計算機等の電子機器に使用される電源装置は、効率が良く小型・軽量化が可能なスイッチング電源装置が主流となっている。 Recently, the power supply device used in electronic equipment such as electronic computer, efficient size and weight is capable of switching power supply unit has become mainstream.

このようなスイッチング電源装置としては、100VACを直接整流して約140VDC程度の直流とし、数100KHz以上の高周波で電力変換を行うライン・オペレート型が多く採用されている。 Such switching power supply device, and directly rectified to about 140VDC about direct current 100VAC, it is often employed line OPERATE type that performs power conversion frequencies over 100 KHz.

一方、電子機器の高性能、省電力、小型・軽量化等が望まれている昨今、電源装置もその例外ではない。 On the other hand, the electronic equipment performance, power savings, these days size and weight reduction is desired, the power supply is no exception.

〔従来の技術〕 [Prior art]

従来、ライン・オペレート型のスイッチング電源装置の多くは、ブリッジ整流器を用いたコンデンサインプット型整流方式が採用されており、第5図はその代表的な構成例である。 Traditionally, many line OPERATE type switching power supply, a capacitor input type rectification method using the bridge rectifier are adopted, Fig. 5 which is a typical configuration example.

ブリッジ整流は全波整流方式であるので、商用電源10 Because the bridge rectifier is a full-wave rectification method, the commercial power supply 10
から供給される電力を、ダイオードD1,D2,D3,D4で構成されるブリッジ整流器11で整流した電圧波形は、第6図に点線で示すように、電源周波数(50Hz又は60Hz)の2 The power supplied from the diodes D1, D2, D3, the voltage waveform rectified by constructed bridge rectifier 11 in D4, as indicated by a dotted line in FIG. 6, the second power supply frequency (50Hz or 60Hz)
倍の周波数の脈流W1となる。 A pulsating flow W1 of times the frequency.

この脈流W1をコンデンサC1で平滑して直流の平滑電圧 Smoothes DC smoothed voltage of the pulsating W1 in capacitor C1
W2を得る。 Get a W2. そして、平滑された電圧は、制御回路12からの制御信号により所定周波数でオン/オフを繰り返すトランジスタTrでパルス状にチョップされ、トランスTを介して二次側へ伝達され、ダイオードD5,D6、チョークコイルL2及びコンデンサC2で構成され整流回路で直流に変換されて直流出力電圧V Oが得られるようになっている。 The smoothed voltage is chopped pulsed with transistor Tr to repeat on / off at a predetermined frequency by a control signal from the control circuit 12 is transmitted to the secondary side through the transformer T, a diode D5, D6, so that the DC output voltage V O is obtained consists of a choke coil L2 and the capacitor C2 is converted into direct current by the rectifier circuit.

しかしながら、上記コンデンサC1を充電する充電電流は、第6図の波形W3に示すように、交流サイクルの全期間は流れずパルス状に流れるために、電源装置の見掛け上の力率を低下させている。 However, the charging current for charging the capacitor C1, as shown by the waveform W3 of FIG. 6, in order to flow the entire period the flow without pulsing AC cycle, thereby reducing the apparent power factor of the power supply there.

ここで力率とは、電気回路理論では、電流と電圧の位相差φの余弦COSφとして定義されているが、これは正弦波交流電源の負荷が純抵抗の時にのみ成り立つ式である。 Here the power factor and, in electrical circuit theory, it has been defined as the cosine COSφ phase difference φ between current and voltage, which is an expression load sine wave AC power supply is satisfied only when the pure resistance. しかし、一般に、整流回路でいう見掛け上の力率とは、この位相差φの余弦ではなく、実効電力Wと皮相電力V・Aの比率をいう。 However, in general, and the apparent power factor referred to in the rectifier circuit, rather than the cosine of the phase difference phi, it refers to the ratio of effective power W and apparent power V · A. そして、普通のコンデンサインプット型整流方式では、充電電流W3がパルス状に流れて導通角tlが狭いので、充電電流W3のピーク値が高くなり、皮相電力が大きくなる。 Then, usually in the capacitor input-type rectifying system, the charging current W3 conduction angle tl narrow flows in pulses, the higher the peak value of the charging current W3, apparent power increases.

したがって、力率は、 W/(V・A)≒0.6 …(1) 程度であり、かなり悪い数値となる。 Therefore, power factor, W / (V · A) is a ≒ 0.6 ... (1) the order, a pretty bad number.

このように力率が悪くなると、以下の弊害が生じる。 With such power factor becomes worse, it occurs less adverse effects.

即ち、 平滑コンデンサC1のリップル電流が増加し、内部損失による温度上昇によって寿命が短くなり、信頼性が低下する。 That increases the ripple current of the smoothing capacitor C1, the life is shortened by the increase in temperature due to internal losses, lower reliability.

皮相電力が大きくなり、一般の商用電源のコンセント(15A定格)から取れる電力が見掛け上小さくなるため、電子計算機等の電子機器の装置構成上制約がでる。 Apparent power is increased, since the power can be produced from general commercial power outlet (15A rated) is apparently smaller, device configuration on constraints of an electronic device such as a computer comes out.

