JP2004072866A - Power supply device - Google Patents

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JP2004072866A JP2002227454A JP2002227454A JP2004072866A JP 2004072866 A JP2004072866 A JP 2004072866A JP 2002227454 A JP2002227454 A JP 2002227454A JP 2002227454 A JP2002227454 A JP 2002227454A JP 2004072866 A JP2004072866 A JP 2004072866A
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Hiroshi Usui
臼井　浩
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Sanken Electric Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply device capable of preventing efficiency from being degraded even if AC from an AC power supply is half-wave-rectified and preventing a DC component from being generated on AC power supply side. <P>SOLUTION: This power supply device comprises a first AC-DC conversion part 13 for providing an output voltage Vout of a prescribed voltage to an output terminal, by inputting the alternating current of the AC power supply 2 and using direct current obtained by rectifying a positive cycle of the alternating current with a half-wave rectifying part 17; and a second AC-DC conversion part 14 which is connected to the first AC-DC conversion part 13 in parallel, then to the AC power supply 2, and providing an output voltage Vout of a prescribed voltage to an output terminal by using direct current obtained by rectifying a negative cycle with the half-wave rectifying part 17. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの交流を半波整流して出力に一定の所定電圧を得る電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、交流入力のスイッチング電源１は、図２０に示すように、交流電源２をダイオードブリッジＤＢ１で全波整流し、平滑コンデンサＣ１によって平滑して直流を得る。このとき、ダイオードブリッジＤＢ１には交流のサイクル毎に、正極又は負極の電流が流れて（全波整流）、平滑コンデンサＣ１側に一定方向の直流が流れる。
【０００３】
また、ダイオードブリッジＤＢ１は一般に図２１に示すように構成されており、交流電源２の一端から電流（実線）がダイオードブリッジＤＢ１に流れるときは、整流用ダイオードＤＢａ、平滑コンデンサＣ１、整流用ダイオードＤＢｂ、交流電源２の他端のルートで流れる。
【０００４】
一方、交流電源２の他端から電流（点線）がダイオードブリッジＤＢ１に流れるときは、整流用ダイオードＤＢｄ、平滑コンデンサＣ１、整流用ダイオードＤＢｃ、交流電源２の一端のルートで流れる。
【０００５】
すなわち、図２２に示すように、交流の半サイクル毎（正極、負極）に、それぞれ２個の整流用ダイオードを電流が流れる。
【０００６】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下単にＤＤ１と称する）は、前述のダイオードブリッジＤＢ１、平滑コンデンサＣ１を介して得られた直流を所定の電圧に変換して出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）に出力していた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の交流入力のスイッチング電源は、ダイオードブリッジＤＢ１によって全波整流しているので、交流電源の電流は、半サイクル毎に必ず整流用ダイオードを２回通ることになるので、その時の電流値Ｉｉｎと整流用ダイオードの順方向電圧ＶＦの積が損失として発生する。
【０００８】
このため、半波整流に対して全波整流は２倍のダイオード損失となり、結果としてスイッチング電源の効率が低下するという課題があった。
【０００９】
一方、半波整流は、交流電源電流のアンバランスを発生させ、交流電源側に直流成分を発生させるという課題があった。
【００１０】
例えば、アースを水道管の近く又は水道管に設置している場合において、半波整流を用いた場合は、交流電源側に直流成分が流れるので、水道管の電蝕等の様々な問題を引き起こすことがある。
【００１１】
このようなことから、半波整流回路は、よほどパワーが小さい装置を除き使用を抑えなければ成らない。
【００１２】
本発明は以上の課題を解決するためになされたもので、交流電源からの交流を半波整流しても効率が低下しないと共に直流成分を交流電源側に発生させない電源装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源からの交流を半波整流して出力に一定の所定電圧を得る電源装置において、前記交流を入力し、該交流の正のサイクルを整流回路で整流した直流を用いて出力端に所定電圧の出力電圧を得る第１の交流−直流変換部と、前記第１の交流−直流変換部に並列接続されて前記交流電源に接続され、前記交流の負のサイクルを前記整流回路で整流した直流を用いて前記出力端に所定電圧の出力電圧を得る第２の交流−直流変換部とを備えたことを要旨とする。
【００１４】
請求項２の発明は、前記整流回路は、前記交流電源の一端にアノードを接続し、カソードを前記第１の交流−直流変換部の後段の回路に接続した第１の整流用ダイオードと、前記交流電源の一端にカソードを接続し、アノードを前記第２の交流−直流変換部の後段の回路に接続した第２の整流用ダイオードとを備えたことを要旨とする。
【００１５】
請求項３の発明は、前記第１及び第２の交流−直流変換部は、それぞれがＤＣ−ＤＣコンバータを備え、かつ両方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力端を共通接続した構成である。前記第１の交流−直流変換部は、前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を平滑して、当該変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに出力する。前記第２の交流−直流変換部は、前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を平滑して、当該変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに出力することを要旨とする。
【００１６】
請求項４の発明は、前記第１及び第２の交流−直流変換部は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに代えて、それぞれが力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータを備え、かつ両方の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータの出力端を共通接続した構成である。前記第１の交流−直流変換部の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を直接入力する。
【００１７】
前記第２の交流−直流変換部の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を直接入力することを要旨とする。
【００１８】
請求項５の発明は、前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器の一次巻線とスイッチング素子と電流検出抵抗とを直列接続した一次側に、前記正又は負のサイクルの整流成分に基づく直流を入力させて、前記変圧器の二次側に所定電圧を得る第１の本体部と、前記第１の本体部の二次側に得られる前記所定電圧の出力検出電圧と前記電流検出抵抗を流れる電流に応じた検出電圧との比較で前記スイッチング素子のオンオフ幅を制御して前記二次側の所定電圧を一定に維持する第１の制御部とを備えたことを要旨とする。
【００１９】
請求項６の発明は、前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器の一次巻線とスイッチング素子とを直列接続した一次側に、前記正又は負のサイクルの整流成分に基づく直流を入力させて、前記変圧器の二次側に所定電圧を得る第２の本体部と、前記第２の本体部の二次側に得られる前記所定電圧の出力検出電圧と予め設定されている基準電圧波形信号との比較で前記スイッチング素子のオンオフ幅を制御して前記二次側の所定電圧を一定に維持する第２の制御部とを備えたことを要旨とする。
【００２０】
請求項７の発明は、前記第１又は第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、いずれかが前記第１又は第２の制御部を備えない構成である。前記第１又は第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた１個の前記第１又は第２の制御部にドライブトランスを接続する。前記ドライブトランスは、前記第１又は第２の制御部からの出力信号で前記第１及び第２の本体部のスイッチング素子を制御することを要旨とする。
【００２１】
請求項８の発明は、前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれが前記第１又は第２の本体部と第１又は第２の制御部とを備えた構成である。前記第１の整流用ダイオードを通過した前記正のサイクルの電流を検出する第１の電流検出器と、前記第２の整流用ダイオードを通過した前記負のサイクルの電流を検出する第２の電流検出器と、前記第１の電流検出器が検出した前記正のサイクルの電流と、前記第２の電流検出器が検出した負のサイクルの電流とを比較し、両方の電流を一致させるための制御電圧を前記第１及び第２の交流−直流変換部の各ＤＣ−ＤＣコンバータの各制御部に送出する電流バランス手段とを備えたことを要旨とする。
【００２２】
請求項９の発明は、前記第１及び第２の電流検出器に代えて、前記交流電源の他端に流れる正のサイクル、負のサイクルのそれぞれの電流を検出する双方向電流検出器を前記交流電源の他端側に設け、前記双方向電流検出器が検出した前記正のサイクル、負のサイクルの波形を積分し、該積分結果が一致する制御信号を前記各制御部に送出する積分器とを備えたことを要旨とする。
【００２３】
請求項１０の発明は、前記第１の交流−直流変換部は前記第１の整流用ダイオードと前記ＤＣ−ＤＣコンバータの間に第１の力率改善回路を有し、前記第２の交流−直流変換部は、前記第２の整流用ダイオードと前記ＤＣ−ＤＣコンバータの間に第２の力率改善回路を有する。前記第１の力率改善回路は、第１のチョークコイルで前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を入力し、
前記第２の力率改善回路は、第２のチョークコイルで前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を入力することを要旨とする。
【００２４】
請求項１１の発明は、前記第１の力率改善回路の第１のチョークコイル及び前記第２の力率改善回路の第２のチョークコイルを第１の巻線と第２の巻線を有するチョークコイルに代えて、いずれか一方の巻線を前記第１又は第２のチョークコイル、他方の巻線を前記第２のチョークコイル又は第１のチョークコイルとすることを要旨とする。
【００２５】
請求項１２の発明は、前記交流電源の他端にコイルの一端を接続し、該コイルの他端に前記第１及び第２の力率改善回路のスイッチング素子の一方を接続して、該コイルで正のサイクル及び負のサイクルの電流を通過させることを要旨とする。　請求項１３の発明は、前記力率改善回路は、少なくとも、前記交流電源に基づく半波整流波形に連動した電流目標値を生成する電流目標値生成手段と、前記スイッチング素子のオン期間に流れるスイッチング電流を検出して電流検出値として出力するスイッチング電流検出手段と、前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御手段とを備えたことを要旨とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
図１は本実施の形態１の電源装置の概略構成図である。図１に示す電源装置１０は、交流電源２に第１の交流−直流変換部１３を接続し、第２の交流−直流変換部１４を第１の交流−直流変換部１３に並列接続している。
【００２７】
前述の第１の交流−直流変換部１３は、整流用ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とを直列接続した第１の整流平滑回路１５と、ＤＤ１（ＤＣ−ＤＣコンバータ）とからなり、第１の整流平滑回路１５を交流電源２に接続している。
【００２８】
この第１の整流平滑回路１５の整流用ダイオードＤ１のアノードは、交流電源２の一方の端子に接続され、カソードは平滑コンデンサＣ１の一端とＤＤ１の一方の入力端（以下一端という）に接続されている。
【００２９】
前述の交流電源２の一方の端子は、交流のサイクルによって正極と負極とに変わるので、本実施の形態では整流用ダイオードＤ１が接続される交流電源２の一方の端子を、単に交流電源２の一端と称する。
【００３０】
また、ＤＤ１は、平滑コンデンサＣ１に並列接続されている。
【００３１】
一方、第２の交流−直流変換部１４は、整流用ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２とを直列接続した第２の整流平滑回路１６と、ＤＤ２（ＤＣ−ＤＣコンバータ）とからなり、第１の整流平滑回路１５に第２の整流平滑回路１６を並列接続している。
【００３２】
第２の整流平滑回路１６は、整流用ダイオードＤ２のカソードを、交流電源２の一端と第１の交流−直流変換部１３の整流用ダイオードＤ１のアノードとに接続し、平滑コンデンサＣ２の一端を、交流電源２の他方の端子（以下他端という）と第１の交流−直流変換部１３の平滑コンデンサＣ１の他端に接続している。
【００３３】
すなわち、第１の整流平滑回路１５の整流用ダイオードＤ１と第２の整流平滑回路１６の整流用ダイオードＤ２とで半波整流部１７を形成している。
【００３４】
上記のように構成された実施の形態１の電源装置１０の動作を以下に説明する。図２は本実施の形態１の電源装置１０の動作を説明する波形図である。
【００３５】
交流電源２は、１サイクル毎に図２（ａ）に示す交流を出力し、交流電源２の一端からの正のサイクルの電流（実線）は、整流用ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、交流電源２の他端のルートで流れる。
【００３６】
一方、交流電源２の他端からの負のサイクルのときの電流（点線）は、平滑コンデンサＣ２、整流用ダイオードＤ２、交流電源２の一端のルートで流れる。
【００３７】
つまり、交流波形の正のサイクルの波形が第１の整流平滑回路１５の整流用ダイオードＤ１で半波整流されて、平滑コンデンサＣ１に充電され、正のサイクルの波形の低下に伴って、平滑コンデンサＣ１の電荷の放電が始まり、図２（ｂ）の平滑波形を得る。
【００３８】
また、交流波形の負のサイクルの波形が第２の整流平滑回路１６の整流用ダイオードＤ２で半波整流されて、平滑コンデンサＣ２に充電され、負のサイクルの波形の低下に伴って、平滑コンデンサＣ２の電荷の放電が始まり、図２（ｃ）の平滑波形を得る。
【００３９】
すなわち、第１の交流−直流変換部１３と第２の交流−直流変換部１４とを並列接続して交流電源２から交流を入力する電源装置１０において、半波整流部１７によって、正のサイクルには１個の整流用ダイオードＤ１で整流し、負のサイクルのときには１個の整流用ダイオードＤ２で整流しているので、ダイオード損失を全波整流と比較して少なくとも１／２程度に抑えている。
【００４０】
そして、第１の整流平滑回路１５で得られた直流は、ＤＤ１に供給され、第２の整流平滑回路１６で得られた直流はＤＤ２に供給されて、それぞれ電力変換されて、共通の出力端子（＋ＯＵＴ，−ＯＵＴ）に、入力側の直流電圧とは異なる所定の直流電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を得る。
【００４１】
従って、第１の交流−直流変換部１３で交流の正のサイクルを半波整流し、この第１の交流−直流変換部１３に並列接続している第２の交流−直流変換部１４で交流の負のサイクルをそれぞれ等しく半波整流しているので、効率が良いと共に直流成分が交流電源側に発生することはない。
【００４２】
前述のＤＤ１及びＤＤ２は、例えば図３に示す回路構成を用いるのが好ましい。
【００４３】
図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２４（電流モード）は、ＤＣ−ＤＣ本体部１８（第１のＤＣ−ＤＣ本体部１８ともいう）と、制御部１９（ＣＯＮＴ：第１の制御部１９ともいう）とからなる。
【００４４】
ＤＣ−ＤＣ本体部１８は、トランスＴの一次巻線Ｐとスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ６とから成る直列回路を平滑コンデンサＣ（Ｃ１又はＣ２）に並列接続し、トランスＴの二次巻線Ｓに、整流用ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ５とを直列接続した回路を接続して、平滑コンデンサＣ５の両端を出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）に接続している。
【００４５】
また、平滑コンデンサＣ５には出力電圧検出回路２０が接続されている。この出力電圧検出回路２０は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、スイッチング素子Ｑ２、ツェナーダイオードＤＺ１とからなる直列回路を平滑コンデンサＣ５に並列接続し、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５とからなる直列回路を平滑コンデンサＣ５に対して並列接続している。また、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点はスイッチング素子Ｑ２としてのトランジスタのベースに接続している。
【００４６】
一方、制御部１９は、ホトカプラＰＣ１と、コンパレータＣＯＭＰ１と、ＲＳ−ＦＦ（ＲＳ−フリップフロップ２１）と、ＯＳＣ２２（基準信号発生器）等からなる。また、ホトカプラＰＣ１の発光ダイオードは抵抗Ｒ１に並列接続され、受光トランジスタのエミッタは平滑コンデンサＣの他端（アース側）に接続され、コレクタがコンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子に接続されている。また、このコンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子には、抵抗Ｒ７の一端が接続され、この抵抗Ｒ７の他端が基準電圧源ＥＳ１に接続されている。
【００４７】
前述のコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子は、スイッチング素子Ｑ１としてのＦＥＴのソースと電流検出抵抗Ｒ６との接続点ＶＲ６に接続されている。
【００４８】
さらに、ＲＳ−フリップフロップ２１の出力は、ＤＣ−ＤＣ本体部１８のスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、Ｒ端子はコンパレータＣＯＭＰ１の出力端に接続され、Ｓ端子はＯＳＣ２２に接続されている。
【００４９】
図４は図３のＤＣ−ＤＣコンバータ２４の動作を説明する波形図である。初めに、トランスＴの一次巻線Ｐには直流が印加される。
【００５０】
また、ＯＳＣ２２は一定周期の基準信号（矩形パルス）をＲＳ−フリップフロップ２１のＳ端子に送出する。すなわち、図４に示すように、ＯＳＣ２２から基準信号が出力（Ｈレベル）される毎に、ＲＳ−フリップフロップ２１がセット状態になり出力をＨレベルにしてＤＣ−ＤＣ本体部１８のスイッチング素子Ｑ１をＯＮ（Ｖｄｓ：０Ｖ）状態とする。このスイッチング素子Ｑ１がＯＮの間は、ドレイン電圧が０Ｖ付近に低下し、トランスＴの一次巻線Ｐ、電流検出抵抗Ｒ６を介してスイッチング電流がアース側に流れる。つまり、トランスＴにはエネルギが蓄えられていく。従って、スイッチング素子Ｑ１のＯＮに伴って、接続点ＶＲ６の電圧は次第に上昇して行く。
【００５１】
一方、制御部１９のホトカプラＰＣ１の発光ダイオードは抵抗Ｒ１に並列接続されており、出力電圧検出回路２０の抵抗Ｒ１の両端の電圧差に応じた電流量のパルス光が受光トランジスタのベースに出力される。受光トランジスタは、発光ダイオードのパルス光量に応じた電流を流す。
【００５２】
例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｂ（ツェナーダイオードＤＺ１の降伏電圧＋スイッチング素子Ｑ２のベースエミッタ間電圧＝Ｖｂ）を超えているときは、受光トランジスタを流れる電流が増加する。
【００５３】
従って、コンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子（２ＰＩＮ）の電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｂを超えているときに電圧が下がる。