例えば、力率COSφ=0.6 効率η=0.7と仮定すると、装置入力電流Iは、 I=W/(η×V×COSφ) =2.4×W/V …(2) となるが、力率をほぼ「1」に近づけることにより入力電流Iの値は I=W/(η×V×COSφ) =1.4×W/V …(3) となり、力率を改善しない場合、同一の出力電力、入力電圧においても入力電流の値が1.7倍となってしまう。 For example, assuming that the power factor cos [phi = 0.6 efficiency eta = 0.7, device input current I is, I = W / (η × V × COSφ) = 2.4 × W / V ... (2) and becomes the power factor substantially value of the input current I by closer to "1" I = W / (η × V × COSφ) = 1.4 × W / V ... (3) next, if not improve the power factor, the same output power, the input voltage the value of the input current becomes a 1.7-fold in.
そのため装置内の構成品(例えばディスク装置やフロッピー装置、増設メモリーなど)を制限しなければならず、力率を改善した装置より性能・機能が劣ることになる。 Therefore apparatus of components (for example, a disk device, a floppy device, additional and memory) must be limited to, so that the performance and functions by the device having an improved power factor is poor.

そこで、力率を改善することが求められ、これに対応するべく種々の方策が採られている。 Therefore, it is required to improve the power factor, various measures have been taken to correspond thereto.

従来、力率を改善するための方式としては、チョークインプット型整流方式、アクティブ平滑フィルタ方式がある。 Conventionally, as a method for improving the power factor, the choke input type rectification, an active smoothing filter method.

(1)チョークインプット型整流方式 コンデンサインプット型整流方式の入力電流波形を改善し力率を上げるための最も簡単な方法は、第7図に原理図を示すように、チョークインプット型整流方式である。 (1) The simplest way to improve the improve the input current waveform power factor of choke input type rectification capacitor-input rectifier schemes, as shown in the principle diagram in FIG. 7, is a choke input type rectification .

これは、ブリッジ整流器11と平滑コンデンサC1の間にチョークコイルL1を接続するもので、かかる構成とすることによりチョークコイルL1のインピーダンス分でコンデンサC1への充電電流が制限されて導通角t1が広がり、 This is for connecting the choke coil L1 between the bridge rectifier 11 and a smoothing capacitor C1, the conduction angle t1 is limited charging current to the capacitor C1 by the impedance component of the choke coil L1 is spread by such a configuration ,
力率が改善される。 The power factor is improved.

しかし、この方式の場合、出力電流が小さいときはチョークコイルL1のインピーダンスが効き難くなりコンデンサインプット整流方式の場合と同様の動作になるためチョークコイルL1のインダクタンスと相当大きなものが必要となり、形状も大きく、重量も重くなるので大型の装置を除いてはほとんど使用されていない。 However, in this case the system, when the output current is small is required as a large equivalent inductance of the choke coil L1 to become same operation as in the case of the capacitor input rectification becomes impedance of the choke coil L1 is less likely effectiveness, even shape large, poorly used, except for large-sized apparatus because the weight is also heavy.

(2)アクティブ平滑フィルタ方式 そこで、小型化を可能にしながら力率を改善する手法としてアクティブ平滑フィルタ方式が考え出された。 (2) active smoothing filter method Therefore, active smoothing filter method as a method for improving the power factor while enabling miniaturization was conceived.

アクティブ平滑フィルタ方式は、入力電流波形を正弦波状に制御することで力率を向上させるものである。 Active smoothing filter method is intended to improve the power factor by controlling the input current waveform to a sine wave.

第8図にその原理図を示す。 It shows the principle diagram in FIG. 8. アクティブ平滑フィルタ方式の回路構成は、昇圧チョッパー20とその制御回路30 Circuit configuration of the active smoothing filter method, boosting chopper 20 and its control circuit 30
からなる。 Consisting of.

昇圧チョッパー20は入力電圧より出力電圧を高くする非絶縁型のスイッチングレギュレータの一方式であり周知である。 Boost chopper 20 is well known a non-isolated A Method of switching regulator to increase the output voltage than the input voltage.

制御回路30は商用電源の正弦波電圧V INをトランスT 1 The control circuit 30 includes a transformer T 1 a sinusoidal voltage V IN of the commercial power supply
を介して入力するとともに、カレントトランスCTにより電流I CINを入力する。 It receives an input via the inputs current I CIN by current transformer CT. そして、上記正弦波電圧は、電流を正弦波状に制御する際の基準正弦波として用いられ、 Then, the sine-wave voltage is used as a reference sine wave in controlling the current to a sine wave,
カレントトランスCTから得られる電流I CINは、現在の入力電流値を認識するために用いられる。 Current I CIN obtained from the current transformer CT is used to recognize the current input current value.

制御回路30は、上記基準正弦波と入力電流をモニターし、入力電流が正弦波状となるように、昇圧チョッパー The control circuit 30 monitors the input current and the reference sine wave, so that the input current is sinusoidal, the boost chopper
20のメイントランジスタTrのオン/オフ制御を行う。 Performing on / off control of the main transistor Tr of 20.