【００５４】
また、コンパレータＣＯＭＰ１は、プラス入力端子（３ＰＩＮ）の電圧（ＶＲ６）とマイナス入力端子の電圧とを比較し、接続点ＶＲ６の電圧がマイナス入力端子の電圧に到達したときに出力をＨレベルにする。つまり、ＲＳ−フリップフロップ２１をリセット状態にする。これによって、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になり、結果としてスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅が小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。
【００５５】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｂより低下したときは、ホトカプラＰＣ１の発光ダイオードを流れる電流が低下し、受光トランジスタへのパルス光量が低下し、結果としてコンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子の電圧を上昇させる。従って、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅が大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００５６】
すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１のオンオフ幅を変動させることによって、出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）に一定電圧を得るようにしている。
【００５７】
＜実施の形態２＞
図５は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図である。図５のＤＣ−ＤＣコンバータ２７（電圧モード）は、ＤＣ−ＤＣ本体部２５（第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ともいう）と、制御部２６（第２の制御部２６ともいう）とからなる。
【００５８】
第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５は、図３の第１のＤＣ−ＤＣ本体部１８と同様な構成であるが、トランスＴの一次巻線Ｐとスイッチング素子Ｑ１とから成る直列回路を平滑コンデンサＣ（Ｃ１又はＣ２）に並列接続している。つまり、図３の第１のＤＣ−ＤＣ本体部１８の電流検出抵抗Ｒ６を設けていない。
【００５９】
また、第２の制御部２６は、図３と同様に、ホトカプラＰＣ１と、コンパレータＣＯＭＰ１とを備えている。そして、本実施の形態２では、一定周期の三角波を発生するＯＳＣ２２ａ（基準信号発生器）を備える。
【００６０】
但し、コンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子は、ホトカプラＰＣ１の受光トランジスタのコレクタに接続され、マイナス入力端子は、ＯＳＣ２２ａに接続されている。
【００６１】
また、第２の制御部２６のコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子には、抵抗Ｒ７の一端が接続され、この抵抗Ｒ７の他端が基準電圧源ＥＳ１に接続されている。
【００６２】
図６は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータ２７の動作を説明する波形図である。
【００６３】
トランスＴの一次巻線Ｐには、直流が印加される。また、ＯＳＣ２２ａは、一定周期の三角波をコンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子に送出する。
【００６４】
一方、ホトカプラＰＣ１の発光ダイオードは抵抗Ｒ１に並列接続されており、出力側の出力電圧検出回路２０の抵抗Ｒ１の両端の電圧差に応じた電流量のパルス光が受光トランジスタのベースに出力される。受光トランジスタは、発光ダイオードのパルス光量に応じた電流を流す。
【００６５】
コンパレータＣＯＭＰ１は、プラス入力端子の電圧とマイナス入力端子の電圧とを比較し、マイナス入力端子（２ｐｉｎ：三角波の電圧）の電圧がプラス入力端子（３ｐｉｎ）の電圧を越えている間は、出力をＬレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする。
【００６６】
また、マイナス入力端子の電圧がプラス入力端子の電圧以下の間は、出力をＨレベルにしてスイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にする。つまり、スイッチング素子Ｑ１は、図６に示すように、オンオフを繰り返すことになる。
【００６７】
また、出力電圧Ｖｏｕｔが低下したときは、プラス入力端子の電圧が上昇し、その結果、コンパレータＣＯＭＰ１のＨレベル出力の幅が大きくなり、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅が大きくなる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇したとき、プラス入力端子の電圧が低下し、その結果、コンパレータＣＯＭＰ１のＨレベル出力の幅が小さくなり、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅が小さくなる。このように、出力電圧Ｖｏｕｔに応じてスイッチングのオンオフ幅を変動させることによって、出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）に一定電圧を得るようにしている。
【００６８】
＜実施の形態３＞
図７は実施の形態３の電源装置の概略構成図である。図７の電源装置３０は、力率改善機能を有するＤＤ１ａ（ＤＣ−ＤＣコンバータ：ワンコンバータともいう）と、力率改善機能を有するＤＤ２ａ（ＤＣ−ＤＣコンバータ：ワンコンバータともいう）とを用いるものである。
【００６９】
この電源装置３０は、実施の形態１と同様に、整流用ダイオードＤ１と整流用ダイオードＤ２とからなる半波整流部１７を備え、ＤＤ１ａの一端に整流用ダイオードＤ１のカソードを接続している。また、ＤＤ１ａの他端は、交流電源２の他端に接続されている。
【００７０】
さらに、ＤＤ２ａの一端に、交流電源２及びＤＤ１ａの他端を接続している。
また、ＤＤ２ａの他端は、整流用ダイオードＤ２のアノードに接続されている。
【００７１】
そして、ＤＤ２ａの一方の出力端は＋ＯＵＴの出力端に接続され、他方の出力端は−ＯＵＴの出力端に接続されている。
【００７２】
すなわち、本実施の形態３の電源装置３０は、ＤＤ１ａ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）及びＤＤ２ａ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の入力側には平滑用コンデンサを有していない。
【００７３】
このような実施の形態３の電源装置３０においても、交流電源２の一端からの正のサイクルのときの電流（実線）は、整流用ダイオードＤ１を介してＤＤ１ａに流れ、その電流は交流電源２の他端に戻る。
【００７４】
一方、交流電源２の他端からの負のサイクルのときの電流（点線）は、整流用ダイオードＤ２を介してＤＤ２ａを介して流れ、その電流は交流電源２の一端に戻る。
【００７５】
つまり、交流の正のサイクルを整流用ダイオードＤ１で半波整流し、交流の負のサイクルを整流用ダイオードＤ２でそれぞれ等しく半波整流している。
【００７６】
従って、力率改善機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータであっても、ダイオード損失を全波整流と比較して少なくとも１／２程度に抑えている。
【００７７】
＜実施の形態４＞
図８は実施の形態４の電源装置の概略構成図である。この電源装置３１は、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧モード）を１個の制御部で制御させる。本実施の形態は第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５を２個、第２の制御部２６を１個備えた電源装置であり、第１及び第２の交流−直流変換部（図示せず）と区別するために、番号の後にａ、ｂを付加する。
【００７８】
図８に示す第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａ（ＤＤ１−ＭＡＩＮ）及び第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂ（ＤＤ２−ＭＡＩＮ）は、図５の第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５と同様な回路構成であり、交流電源２に接続されている第１の整流平滑回路１５の平滑コンデンサＣ１に第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａを並列接続している。
【００７９】
また、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂは、交流電源２に接続されている第２の整流平滑回路１６の平滑コンデンサＣ２に並列接続されている。
【００８０】
一方、第２の制御部２６（ＣＯＮＴ１）は、図５の第２の制御部２６と同様な回路である。この第２の制御部２６のアースは、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２との接続点ａに接続されている。
【００８１】
また、第２の制御部２６は、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａの出力電圧検出回路２０（図示せず）からのみ出力電圧を検出している。つまり、１個のＤＣ−ＤＣ本体部の出力電圧のみを監視している。
【００８２】
さらに、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のゲートと第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ１のゲートとにはドライブトランス２７が接続されている。
【００８３】
ドライブトランス２７の入力側は、第２の制御部２６のコンパレータＣＯＭＰ１の出力に接続されている。このドライブトランス２７を設けるのは、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａと第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂとの電位が異なるため絶縁して制御することによる。
【００８４】