アクティブ平滑フィルタ方式では、第9図に示すように、ブリッジ整流器11でブリッジ整流された脈流波形W7 The active smoothing filter method, as shown in FIG. 9, the bridge rectified pulsating voltage in the bridge rectifier 11 W7
を、数10KHz以上の周波数でスイッチングする。 And switching at least the number 10KHz frequency. 入力電流I INの波形W6は,各スイッチング電流波形W5の平均値となるのでマクロ的には正弦波状となる。 Waveform W6 of the input current I IN is a sinusoidal in macroscopically since the average value of the switching current waveform W5.

したがって、原理的には力率は「1」となる。 Therefore, the power factor is "1" in principle. また、 Also,
平滑コンデンサC3には、スイッチングの1サイクル毎に電流を流せば良く、平均して正弦波状のリップル電流となるのでコンデンサインプット整流方式にくらべリップル電流が軽減され小型のコンデンサで高い信頼度を得ることができる。 The smoothing capacitor C3, may be allowed to flow current for each cycle of the switching ripple current compared to the capacitor input rectification method since a sinusoidal ripple current is reduced on average to obtain a high reliability in a small capacitor can.

しかし、この方式の場合、昇圧チョッパー20を使用するため、出力電圧は必ず入力電圧よりも高くなければならない。 However, in this method, for using the boost chopper 20, the output voltage must be higher than always input voltage. そのため入力電圧よりも低い出力電圧が必要な場合は、アクティブ平滑フィルタの後段にDC−DCコンバータを使用し電圧を下げなければならず、効率が悪い。 Therefore if a lower output voltage than the input voltage is required, it is necessary to lower the voltage by using the DC-DC converter downstream of the active smoothing filter is inefficient.

さらに、アクティブ平滑フィルタの出力は1次回路と絶縁されていないので、一般のロジック回路などには安全上使用できない。 Further, the output of the active smoothing filter because not insulated with the primary circuit, the like general logic circuit is available on the safety.

〔発明が解決しようとする課題〕 [Problems that the Invention is to Solve]

この発明は、上述したように、ライン・オペレート型のスイッチング電源装置でコンデンサインプット整流方式を採用するものは、平滑コンデンサを充電する電流が尖塔状になるため力率が低く、この力率を改善するためのチョークインプット整流方式を採用するものは、チョークコイルのインダクタンスは大きなものが必要であるので、形状も大きく、重量も重くなってしまい、さらに、上記力率を改善するためにアクティブ平滑フィルタ方式を採用するものは、昇圧チョッパーを使用するため、出力電圧は入力電圧よりも高くなり、入力電圧よりも低い出力電圧が必要な場合は、アクティブ平滑フィルタの後段にDC−DCコンバータを使用して電圧を下げなければなないので効率が悪く、また、アクティブ平滑フィルタの出力は1次回路と絶 The present invention, as described above, which employs a capacitor input rectification switching power supply line OPERATE type, since power factor current is spire-shaped to charge the smoothing capacitor is low, improve the power factor should be adopted choke input rectification for, since the inductance of the choke coil is required large, shape largely and the weight becomes heavy, further active smoothing filter in order to improve the power factor should be adopted method, for using the boost chopper, the output voltage is higher than the input voltage, when lower output voltage than the input voltage is required, use the DC-DC converter downstream of the active smoothing filter since no Do be lowered voltage Te inefficient, also, the output of the active smoothing filter to the primary circuit absolutely 縁されていないので、一般のロジック回路などには安全上使用できないというそれぞれの欠点を解消するためになされたもので、力率を改善しつつ小型・軽量化が可能であり、またDC−DCコンバータを付加せずとも入力電圧より低い電圧を得ることができ、さらに、一次回路から絶縁された安全な出力を得ることができる電源装置を提供することを目的とする。 Because they are not the edge and the like generally in the logic circuit which has been made to solve the respective drawbacks can not be used on safety, while improving the power factor is possible to reduce the size and weight reduction, also DC-DC without adding the converter it is possible to obtain a lower input voltage the voltage, further, an object of the invention to provide a power supply device capable of obtaining a safe output insulated from the primary circuit.

〔課題を解決するための手段〕 [Means for Solving the Problems]

第1図は本発明を原理的に説明するための図である。 FIG. 1 is a diagram for explaining the present invention in principle.
即ち、本発明の電源装置は、上記目的を達成するために、交流電源10から供給される交流を整流する整流器11 That is, the power supply device of the present invention, in order to achieve the above object, the rectifier 11 for rectifying an alternating current supplied from the AC power source 10
と、該整流器11の出力を所定周波数でスイッチングさせるスイッチ手段2と、該スイッチ手段2でスイッチングされる前記整流器11の出力を一次側に入力し、所定の変換を行って二次側に出力するトランス3と、該トランス3の二次側出力を平滑する平滑手段4と、該平滑手段4 When a switching means 2 for switching the output of the rectifier 11 at a predetermined frequency, the output of the rectifier 11 which is switched by the switching means 2 is input to the primary side, and outputs the secondary side performs predetermined conversion a transformer 3, and smoothing means 4 for smoothing the secondary output of the transformer 3, the smooth section 4
を流れる電流を検出する検出手段5と、該検出手段5で検出した電流と前記交流電源10の周波数とに応じて、前記スイッチ手段2を所定周波数でスイッチングさせる信号を生成する制御手段1とを具備したことを特徴とする。 And detection means 5 for detecting a current flowing through, according to the frequency of the current and the alternating current power supply 10 detected by the detecting means 5, a control unit 1 for generating a signal for switching the switching means 2 at a predetermined frequency characterized by comprising.