すなわち、交流電源２からの交流の正のサイクルが第１の整流平滑回路１５で半波整流されて平滑され、この直流が第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａで電圧変換される。そして、この電圧変換された出力電圧Ｖｏｕｔを一個の第２の制御部２６のホトカプラＰＣ１で検出し、その検出電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子）と基準信号発生器ＯＳＣ２２ａの三角波の電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子）との比較差に応じたデューティ比の出力をドライブトランス２７に送出して第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のオンオフにより出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。
また、負のサイクルが第２の整流平滑回路１６で半波整流されて平滑され、この直流が第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂで電圧変換されて出力電圧Ｖｏｕｔを得る。
【００８５】
このとき、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａには、出力電圧検出回路２０が設けられており、この出力電圧検出回路２０の検出電圧が１個の第２の制御部２６によって検出される。
【００８６】
そして、その検出電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子）と基準信号発生器２２ａの三角波の電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子）との比較差に応じたデューティ比の出力をドライブトランス２７に送出する。
【００８７】
このドライブトランス２７の他方の出力は第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されているので、このスイッチング素子Ｑ１がオンオフされて出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。つまり、１個の制御部２６で正、負のサイクルのときに第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａと第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂとを制御できる。
【００８８】
＜実施の形態５＞
図９は実施の形態５の電源装置の概略構成図である。この電源装置３５は、第１の交流−直流変換部１３と第２の交流−直流変換部１４とを交流電源２に並列接続したときの正のサイクル及び負のサイクルのときの半波整流平滑による電流のアンバランスを調整する。
【００８９】
前述の第１の交流−直流変換部１３及び第２の交流−直流変換部１４は、図９に示すように図５に示すＤＣ−ＤＣ本体部２５と制御部２６とを用いるのが好ましい。本実施の形態では第１の交流−直流変換部１３と第２の交流−直流変換部１４とのものと区別するためにａ、ｂを番号の後に付す。
【００９０】
また、本実施の形態の電源装置３５は、電流検出用トランスＣＴ１を第１の交流−直流変換部１３の平滑コンデンサＣ１と交流電源２とを接続しているライン３６に設けていると共に、電流検出用トランスＣＴ２を第２の交流−直流変換部１４の平滑コンデンサＣ２と交流電源２とを接続するライン３７に設けている。
【００９１】
また、これらの電流検出用トランスＣＴ１、ＣＴ２からの出力を比較して、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａ、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂの電流バランスを可能とするための出力信号を第２の制御部２６ａ及び第２の制御部２６ｂのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子に送出する電流バランス回路ＢＡＬを設けている。
【００９２】
上記のように構成された電源装置３５について以下に動作を説明する。交流電源２からの正のサイクルが半波整流部１７の整流用ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とで半波整流されて平滑され、この直流が第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａで電圧変換される。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔの検出電圧を第２の制御部２６ａのホトカプラＰＣ１で検出し、その検出電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子）と基準信号発生器ＯＳＣ２２ａの三角波の電圧（ＣＯＭＰ１のマイナス入力端子）との比較差に応じたデューティ比の出力を第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力して出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。
また、負のサイクルが半波整流部１７の整流用ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２で半波整流されて平滑され、この直流が第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂで電圧変換される。
【００９３】
このとき、出力電圧Ｖｏｕｔを第２の制御部２５ｂのホトカプラＰＣ１で検出し、その検出電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子）と基準信号発生器ＯＳＣ２２ａの三角波の電圧（コンパレータＣＯＭＰ１のマイナス入力端子）との比較差に応じたデューティ比の出力を第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力して出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つ。
【００９４】
一方、電流バランス回路ＢＡＬは、電流検出用トランスＣＴ１から送出された正のサイクルのときの電流Ｉ１を電圧に変換する。
【００９５】
また、電流バランス回路ＢＡＬは、電流検出用トランスＣＴ２から送出された負のサイクルのときの電流Ｉ２を電圧に変換する。
【００９６】
そして、この両方の電圧を比較し、電流検出用トランスＣＴ１から送出された電流Ｉ１（電圧）が大きいときは、第２の制御部２６ａのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、第１の交流−直流変換部１３の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。
【００９７】
また、電流検出用トランスＣＴ２から送出された電流Ｉ２（電圧）が大きいときは、第２の制御部２６ｂのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ２のＯＮ幅を小さくし、第２の交流−直流変換部１４の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。従って、正負の電流にアンバランスが生じない。
【００９８】
さらに、この他にも、電流検出用トランスＣＴ１の電流値が小さい場合は、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａの出力を増加させ、また、電流検出用トランスＣＴ２の電流が大きい場合に第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａの出力を増加することも可能である。
【００９９】
また、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａの出力は制御せずに第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂの出力だけを増やしたり、減らしたりして、電流検出用トランスＣＴ１とＣＴ２の電流のバランスをとることも可能である。
【０１００】
従って、正負のサイクルのときに流れる電流のアンバランスの状態に応じて出力の状態を変化させ、半波整流部１７の電流アンバランスを防止しているので、交流電源２への直流成分の発生を防止できる。
【０１０１】
＜実施の形態６＞
図１０は実施の形態６の電源装置の概略構成図である。図１０に示す電源装置４０は、第１の交流−直流変換部１３と第２の交流−直流変換部１４とを交流電源２に並列接続したときの正のサイクル及び負のサイクルを半波整流部１７で半波整流し、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２でそれぞれ平滑したときの電流のアンバランスの調整を積分器ＩＮＴと電流検出用トランスＣＴ０で行う。
【０１０２】
前述の電流検出用トランスＣＴ０は、第１の交流−直流変換部１３の平滑コンデンサＣ１と第２の交流−直流変換部１４の平滑コンデンサＣ２との接続点ａと交流電源２の他端との間に設けられている。つまり、正のサイクルのときの電流と、負のサイクルのときの電流とが相互に通る箇所に設けられている。
【０１０３】
また、第１の交流−直流変換部１３及び第２の交流−直流変換部１４に用いられる第２の制御部２６ａ、第２の制御部２６ｂ及び第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａ、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂは図５と同様なものである。
【０１０４】
電流検出用トランスＣＴ０は、交流電源２からの交流電流を検出する。積分器ＩＮＴは、この電流を電圧変換し、これを積分する。
【０１０５】
そして、この積分結果（正負の電流が等しければ積分器ＩＮＴの出力はゼロ）に応じて第２の制御部２６ａ（ＣＯＮＴ１）、第２の制御部２６ｂ（ＣＯＮＴ２）のコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を変化させる。
【０１０６】
つまり、正のサイクルの電流Ｉ１（電圧）が大きければその積分結果が正となり、第２の制御部２６ａのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、第１の直流−直流変換部１３の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。
【０１０７】
また、負のサイクルの電流Ｉ２（電圧）が大きければその積分結果が負となり、第２の制御部２６ｂのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、第２の直流−直流変換部１４の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。
【０１０８】
＜実施の形態７＞
図１１は本実施の形態７の電源装置の概略構成図である。図１２は図１１の実施の形態７のＰＦＣの詳細構成図である。
【０１０９】
図１１及び図１２に示すように、この電源装置４１は、平滑コンデンサを整流用ダイオードＤ１（正のサイクル用）の後段に設けないで、整流用ダイオードＤ１と力率改善回路ＰＦＣ１とＤＣ−ＤＣコンバータ（以下単にＤＤ１という）とから構成された交流−直流変換部４２と、平滑コンデンサを整流用ダイオードＤ２（負のサイクル用）の後段に設けないで、整流用ダイオードＤ２と力率改善回路ＰＦＣ２とＤＣ−ＤＣコンバータ（以下単にＤＤ２という）とから構成された第２の交流−直流変換部４３とからなり、第１の交流−直流変換部４２に第２の交流−直流変換部４３を並列接続している。
【０１１０】
第１の交流−直流変換部４２は、交流電源２の一端に整流用ダイオードＤ１のアノードと、整流用ダイオードＤ２のカソードとを接続している。そして、整流用ダイオードＤ１のカソードと交流電源２の他端とに力率改善回路ＰＦＣ１を接続している。また、力率改善回路ＰＦＣ１（以下単にＰＦＣ１という）の後段にはＤＤ１を接続している。
【０１１１】
一方、第２の交流−直流変換部４３は、整流用ダイオードＤ２のアノードと交流電源２の他端とに力率改善回路ＰＦＣ２（以下単にＰＦＣ２という）を接続し、このＰＦＣ２の後段にはＤＤ２が接続されている。また、ＤＤ２の出力は、ＤＤ１の出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）に共通接続されている。
【０１１２】
さらに、ＰＦＣ１はチョークコイルＰＦＣＬ１と整流用ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ３等から構成されている。また、ＰＦＣ２はチョークコイルＰＦＣＬ２と整流用ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ４等から構成されている。
【０１１３】
すなわち、半波整流部１７によって、交流の正のサイクル、負のサイクルのときに対応させた半波整流をそれぞれ等しく行っているので、交流電源側の直流成分の発生を抑えていると共に、前述のワンコンバータに代えて専用の力率改善回路を前段に設けているので、より力率の良い電力変換が可能となっている。
【０１１４】
＜実施の形態８＞
図１３は実施の形態８の電源装置の概略構成図である。図１３の電源装置４５は同一の磁心に、第１の巻線ＰＦＣＬ１と第２の巻線ＰＦＣＬ２とを巻き付けたチョークコイルＰＦＣＴを用いた力率改善型の電源装置である。
【０１１５】
このチョークコイルＰＦＣＴの第１の巻線は、ＰＦＣ１のチョークコイルとして用いられ、第２の巻線はＰＦＣ２のチョークコイルとして用いられる。
【０１１６】
図１４はチョークコイルＰＦＣＴを用いないでインダクタンスを共通にした力率改善型の電源装置４６の概略構成図である。
【０１１７】
このようにインダクタンスを共通に用いることができるのは、整流用ダイオードＤ１のアノードと整流用ダイオードＤ２のカソードとを交流電源２の一端に接続しているので、正のサイクル（０°〜１８０°）には電流は実線の向きで流れ、負のサイクルのとき（１８０°〜３６０°）には電流は点線のように流れるからである。つまり、正のサイクルのときの電流、負のサイクルのときの電流は１個のチョークコイルＰＦＣＬを交互に流れることになる。
【０１１８】
＜実施の形態９＞
図１５は力率改善回路ＰＦＣを用いた場合に２個の制御部ＣＯＮＴを用いて電流のバランス調整を可能とする実施の形態９の電源装置４７の概略構成図である。
【０１１９】
この電源装置４７は、図１５に示すように、ＰＦＣ１と第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａ（ＤＤ１ＭＡＩＮ）との間に電流検出用トランスＣＴ１を設けている。
【０１２０】
また、ＰＦＣ２と第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂ（ＤＤ２ＭＡＩＮ）との間に電流検出用トランスＣＴ２を設けている。
【０１２１】
また、これらの電流検出用トランスＣＴ１、ＣＴ２からの出力を比較して互いの第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａ、第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂの電流バランスを可能とするための出力信号を第２の制御部２６ａ（ＣＯＮＴ１）及び第２の制御部２６ｂ（ＣＯＮＴ２）のコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子に送出する電流バランス回路ＢＡＬを設けている。
【０１２２】
すなわち、正のサイクル側の第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａからＰＦＣ１に向かう電流を電流検出用トランスＣＴ１で検出し、また、負のサイクル側のＰＦＣ２から第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂに向かう電流を電流検出用トランスＣＴ２で検出する。
【０１２３】
また、電流バランス回路ＢＡＬは、電流検出用トランスＣＴ１から送出された正のサイクル側の電流Ｉ１を電圧に変換し、また電流検出用トランスＣＴ２から送出された負のサイクル側の電流Ｉ２を電圧に変換する。
【０１２４】
そして、この両方の電圧を比較し、電流検出用トランスＣＴ１から送出された正のサイクル側の電流Ｉ１（電圧）が大きいときは、第２の制御部２６ａのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、正のサイクル側の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。
【０１２５】
一方、電流検出用トランスＣＴ２から送出された負のサイクル側の電流Ｉ２（電圧）が大きいときは、第２の制御部２６ｂのコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ｂのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、負のサイクル側の出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる。
【０１２６】
従って、ＰＦＣを用いた電源装置で４７あっても、正、負で電流にアンバランスが生じない。
【０１２７】
なお、電流検出用トランスＣＴ１、ＣＴ２の位置は図１６に示すように、電流検出用トランスＣＴ１を交流電源２の他端とＰＦＣ１の他端との間に設け、電流検出用トランスＣＴ２は交流電源２の他端とＰＦＣ２の一端に接続してもよい。このようにすると、正のサイクルのときのＰＦＣ１から交流電源２の他端に向かう電流は電流検出用トランスＣＴ１で検出され、負のサイクルのときの交流電源２の他端からＰＦＣ２に向かう電流は電流検出用トランスＣＴ２で検出される。
【０１２８】
＜実施の形態１０＞
図１７は積分器ＩＮＴで２つの制御部ＣＯＮＴを制御する力率改善型の電源装置４８の概略構成図である。
【０１２９】
図１７に示す電源装置４８は、積分器ＩＮＴと電流検出用トランスＣＴ０とを設けて、第２の制御部２６ａ（ＣＯＮＴ１）と第２の制御部２６ｂ（ＣＯＮＴ２）とを制御している。
【０１３０】
前述の電流検出用トランスＣＴ０は、ＰＦＣ２の一端とＰＦＣ１の他端との接続点ａと交流電源２の他端との間に設けられている。
【０１３１】
つまり、交流の正のサイクルのときの電流と、負のサイクルのときの電流とが相互に通る箇所に設けられている。
【０１３２】
電流検出用トランスＣＴ０は、ＰＦＣ１の他端、ＰＦＣ２の一端から交流電源２の他端に向かう交流の正のサイクルの電流、負のサイクルの電流を検出し、積分器ＩＮＴは、正と負の両方のサイクルの電流を電圧変換し、これを積分する。
【０１３３】
そして、この積分結果を比較（正負の両方の電流が等しければ積分器ＩＮＴの出力はゼロ）し、その比較結果に応じてＣＯＮＴ１、ＣＯＮＴ２のコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を変化させる。
【０１３４】
つまり、正のサイクルの電流Ｉ１（電圧）が大きいときは、積分結果が生となりコンパレータＣＯＭＰ１のプラス入力端子の電圧を低下させることによって第２のＤＣ−ＤＣ本体部２５ａのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ幅を小さくし、正のサイクルのときの出力電圧Ｖｏｕｔのレベルを下げる等の制御が可能である。
【０１３５】
＜実施の形態１１＞
図１８はＰＦＣの詳細図である。図１８の力率改善回路ＰＦＣは、ＰＦＣ本体部５１と、出力検出部５２と、コントロール部５３とで構成されている。
【０１３６】
この力率改善回路ＰＦＣの出力端子（＋ＯＵＴ、−ＯＵＴ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ（図示せず）に入力されている。
【０１３７】
（ＰＦＣ本体部の構成）
ＰＦＣ本体部５１は、チョークコイルＬ１の主巻線Ｌ１ａとスイッチング素子Ｑ１０と、整流用ダイオードＤ１０と出力コンデンサＣ１０等からなる昇圧チョッパ回路を基本的な構成として有している。
【０１３８】
チョークコイルＬ１は主巻線Ｌ１ａと臨界検出用巻線Ｌ１ｂとで構成され、主巻線Ｌ１ａの一端は、入力端子の一端と抵抗Ｒ１１の一端に接続にされている。
また、主巻線Ｌ１ａの他端は、スイッチング素子Ｑ１０としてのＦＥＴのドレインと整流用ダイオードＤ１０のアノードに接続されている。
【０１３９】
また、臨界検出用巻線Ｌ１ｂの一端は抵抗Ｒ１３を介してコントロール部５３のコンパレータＣＯＭＰ１１のプラス入力端子に接続され、臨界検出用巻線Ｌ１ｂの他端は、入力端子の他端に接続されている。
【０１４０】
前述の整流用ダイオードＤ１０のカソードは、出力コンデンサＣ１０の一端と＋ＯＵＴ端子に接続されている。
【０１４１】
また、ＰＦＣ本体部５１の出力側の出力検出部５２は、抵抗Ｒ１５、抵抗Ｒ１６及び抵抗Ｒ１７で直列回路を形成している。
【０１４２】
さらに、入力端子には抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とからなる直列回路が接続され、抵抗Ｒ１２の他方は入力端子の他端に接続されている。
【０１４３】
（コントロール部の構成）
コントロール部５３は、例えば、ＩＣであり、少なくともＡＣ端子とＤＥＴ端子とＤＲＩＶＥ端子とＣＳ端子と、ＦＢ端子と、ＣＶ端子と、ＧＮＤ端子とを外周に設けている。
【０１４４】
そして、内部にコンパレータＣＯＭＰ１１と、コンパレータＣＯＭＰ１２と、フリップフロップＦＦ１１と、乗算器５５と、オペアンプＯＰ１と、基準電圧源ＥＳ１１と、基準電圧源ＥＳ１２とを備えている。
【０１４５】
コンパレータＣＯＭＰ１１のプラス入力端子は、ＤＥＴ端子を介してＰＦＣ本体部５１の抵抗Ｒ１３に接続され、コンパレータＣＯＭＰ１１のマイナス入力端子は基準電圧源ＥＳ１１に接続されている。
【０１４６】
このコンパレータＣＯＭＰ１１は、両入力電圧を比較し、プラス入力端子に入力する臨界検出用巻線Ｌ１ｂに生じた電圧が基準電圧源ＥＳ１１の電圧よりも低いときに、ローレベルのセット信号をフリップフロップＦＦ１１のセット（Ｓ）端子に出力する。
【０１４７】
コンパレータＣＯＭＰ１２は、マイナス入力端子が乗算器５５の出力に接続され、プラス入力端子がＣＳ端子を介してＰＦＣ本体部５１のスイッチング素子Ｑ１０のソースと抵抗Ｒ１４との接続点に接続されている（コンパレータＣＯＭＰ１２のプラス入力端子に電圧Ｖｓが入力する）。
【０１４８】
すなわち、コンパレータＣＯＭＰ１２は、マイナス入力端子には乗算器５５からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが供給され、プラス入力端子にはスイッチング素子Ｑ１０がオン期間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧Ｖｓが電流検出値として入力されている。