〔作用〕 [Action]

従来のアクティブ平滑フィルタ方式では入力電流を正弦波状に制御することにより力率を改善したが、本発明では入力電流を矩形波状に制御することで力率を改善するものである。 In conventional active smoothing filter method to improve the power factor by controlling the input current to a sine wave, but in the present invention is to improve the power factor by controlling the input current in a rectangular wave shape.

本発明による力率改善は、昇圧チョッパーを使用せず、一般的なフォワードコンバータとその制御部で構成される回路により行う。 Improvement of the power factor according to the present invention, without using the step-up chopper, performed by configured circuit in the general forward converter and its control unit. ただし、整流器11としてのブリッジ整流器の後段には平滑回路は存在しない。 However, downstream of the bridge rectifier as a rectifier 11 does not exist smoothing circuit.

制御手段2は、商用電源10の正弦波電圧と,二次側の出力コンデンサCの充電電流を検出手段5でモニタし、 Control means 2, a sinusoidal voltage of the commercial power supply 10, monitored by the detection means 5 the charge current of the output capacitor C on the secondary side,
該充電電流が正弦波状となるよう、フォワードコンバータの一次側にあるスイッチ手段2のオン/オフ制御を行う。 As described charge current is sinusoidal, it performs on / off control switch means 2 on the primary side of the forward converter.

ここで、フォワードコンバータとは、スイッチ手段2 Here, the forward converter, the switching means 2
がオンしている期間に二次側にエネルギーを伝達するような絶縁型のスイッチングレギュレータの一方式である。 There is an insulating type A Method of switching regulator so as to transfer energy to the secondary side during a period that is on.

本発明では、第1図の原理説明図及び第2図の波形図に示すように、二次側の出力コンデンサCに流れ込む充電電流I CINを、スイッチ手段2より、例えば数10KHz以上の周波数でスイッチングせしめ、平均値が正弦波状になるように制御する(第2図(c)参照)。 In the present invention, as shown in the waveform diagram of the principle illustration and the second view of FIG. 1, the charging current I CIN flowing into the output capacitor C on the secondary side, from the switch means 2, at frequencies above, for example, several 10KHz switching allowed, controlled so that the average value becomes a sine wave (see FIG. 2 (c)). このコンデンサCを充電するために必要な電力W CINは、 W CIN =I CIN ×V O …(1) であり、出力電圧V Oは一定(一定になるように制御される)であるから(第2図(b)参照)、上記電流I CINが正弦波状であるということは、電力W CINが正弦波状となるように制御されていることになる(第2図(d)参照)。 This power W CIN required to charge the capacitor C is W CIN = I CIN × V O ... (1), since the output voltage V O is constant (is controlled to be constant) ( Figure 2 (b) see), that the current I CIN is a sine wave would power W CIN is controlled to a sinusoidal reference (Figure 2 (d)).

ここで、本発明では、第1図に示すように、整流器11 In the present invention, as shown in FIG. 1, a rectifier 11
の後段に平滑回路がないため、入力電力を出力電力に変換する途中に、一切電気エネルギーを蓄える場所がない。 Because no smoothing circuit in the subsequent stage, on the way to convert the input power to the output power, there is no place to any store electrical energy. したがって、電力W CINが正弦波状であるということは、入力電力W INも正弦波状であるということである(第2図(e)参照)。 Accordingly, the fact that the power W CIN is a sine wave is that the input power W IN is also sinusoidal (see FIG. 2 (e)). 入力電力W INは、 W IN =I IN ×V INであり、入力電圧V INは正弦波状であるから(第2図(d)参照)、電力W INが正弦波状であるということは入力電流I INが矩形波状であるということである(第2 Input power W IN is, W IN = a I IN × V IN, the input voltage V IN (see FIG. 2 (d)) because it is sinusoidal, that power W IN is sinusoidal input current I iN is that a rectangular wave (second
図(f)参照)。 Figure (f) reference).

これにより、入力電流の導通角が広がり力率をほぼ「1」に近づけることができるものとなっている。 This makes it one that can close the conduction angle is widened power factor of the input current approximately "1".

しかも、チョークインプット方式のような大きなチョークコイルは不要なため、小型化・軽量化が可能であるとともに、アクティブ平滑フィルタ方式のような昇圧チョッパーを使用しないので出力電圧V Oを、入力電圧V IN Moreover, the choke for large choke coil, such as input system is required, along with it can be reduced in size and weight, the output voltage V O does not use step-up chopper as active smoothing filter method, the input voltage V IN
より低くすることも可能となる。 It is possible to lower.

また、フォワードコンバータ方式により一次側より絶縁された出力を得ることができるので安全性も確保することができる。 Further, it is possible to secure the safety it is possible to obtain an output that is isolated from the primary side by the forward converter type.

〔実施例〕 〔Example〕

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。 It will be described below with reference to the accompanying drawings embodiments of the present invention.

第3図は、本発明の実施例の構成を示すブロック図である。 Figure 3 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention. 図中、第1図に示したものと同一又は相当部分には同一符号を付して説明する。 In the figure, the same or corresponding parts as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.

図において、1は制御手段としての制御回路であり、 In the figure, 1 denotes a control circuit as a control means,
この詳細については後述する。 The details will be described later.

2はスイッチ手段としてのメイントランジスタであり、例えばMOS−FETが採用される。 2 is a main transistor as a switch means, for example, MOS-FET is employed. このメイントランジスタ2は、制御回路1からのドライブ信号S1によりオン/オフが制御されるようになっている。 The main transistor 2, the drive signal S1 from the control circuit 1 is turned on / off are controlled. なお、このメイントランジスタとしてはMOS−FETである必要はなく、通常のトランジスタ、その他のスイッチング素子で構成しても良い。 It is not necessarily a MOS-FET as the main transistors, normal transistor, may be constituted by other switching elements.

3はトランスであり、ブリッジ整流器11で整流した脈流を、上記メイントランジスタ2でスイッチングした信号を一次側に入力し、所定の変圧を行って二次側に出力するものである。 3 is a transformer, a pulsating current rectified by the bridge rectifier 11, the signal switching by the main transistor 2 is input to the primary side, and outputs the secondary side by performing a predetermined transformation.

4は平滑回路であり、ダイオードD5,D6、コイルL及びコンデンサCにより構成されている。 4 is a smoothing circuit, a diode D5, D6, and is constituted by a coil L and a capacitor C. この平滑回路4 The smoothing circuit 4
の出力が本電源装置の出力直流電圧V Oとして外部に出力されるようになっている。 Output is to be outputted to the outside as the output DC voltage V O of the power supply. また、この平滑回路4の出力は、出力電圧検出信号S2として制御回路1に供給されるようになっている。 The output of the smoothing circuit 4, are supplied to the control circuit 1 as an output voltage detection signal S2.

5は検出手段としての電流検出抵抗であり、非常に小さい抵抗値を有するものである。 5 is a current detection resistor as the detection means, and has a very small resistance value. この電流検出抵抗5 This current detection resistor 5
に、上記コンデンサCを充電する充電電流I CINが流れることにより所定の電圧降下を発生し、これが電流検出信号S3として制御回路1に供給されるようになっている。 To generates a predetermined voltage drop by the charging current I CIN to charge the capacitor C flows, which are supplied to the control circuit 1 as a current detection signal S3.
制御回路1は、この電流検出信号S3によりコンデンサC Control circuit 1, the capacitor C by the current detection signal S3
への流入電流を検出するようになっている。 It is adapted to detect the current flowing into. なお、電流を検出する手段としてカレントトランスを用いても良い。 It is also possible to use a current transformer as a means for detecting the current.

10は交流電源であり、100VACの商用電力を供給するものである。 10 is an AC power source, and supplies the commercial power of 100VAC.

11は整流器としてのブリッジ整流器であり、4個のダイオードD1〜D4がブリッジ接続されてなるものである。 11 is a bridge rectifier as a rectifier, in which four diodes D1~D4 is formed by bridge connection.

T 1はトランスであり、交流電源10からの信号を一旦絶縁し、基準正弦波信号S4として制御回路1に供給するものである。 T 1 is a trans, once insulate the signal from the AC power source 10 and supplies to the control circuit 1 as a reference sine wave signal S4.

次に、制御回路1について説明する。 Next, a description will be given of the control circuit 1. 51はオペアンプであり、電流検出抵抗5の両端の信号S3の差をとり、コンデンサCへの流入電流I CINの検出信号S5として出力するようになっている。 51 is an operational amplifier, taking the difference between the both ends of the signal S3 of the current detection resistor 5, and outputs a detection signal S5 of the inflow current I CIN to the capacitor C. この信号S5は入力電流制御部56のオペアンプ57に供給されるようになっている。 The signal S5 are supplied to the operational amplifier 57 of the input current control unit 56.

52は出力電圧制御部であり、オペアンプ53と、基準電圧V refを発生する図示しない基準電圧発生回路とにより構成されている。 52 is an output voltage control unit, an operational amplifier 53, is constituted by a reference voltage generating circuit (not shown) for generating a reference voltage V ref. オペアンプ53は、上記出力電圧検出信号S2と基準電圧V refとを比較し、その差(直流)を出力電圧制御信号S6として出力するものである。 Operational amplifier 53 is for comparing the reference voltage V ref the output voltage detection signal S2, and outputs the difference (the DC) as an output voltage control signal S6. この出力電圧制御信号S6は、出力電圧V Oが高くなると低い電圧となる信号である。 The output voltage control signal S6 is an output voltage V O becomes higher becomes the low voltage signal. この信号S6は乗算器55に供給されるようになっている。 This signal S6 is adapted to be supplied to the multiplier 55.