【０１４９】
このため、スイッチング電流がＡＣ端子からの電圧波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータＣＯＭＰ１２からハイレベルのリセット信号がフリップフロップＦＦ１１のリセット（Ｒ）端子に出力される。
【０１５０】
また、フリップフロップＦＦ１１は、Ｓ端子（負論理）がコンパレータＣＯＭＰ１１の出力に接続され、Ｒ端子がコンパレータＣＯＭＰ１２の出力に接続され、出力（Ｑ）端子がＤＲＩＶＥ端子を介してＰＦＣ本体部５１のスイッチング素子Ｑ１０のゲートに接続されている。
【０１５１】
すなわち、ローレベルのセット信号がコンパレータＣＯＭＰ１１から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ端子に得る。
【０１５２】
また、フリップフロップＦＦ１１は、コンパレータＣＯＭＰ１２からハイレベルのリセット信号が入力したときは、Ｑ端子にローレベルを出力する。
【０１５３】
乗算器５５は、一端がＡＣ端子を介して抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点に接続され、他端がオペアンプＯＰ１の出力に接続されている。つまり、一端には整流された電圧が抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２により分圧されて電圧が入力され、他端にはオペアンプＯＰ１からの誤差信号が入力される。
【０１５４】
従って、乗算器５５は整流された電圧とこの誤差信号とを乗算し、整流された電圧と連動した電流目標値ＶｍをコンパレータＣＯＭＰ１２のマイナス入力端子に供給する。
【０１５５】
オペアンプＯＰ１は、マイナス入力端子がＣＶ端子を介して出力検出部５２の抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点に接続され、プラス入力端子が基準電圧源ＥＳ１２に接続されている。また、オペアンプＯＰ１の出力はＦＢ端子と乗算器５５の他端に接続されている。このＦＢ端子には、外付けにコンデンサＣ２０が出力検出部５２の抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７との接続点に接続されている。
【０１５６】
すなわち、オペアンプＯＰ１の出力とマイナス入力端子にはコンデンサＣ２０（位相補償用）が接続され、応答速度を低下させている。
【０１５７】
上記のように構成された力率改善回路について以下に動作を説明する。
【０１５８】
初めに、コンパレータＣＯＭＰ１１はＤＥＴ端子を介して入力する検出電圧と基準電圧源ＥＳ１１の電圧とを比較し、プラス入力端子の電圧がマイナス入力端子の電圧より低いときは、コンパレータＣＯＭＰ１１からローレベルのセット信号をフリップフロップＦＦ１１のＳ端子に出力する。
【０１５９】
フリップフロップＦＦ１１は、コンパレータＣＯＭＰ１１からのセット信号に応じてセットされ、図１９に示すタイミングｔ１のように、Ｑ端子からハイレベルの駆動信号を出力してスイッチング素子Ｑ１０をオン制御する。
【０１６０】
スイッチング素子Ｑ１０がオンすると、図１９に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン−ソース、電流検出用抵抗Ｒ１４を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流れ、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【０１６１】
このとき、スイッチング素子Ｑ１０に流れるスイッチング電流は、図１９に示すように、スイッチング素子Ｑ１０のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗Ｒ１４により電圧Ｖｓに変換されてコンパレータＣＯＭＰ１２のプラス入力端子に入力され、コンパレータＣＯＭＰ１２で乗算器５５からの入力側の脈流波形と連動させた電流目標値Ｖｍとを比較する。
【０１６２】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔは、出力検出部５２の抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７によって検出され、その分圧値がオペアンプＯＰ１のマイナス入力端子に入力し、出力電圧Ｖｏｕｔの分圧値と基準電圧源ＥＳ１２の電圧との差を増幅した誤差信号が乗算器５５の他端に供給される。
ここで、外付けのコンデンサＣ２０（オペアンプＯＰ１のマイナス入力端子と出力端子の間に設けられている）により誤差信号の周波数特性が調整される。
【０１６３】
また、入力端子間の電圧（脈流波形）は外付けの抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧されてＡＣ端子を介して乗算器５５に入力する。
【０１６４】
乗算器５５では、オペアンプＯＰ１からの誤差信号と、ＡＣ端子から入力する電圧波形とを乗算して電流目標値Ｖｍを生成する。つまり、入力側の電圧波形と連動した電流目標値ＶｍをコンパレータＣＯＭＰ１２のマイナス入力端子に供給する。
【０１６５】
このとき、スイッチング素子Ｑ１０は、図１９に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流の電流検出値が入力側の電圧波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレータＣＯＭＰ１２からハイレベルのリセット信号がフリップフロップＦＦ１１のＲ端子に出力される。
【０１６６】
フリップフロップＦＦ１１はコンパレータＣＯＭＰ１２からのリセット信号に応じてリセット状態になり、Ｑ端子から出力されていたハイレベルの駆動信号をローレベルに切り替えてスイッチング素子Ｑ１０をオフ制御する。
【０１６７】
次に、スイッチング素子Ｑ１０がオフすると、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーが入力側の電圧に合成され、整流用ダイオードＤ１０を通して出力コンデンサＣ１０に充電される。
【０１６８】
つまり、出力コンデンサＣ１０には、入力側の電圧波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。
【０１６９】
そして、チョークコイルＬ１に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線Ｌ１ｂにリンギング電圧が発生し、臨界検出用巻線Ｌ１ｂの電圧が反転する。
【０１７０】
この電圧は基準電圧源ＥＳ１１の電圧とコンパレータＣＯＭＰ１１により比較され、図１９に示すタイミングｔ３において、コンパレータＣＯＭＰ１１からローレベルのセット信号がフリップフロップＦＦ１１のＳ端子に出力される。
この結果、コンパレータＣＯＭＰ１１からのセット信号に応じてフリップフロップＦＦ１１がセットされ、図１９に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッチング素子Ｑ１０に入力されてオン制御される。
【０１７１】
以後、このような動作の繰り返しにより、力率改善回路ＰＦＣが制御される。
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、交流電源からの交流の正のサイクルを整流回路で半波整流した直流を用いて出力端に所定電圧の出力電圧を得ると共に、交流の負のサイクルを半波整流した直流を用いて同一の前記出力端に所定電圧の出力電圧を得る。
【０１７２】
すなわち、ダイオードブリッジ（全波整流）を用いないで、２つの整流用ダイオードで交流の正、負のサイクルをそれぞれ等しく整流（半波整流）しているので、ダイオード損失が少ないという効果が得られる。
【０１７３】
また、２つの整流用ダイオードで交流の正、負のサイクルをそれぞれ等しく半波整流して所定電圧に変換し、これを同一の出力端子に得るので、直流変換の効率が良いと共に、直流成分が交流電源側に発生しないという効果が得られる。このため、水道管の電蝕等の様々な問題を引き起こすことがない。
【０１７４】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する第１の交流−直流変換部と第２の交流−直流変換部の出力端を共通接続して用いるので、半波整流であっても、出力端からの電力を従来と比べてより大きく得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態１の電源装置の概略構成図である。
【図２】本実施の形態１の電源装置１０の動作を説明する波形図である。
【図３】本実施の形態１で用いる電流モード型のＤＣ−ＤＣコンバータ２４の概略構成図である。
【図４】図３のＤＣ−ＤＣコンバータ２４の動作を説明する波形図である。
【図５】実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータ２７の概略構成図である。
【図６】実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータ２７の動作を説明する波形図である。
【図７】実施の形態３の電源装置の概略構成図である。
【図８】実施の形態４の電源装置の概略構成図である。
【図９】実施の形態５の電源装置の概略構成図である。
【図１０】実施の形態６の電源装置の概略構成図である。
【図１１】本実施の形態７の電源装置の概略構成図である。
【図１２】図１１の実施の形態７のＰＦＣの詳細構成図である。
【図１３】実施の形態８の電源装置の概略構成図である。
【図１４】チョークコイルＰＦＣＴを用いないでインダクタンスを共通にした力率改善型の電源装置４６の概略構成図である。
【図１５】ＰＦＣを用いた場合に２個の制御部ＣＯＮＴを用いて電流のバランス調整を可能とする実施の形態９の電源装置４７の概略構成図である。
【図１６】実施の形態９の電流バランスをＰＦＣの前段に設けた電源装置の概略構成図である。
【図１７】積分器ＩＮＴで２つの制御部ＣＯＮＴを制御する力率改善型の電源装置４８の概略構成図である。
【図１８】実施の形態１１の力率改善回路ＰＦＣの詳細図である。
【図１９】力率改善回路ＰＦＣの動作を説明する波形図である。
【図２０】従来の全波整流を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成図である。
【図２１】ダイオードブリッジの電流の流れを説明する説明図である。
【図２２】ダイオードブリッジによる波形を説明する説明図である。
【符号の説明】
２　交流電源
１３　第１の交流−直流変換部
１４　第２の交流−直流変換部
１５　第１の整流平滑回路
１６　第２の整流平滑回路
１７　半波整流部
１８　第１のＤＣ−ＤＣ本体部
１９　第１の制御部
２０　出力電圧検出回路
Ｄ１　整流用ダイオード
Ｃ１　平滑コンデンサ
Ｄ２　整流用ダイオード
Ｃ２　平滑コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device that obtains a constant predetermined voltage at an output by half-wave rectifying an AC from an AC power supply.