54はブリッジ整流器であり、トランスT 1を介して得られる基準正弦波信号S4を整流して基準正弦全波信号S7を生成するものである。 54 is a bridge rectifier, and generates a reference sine wave signal S7 by rectifying the reference sine wave signal S4 obtained through the transformer T 1. この信号S7も乗算器55に供給されるようになっている。 The signal S7 is also designed to be supplied to the multiplier 55.

乗算器55は、上記出力電圧制御信号S6と基準正弦全波信号S7とを乗算し、電流指令信号S8として出力するものである。 The multiplier 55 multiplies the above output voltage control signal S6 and the reference sine wave signal S7, and outputs a current command signal S8. この信号S8は、入力電流制御部56のオペアンプ The signal S8 is an operational amplifier of the input current control unit 56
57に供給されるようになっている。 It is adapted to be supplied to the 57.

56は入力電流制御部であり、オペアンプ57,59及びのこぎり波発生器58により構成されている。 56 is an input current control section is constituted by an operational amplifier 57, 59 and the sawtooth wave generator 58.

オペアンプ57は、上記電流指令信号S8と上記検出信号 Operational amplifier 57, the current command signal S8 and the detection signal
S5とを演算し、オペアンプ59に供給するものである。 Calculates the S5, and supplies to the operational amplifier 59. のこぎり波発生器58はのこぎり波を発生する周知のものである。 Sawtooth generator 58 are well known for generating a sawtooth wave. オペアンプ59は、上記オペアンプ57の出力信号とのこぎり波発生器58の出力信号との比較を行ってパルス状のドライブ信号S1を生成するものである。 Operational amplifier 59, and generates a pulse-shaped drive signal S1 by performing a comparison with the output signals of sawtooth wave generator 58 of the operational amplifier 57.

上記乗算器55をさらに詳細に説明する。 It will be described in more detail above multiplier 55. 乗算器55は、 Multiplier 55,
第4図に示すように、オペアンプ61、スイッチ62、ローパスフィルタ63及び図示しないのこぎり波発生器により構成されている。 As shown in FIG. 4, the operational amplifier 61, switch 62, and a low-pass filter 63 and an unillustrated sawtooth generator.

オペアンプ61には、上記出力電圧制御信号S6と、図示しないのこぎり波発生器から発生されるのこぎり波信号が供給されるようになっている。 The operational amplifier 61, with the output voltage control signal S6, sawtooth wave signal generated by the sawtooth wave generator (not shown) are supplied.

このオペアンプ61は、PWM比較器として機能するものであり、出力電圧制御信号S6のレベルに比例したデューティを有する矩形波パルスを出力する。 The operational amplifier 61 functions as a PWM comparator outputs a square wave pulse having a duty proportional to the level of the output voltage control signal S6.

即ち、出力電圧V Oが高くなると、出力電圧制御信号S6 That is, when the output voltage V O increases, the output voltage control signal S6
のレベルが低くなり、のこぎり波信号が低いレベルでスライスされるので、広い有意幅の矩形パルスを発生し、 Level is lowered, and since the sawtooth signal is sliced ​​at a low level, and generates a rectangular pulse of broad significance width,
出力電圧V Oが低くなると、出力電圧制御信号S6のレベルが高くなり、のこぎり波信号が高いレベルでスライスされるので、狭い有意幅の矩形パルスを発生する。 When the output voltage V O decreases, the level of the output voltage control signal S6 is high, since the sawtooth signal is sliced at a high level, and generates a rectangular pulse of a narrow significant width. このオペアンプ61が出力する矩形波パルス信号は、スイッチ62 Rectangular pulse signal the operational amplifier 61 is output, the switch 62
に供給され、その開閉時間を制御するために使用される。 It is supplied to and used to control the opening and closing times.

スイッチ62は、例えば半導体スイッチング素子で構成されるものであり、このスイッチ62の一旦側には、上記基準正弦全波信号S7が供給されるようになっている。 Switch 62 is, for example, those composed of a semiconductor switching element, to once side of the switch 62, the reference sine wave signal S7 are supplied. そして、この基準正弦全波信号S7をオペアンプ61から供給される矩形波パルスに応じて開閉するスイッチ62を通過させ、又は通過を阻止することにより、出力電圧V Oを反映してスイッチングされる基準正弦全波を作成し、これをローパスフィルタ63を通過させることにより基本波成分のみを取り出し、電流指令信号S8として出力する。 The reference the reference sine wave signal S7 is passed through a switch 62 to open and close in response to the rectangular wave pulses supplied from the operational amplifier 61, or by blocking the passage, which is switched to reflect the output voltage V O create a sine wave, which extracts only the fundamental wave component by passing the low-pass filter 63, and outputs it as the current command signal S8.

次に、上記構成において動作を説明する。 Next, an operation in the above structure.

この実施例では、コンデンサCへの流入電流I CINを正弦波状とするために制御回路1に2つの帰還ループを有している。 In this example, has two feedback loops to control circuit 1 to the inflow current I CIN to the capacitor C and sinusoidal.