[0002]
[Prior art]
Generally, as shown in FIG. 20, an AC input switching power supply 1 performs full-wave rectification on an AC power supply 2 with a diode bridge DB1, and smoothes the AC power supply 2 with a smoothing capacitor C1 to obtain DC. At this time, a positive or negative current flows through the diode bridge DB1 at every AC cycle (full-wave rectification), and a DC flows in a certain direction toward the smoothing capacitor C1.
[0003]
The diode bridge DB1 is generally configured as shown in FIG. 21. When a current (solid line) flows from one end of the AC power supply 2 to the diode bridge DB1, the rectifier diode DBa, the smoothing capacitor C1, and the rectifier diode DBb , Flows through the route at the other end of the AC power supply 2.
[0004]
On the other hand, when a current (dotted line) flows from the other end of the AC power supply 2 to the diode bridge DB1, it flows through a route of the rectifier diode DBd, the smoothing capacitor C1, the rectifier diode DBc, and one end of the AC power supply 2.
[0005]
That is, as shown in FIG. 22, a current flows through each of two rectifying diodes every half cycle of the alternating current (positive electrode, negative electrode).
[0006]
Then, the DC-DC converter (hereinafter simply referred to as DD1) converts the direct current obtained through the above-described diode bridge DB1 and smoothing capacitor C1 into a predetermined voltage and outputs it to output terminals (+ OUT, -OUT). I was
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional AC-input switching power supply is full-wave rectified by the diode bridge DB1, the current of the AC power supply always passes through the rectifying diode twice every half cycle. The product of Iin and the forward voltage VF of the rectifying diode occurs as a loss.
[0008]
Therefore, full-wave rectification has twice the diode loss as half-wave rectification, and as a result, there is a problem that the efficiency of the switching power supply is reduced.
[0009]
On the other hand, half-wave rectification has a problem that an imbalance of an AC power supply current is generated and a DC component is generated on the AC power supply side.
[0010]
For example, in the case where the ground is installed near the water pipe or in the water pipe, if half-wave rectification is used, a DC component flows to the AC power supply side, causing various problems such as electrolytic corrosion of the water pipe. Sometimes.
[0011]
For this reason, the use of the half-wave rectifier circuit must be suppressed except for a device having a very small power.
[0012]
The present invention has been made in order to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device that does not reduce the efficiency even if half-wave rectification of AC from an AC power supply and does not generate a DC component on the AC power supply side. I do.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is a power supply device that obtains a constant predetermined voltage at the output by half-wave rectifying an alternating current from an alternating current power supply, wherein the alternating current is input, and a direct current obtained by rectifying a positive cycle of the alternating current by a rectifier circuit is converted to a direct current. A first AC-DC converter for obtaining an output voltage of a predetermined voltage at an output terminal using the first AC-DC converter, connected in parallel to the first AC-DC converter, connected to the AC power supply, and performing the negative cycle of the AC. The present invention is characterized in that a second AC-DC converter for obtaining an output voltage of a predetermined voltage is provided at the output terminal using the DC rectified by the rectifier circuit.
[0014]
The invention according to claim 2, wherein the rectifier circuit has a first rectifier diode having an anode connected to one end of the AC power supply and a cathode connected to a circuit subsequent to the first AC-DC converter, A gist comprises a second rectifier diode having a cathode connected to one end of the AC power supply and an anode connected to a circuit subsequent to the second AC-DC converter.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, the first and second AC-DC converters each include a DC-DC converter, and output terminals of both DC-DC converters are commonly connected. The first AC-DC converter smoothes the rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifier diode and outputs the rectified component to the DC-DC converter of the converter. The gist is that the second AC-DC converter smoothes the rectified component of the negative cycle rectified by the second rectifier diode and outputs the rectified component to the DC-DC converter of the converter.
[0016]
According to a fourth aspect of the present invention, each of the first and second AC-DC converters includes a DC-DC converter with a power factor improving function, instead of the DC-DC converter, and both of them have a power factor improving function. This is a configuration in which the output terminals of the DC-DC converters with functions are commonly connected. The DC-DC converter with a power factor improving function of the first AC-DC converter directly inputs the rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifying diode.
[0017]
The DC-DC converter with a power factor improving function of the second AC-DC converter is configured to directly input the rectified component of the negative cycle rectified by the second rectifying diode.
[0018]
According to a fifth aspect of the present invention, the DC-DC converter of the first and second AC-DC converters includes the positive side on the primary side where a primary winding of a transformer, a switching element, and a current detection resistor are connected in series. Or a first main unit for inputting a direct current based on a rectified component of a negative cycle to obtain a predetermined voltage on a secondary side of the transformer, and the predetermined voltage obtained on a secondary side of the first main unit. And a first control unit that controls an on / off width of the switching element to maintain the predetermined voltage on the secondary side constant by comparing an output detection voltage of the switching element with a detection voltage corresponding to a current flowing through the current detection resistor. The gist is to have prepared.
[0019]
The invention according to claim 6, wherein the DC-DC converters of the first and second AC-DC converters are arranged such that the positive or negative cycle is connected to a primary side in which a primary winding of a transformer and a switching element are connected in series. A second main unit for obtaining a predetermined voltage on the secondary side of the transformer by inputting a direct current based on the rectified component of the transformer, and an output detection voltage of the predetermined voltage obtained on the secondary side of the second main unit. And a second control unit that controls the on / off width of the switching element by comparing the reference voltage waveform signal and a preset reference voltage waveform signal to maintain the predetermined voltage on the secondary side constant. .
[0020]
According to a seventh aspect of the present invention, the DC-DC converter of the first or second AC-DC converter does not include the first or second controller. A drive transformer is connected to one first or second control unit provided in the DC-DC converter of the first or second AC-DC converter. The gist of the invention is that the drive transformer controls the switching elements of the first and second main units with an output signal from the first or second control unit.
[0021]
In the invention according to claim 8, the DC-DC converters of the first and second AC-DC converters each include the first or second main body and the first or second controller. Configuration. A first current detector for detecting the current of the positive cycle passing through the first rectifying diode, and a second current for detecting the current of the negative cycle passing through the second rectifying diode A detector for comparing the current in the positive cycle detected by the first current detector with the current in the negative cycle detected by the second current detector to match both currents; The present invention further comprises current balance means for sending a control voltage to each control unit of each DC-DC converter of the first and second AC-DC converters.
[0022]
According to a ninth aspect of the present invention, in place of the first and second current detectors, a bidirectional current detector for detecting a current in each of a positive cycle and a negative cycle flowing to the other end of the AC power supply is provided. An integrator that is provided at the other end of the AC power supply, integrates the waveforms of the positive cycle and the negative cycle detected by the bidirectional current detector, and sends a control signal having the same integration result to each of the control units; The point is that it is provided.
[0023]
According to a tenth aspect of the present invention, the first AC-DC converter has a first power factor improving circuit between the first rectifying diode and the DC-DC converter, and The DC converter has a second power factor improvement circuit between the second rectifier diode and the DC-DC converter. The first power factor correction circuit inputs a rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifying diode by a first choke coil,
The second power factor correction circuit is characterized in that a rectified component of the negative cycle rectified by the second rectifying diode by a second choke coil is input.
[0024]
According to an eleventh aspect of the present invention, the first choke coil of the first power factor correction circuit and the second choke coil of the second power factor correction circuit have a first winding and a second winding. In essence, in place of the choke coil, one of the windings is the first or second choke coil, and the other winding is the second choke coil or the first choke coil.