第1のループは出力電圧V Oが一定となるように電流I The first loop current so that the output voltage V O is constant I
CINの平均値をゆっくり制御するメインループ(アナログ制御ループ)であり、平滑回路4(出力電圧V O )→出力電圧制御部52→乗算器55→入力電流制御部56→メイントランジスタ2といったループである。 A main loop that controls slow average value of CIN (analog control loop) in the smoothing circuit 4 (output voltage V O) → loop such output voltage control unit 52 → the multiplier 55 → input current control unit 56 → the main transistor 2 is there. 第2のループはこの平均値制御された入力電流の波形を正弦波化するために基準正弦波(交流入力電圧)に瞬時に追従させるマイナーループ(瞬時制御ループ)であり、電流検出抵抗5→オペアンプ51→入力電流制御部56→メイントランジスタ2といったループである。 The second loop is a minor loop to follow the waveform of the average value control input current instantaneously to the reference sine wave (AC input voltage) to sinusoidal (instantaneous control loop), the current detection resistor 5 → operational amplifier 51 → a loop such input current control unit 56 → the main transistor 2.

それぞれのループから得られた制御信号でメイントランジスタ2のオン/オフ動作を制御する。 Controlling on / off operation main transistor 2 by the control signals obtained from the respective loop.

即ち、先ず、出力電圧V Oを安定化するために、出力電圧制御部52において、出力電圧V Oと所望の出力電圧V Oを得るための基準となる基準電圧V refとの誤差を増幅し、 That is, first, in order to stabilize the output voltage V O, the output voltage control unit 52, amplifies the difference between the output voltage V O to a reference voltage V ref as a reference for obtaining a desired output voltage V O ,
出力電圧制御信号S6を作り出す。 Producing an output voltage control signal S6.

この出力電圧制御信号S6は、上述したように、出力電圧V Oが上がると下がり、出力電圧V Oが下がると上がるような直流信号である。 The output voltage control signal S6, as described above, decreases the output voltage V O increases, a DC signal, such as up the output voltage V O decreases.

次に、乗算器55により、電流I CINの波形の雛形となる交流入力電圧波形の全波整流波形である基準正弦全波信号S7と出力電圧制御部52の出力である出力電圧制御信号 Next, the multiplier 55, the output voltage control signal which is the output of the reference sine wave signal S7 is full-wave rectified waveform of the AC input voltage waveform as a template of the waveform of the current I CIN output voltage control unit 52
S6とを掛け合わせ電流指令信号S8を作る。 And S6 multiplied making a current command signal S8.

この乗算器55の動作をさらに詳細に説明すると、第4 In the operation of the multiplier 55 in more detail, the fourth
図に示すように、PWM比較器としてのオペアンプ61にて出力電圧制御信号S6とのこぎり波信号のレベルを比較し出力電圧制御信号S6の大小に比例したデューティを持つ矩形波パルス列を得る。 As shown, obtain the square wave pulse train having a duty proportional to the magnitude of comparing the level of the output voltage control signal S6 and the sawtooth signal at the operational amplifier 61 as a PWM comparator output voltage control signal S6.

次に、この矩形波パルス列と基準正弦全波信号S7とを合成する。 Then, synthesizing the rectangular pulse train and the reference sine wave signal S7. 即ち、矩形波パルス列が「Hレベル」の時はスイッチ62を閉じることにより基準正弦全波信号S7をそのまま出力し、「Lレベル」の時はゼロの値を持つ振幅変調されたパルス列を作る。 That is, when the rectangular wave pulse train is "H level" as it outputs a reference sine wave signal S7 by closing the switch 62, making pulse train amplitude modulated with a value of zero when the "L" level.

この振幅変調されたパルス列からローパスフィルタ63 The low-pass filter 63 from the amplitude-modulated pulse train
にて基本成分を取り出すと基準正弦全波信号S7と出力電圧制御信号S6との乗算信号である電流指令信号S8が得られる。 Current command signal S8 is multiplication signal is taken out of the base component and the reference sine wave signal S7 and the output voltage control signal S6 is obtained by. この電流指令信号S8を基準値として電流I CINをこれに追従させるために、オペアンプ57にて電流指令信号 The current command signal S8 in order to follow the current I CIN thereto as a reference value, the current command signal by the operational amplifier 57
S8と電流I CINとの誤差を増幅し、さらにオペアンプ59にてのこぎり波と比較することでPWM変換することによりメイントランジスタ2のドライブ信号S1を得る。 S8 and amplifies the difference between the current I CIN, obtaining drive signal S1 of the main transistor 2 by PWM conversion by comparing the sawtooth wave further by operational amplifier 59.

これにより出力電圧V Oを一定にするとともに、電流I While the output voltage V O constant by this, the current I
CINを交流入力電圧に同期した正弦全波とすることができる。 CIN can be synchronized with a sine wave in the AC input voltage.

以上により、導通角が広がり、力率を「1」に近い値とすることができるものとなっている。 Thus, the conduction angle is widened, and the power factor is assumed to be a value close to "1".

〔発明の効果〕 〔Effect of the invention〕

以上詳述したように、この発明によれば力率を改善しつつ小型・軽量化が可能であり、またDC−DCコンバータを付加せずとも入力電圧より低い電圧を得ることができ、さらに、一次回路から絶縁された安全な出力を得ることができる電源装置を提供することができる。 As described above in detail, it can be made smaller and lighter while improving the power factor according to the present invention, also without adding the DC-DC converter can be obtained below the input voltage the voltage, further, it is possible to provide a power supply device capable of obtaining a safe output insulated from the primary circuit.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

第1図は本発明の原理説明図、 第2図は本発明の動作を説明するための波形図、 第3図は本発明の実施例の構成図、 第4図は第3図に示す乗算器の一例を示す回路図、 第5図は従来のコンデンサインプット整流回路の一例を示す図、 第6図は第5図の動作を説明するための波形図、 第7図は従来のチョークインプット整流回路の一例を示す図、 第8図は従来のアクティブ平滑フィルタ方式を説明するための図、 第9図は第8図の動作を説明するための波形図である。 Figure 1 is a principle illustration of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the present invention, FIG. 3 is a structural view of a preferred embodiment of the present invention, Figure 4 is multiplication shown in FIG. 3 circuit diagram showing an example of a vessel, Fig. 5 shows an example of a conventional capacitor input rectifier circuit, FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG. 5, FIG. 7 is a conventional choke input rectification illustrates an example of a circuit, FIG. 8 is a diagram for explaining the conventional active smoothing filter method, FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the operation of Figure 8. 図において、 1……制御手段(制御回路)、2……スイッチ手段(メイントランジスタ)、3……トランス、4……平滑手段(平滑回路)、5……検出手段(電流検出抵抗)、10… In FIG, 1 ...... control unit (control circuit), 2 ...... switch means (main transistor), 3 ...... trans, 4 ...... smoothing means (smoothing circuit), 5 ...... detecting means (electric current detecting resistance) 10 ...
…交流電源、11……整流器(ブリッジ整流器)、C…… ... AC power supply, 11 ...... rectifier (bridge rectifier), C ......
コンデンサ。 Capacitor. 図中、同一符号は同一又は相当部を示す。 In the figure, the same reference numerals denote the same or corresponding portions.

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】 (57) [the claims]
  1. 【請求項1】交流電源(10)から供給される交流を整流する整流器(11)と、 該整流器(11)の出力を所定周波数でスイッチングさせるスイッチ手段(2)と、 該スイッチ手段(2)でスイッチングされる前記整流器(11)の出力を一次側に入力し、所定の変換を行って二次側に出力するトランス(3)と、 該トランス(3)の二次側出力を平滑する平滑手段(4)と、 該平滑手段(4)を流れる電流を検出する検出手段(5)と、 該検出手段(5)で検出した電流と前記交流電源(10) 1. A rectifier for rectifying an alternating current supplied from the AC power source (10) (11) and, rectifier and switching means (2) for switching at a predetermined frequency output (11), said switch means (2) in smoothing input to the primary side of the output of the rectifier is switched (11), a transformer (3) to be output to the secondary side by performing a predetermined conversion, smoothing the secondary output of the transformer (3) means (4) and, detecting means for detecting a current flowing through the smooth section (4) (5) and said detection means (5) detected current between the alternating current power supply (10)
    の周波数とに応じて、前記スイッチ手段(2)を所定周波数でスイッチングさせる信号を生成する制御手段(1)と を具備したことを特徴とする電源装置。 In response to the frequency, the switching means (2) control means for generating a signal for switching at a predetermined frequency (1) and a power supply apparatus characterized by comprising a.
  2. 【請求項2】請求項1記載の電源装置において、前記スイッチ手段(2)は、半導体スイッチング素子で構成されることを特徴とする電源装置。 2. A power supply apparatus according to claim 1, wherein said switch means (2) includes a power supply apparatus characterized by being composed of a semiconductor switching element.
  3. 【請求項3】請求項1記載の電源装置において、前記検出手段(5)は、前記平滑手段(4)を構成するコンデンサ(C)を充電する充電電流を検出することを特徴とする電源装置。 3. A power supply device according to claim 1, wherein said detecting means (5), power supply and detecting a charging current to charge the capacitor (C) constituting the smoothing means (4) .
  4. 【請求項4】請求項3記載の電源装置において、前記制御手段(1)は、前記検出手段(5)で検出した電流に応じて前記スイッチング手段(2)を制御し、前記コンデンサ(C)の充電電流が正弦波状となるように制御することを特徴とする電源装置。 4. The power supply device according to claim 3, wherein the control means (1), the control switching means (2) depending on the current detected by said detecting means (5), the capacitor (C) power supply of the charging current and the controller controls such that the sinusoidal.
  5. 【請求項5】請求項3記載の電源装置において、前記制御手段(1)は、前記交流電源(10)の波形を基準正弦波とし、該基準正弦波に追随させるように前記コンデンサ(C)の充電電流を制御することを特徴とする電源装置。 5. A power supply apparatus according to claim 3, wherein the control means (1), the AC waveform of the power supply (10) as a reference sine wave, the capacitor so as to follow to the reference sine wave (C) power supply and controls the charging current.
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