[0025]
The invention according to claim 12, wherein one end of a coil is connected to the other end of the AC power supply, and one of the switching elements of the first and second power factor correction circuits is connected to the other end of the coil. The main point is to pass the currents of the positive cycle and the negative cycle. The invention of claim 13 is characterized in that the power factor correction circuit includes at least a current target value generating means for generating a current target value linked to a half-wave rectified waveform based on the AC power supply, and switching flowing during an ON period of the switching element. A switching current detecting means for detecting a current and outputting the detected current as a current detection value; and a switching current detecting means for detecting a switching current from the switching current detecting means when the current detection value reaches a current target value from the current target value generating means. An off-control means for turning off the element is provided.
[0026]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
<Embodiment 1>
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the power supply device according to the first embodiment. In the power supply device 10 shown in FIG. 1, a first AC-DC converter 13 is connected to the AC power supply 2, and a second AC-DC converter 14 is connected in parallel to the first AC-DC converter 13. I have.
[0027]
The first AC-DC converter 13 includes a first rectifying / smoothing circuit 15 in which a rectifying diode D1 and a smoothing capacitor C1 are connected in series, and a DD1 (DC-DC converter). The smoothing circuit 15 is connected to the AC power supply 2.
[0028]
The anode of the rectifying diode D1 of the first rectifying and smoothing circuit 15 is connected to one terminal of the AC power supply 2, and the cathode is connected to one end of the smoothing capacitor C1 and one input terminal (hereinafter, one end) of DD1. ing.
[0029]
Since one terminal of the AC power supply 2 is changed to a positive electrode and a negative electrode by an AC cycle, in this embodiment, one terminal of the AC power supply 2 to which the rectifying diode D1 is connected is simply connected to the AC power supply 2. Called one end.
[0030]
DD1 is connected in parallel to the smoothing capacitor C1.
[0031]
On the other hand, the second AC-DC converter 14 includes a second rectifying / smoothing circuit 16 in which a rectifying diode D2 and a smoothing capacitor C2 are connected in series, and a DD2 (DC-DC converter). A second rectifying / smoothing circuit 16 is connected in parallel to the smoothing circuit 15.
[0032]
The second rectifying / smoothing circuit 16 connects the cathode of the rectifying diode D2 to one end of the AC power supply 2 and the anode of the rectifying diode D1 of the first AC-DC converter 13, and connects one end of the smoothing capacitor C2. And the other terminal of the AC power supply 2 (hereinafter referred to as the other end) and the other end of the smoothing capacitor C1 of the first AC-DC converter 13.
[0033]
That is, the half-wave rectifying unit 17 is formed by the rectifying diode D1 of the first rectifying / smoothing circuit 15 and the rectifying diode D2 of the second rectifying / smoothing circuit 16.
[0034]
The operation of the power supply device 10 according to the first embodiment configured as described above will be described below. FIG. 2 is a waveform diagram illustrating the operation of power supply device 10 according to the first embodiment.
[0035]
The AC power supply 2 outputs an alternating current shown in FIG. 2A for each cycle, and a current (solid line) in one cycle from one end of the AC power supply 2 is a rectifier diode D1, a smoothing capacitor C1, an AC power supply 2 Flows at the other end of the route.
[0036]
On the other hand, the current (dotted line) in the negative cycle from the other end of the AC power supply 2 flows through the route of the smoothing capacitor C2, the rectifying diode D2, and one end of the AC power supply 2.
[0037]
That is, the waveform of the positive cycle of the AC waveform is half-wave rectified by the rectifying diode D1 of the first rectifying / smoothing circuit 15 and is charged in the smoothing capacitor C1. The discharge of the electric charge of C1 starts, and a smooth waveform of FIG. 2B is obtained.
[0038]
Further, the waveform of the negative cycle of the AC waveform is half-wave rectified by the rectifying diode D2 of the second rectifying / smoothing circuit 16 and charged in the smoothing capacitor C2. The discharge of the electric charge of C2 starts, and a smooth waveform of FIG. 2C is obtained.
[0039]
That is, in the power supply device 10 in which the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14 are connected in parallel to input AC from the AC power supply 2, the half-wave rectifier 17 Since the rectification is performed by one rectifying diode D1 and the rectification is performed by one rectifying diode D2 in the case of a negative cycle, the diode loss is suppressed to at least about 比較 compared with full-wave rectification. I have.
[0040]
Then, the DC obtained by the first rectifying / smoothing circuit 15 is supplied to DD1, and the DC obtained by the second rectifying / smoothing circuit 16 is supplied to DD2 to be power-converted to a common output terminal. A predetermined DC voltage (output voltage Vout) different from the DC voltage on the input side is obtained at (+ OUT, -OUT).
[0041]
Therefore, the positive AC cycle is half-wave rectified by the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14 connected in parallel to the first AC-DC converter 13 performs AC rectification. Are equally half-wave rectified, so that the efficiency is good and no DC component is generated on the AC power supply side.
[0042]
For the above-described DD1 and DD2, for example, it is preferable to use the circuit configuration shown in FIG.
[0043]
As shown in FIG. 3, the DC-DC converter 24 (current mode) includes a DC-DC main unit 18 (also referred to as a first DC-DC main unit 18) and a control unit 19 (CONT: first control unit). 19).
[0044]
The DC-DC main unit 18 connects a series circuit including the primary winding P of the transformer T, the switching element Q1, and the current detection resistor R6 in parallel to the smoothing capacitor C (C1 or C2), and the secondary winding of the transformer T A circuit in which a rectifying diode D3 and a smoothing capacitor C5 are connected in series is connected to S, and both ends of the smoothing capacitor C5 are connected to output terminals (+ OUT, -OUT).
[0045]
The output voltage detection circuit 20 is connected to the smoothing capacitor C5. The output voltage detection circuit 20 connects a series circuit including a resistor R1, a resistor R2, a switching element Q2, and a Zener diode DZ1 in parallel to a smoothing capacitor C5, and smoothes a series circuit including a resistor R3, a resistor R4, and a resistor R5. It is connected in parallel to the capacitor C5. The connection point between the resistors R4 and R5 is connected to the base of the transistor as the switching element Q2.
[0046]
On the other hand, the control unit 19 includes a photocoupler PC1, a comparator COMP1, an RS-FF (RS-flip-flop 21), an OSC 22 (reference signal generator), and the like. The light emitting diode of the photocoupler PC1 is connected in parallel to the resistor R1, the emitter of the light receiving transistor is connected to the other end (ground side) of the smoothing capacitor C, and the collector is connected to the minus input terminal of the comparator COMP1. One end of a resistor R7 is connected to a minus input terminal of the comparator COMP1, and the other end of the resistor R7 is connected to a reference voltage source ES1.
[0047]
The plus input terminal of the comparator COMP1 is connected to a connection point VR6 between the source of the FET as the switching element Q1 and the current detection resistor R6.
[0048]
Further, the output of the RS-flip-flop 21 is connected to the gate of the switching element Q1 of the DC-DC main unit 18, the R terminal is connected to the output terminal of the comparator COMP1, and the S terminal is connected to the OSC22.
[0049]
FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the operation of the DC-DC converter 24 of FIG. First, a direct current is applied to the primary winding P of the transformer T.
[0050]
Also, the OSC 22 sends out a reference signal (rectangular pulse) having a fixed period to the S terminal of the RS-flip-flop 21. That is, as shown in FIG. 4, each time the reference signal is output (H level) from the OSC 22, the RS-flip-flop 21 is set and the output is set to the H level, so that the switching element Q1 of the DC-DC main unit 18 is switched. Is turned on (Vds: 0 V). While the switching element Q1 is ON, the drain voltage decreases to around 0V, and a switching current flows to the ground via the primary winding P of the transformer T and the current detection resistor R6. That is, energy is stored in the transformer T. Therefore, as the switching element Q1 is turned on, the voltage at the connection point VR6 gradually increases.
[0051]
On the other hand, the light emitting diode of the photocoupler PC1 of the control unit 19 is connected in parallel to the resistor R1, and pulse light of a current amount corresponding to the voltage difference between both ends of the resistor R1 of the output voltage detection circuit 20 is output to the base of the light receiving transistor. You. The light receiving transistor supplies a current according to the pulse light amount of the light emitting diode.
[0052]
For example, when the output voltage Vout exceeds the reference voltage Vb (the breakdown voltage of the Zener diode DZ1 + the base-emitter voltage of the switching element Q2 = Vb), the current flowing through the light receiving transistor increases.
[0053]
Therefore, the voltage of the negative input terminal (2PIN) of the comparator COMP1 decreases when the output voltage Vout exceeds the reference voltage Vb.
[0054]
The comparator COMP1 compares the voltage (VR6) of the plus input terminal (3PIN) with the voltage of the minus input terminal, and sets the output to the H level when the voltage at the node VR6 reaches the voltage of the minus input terminal. . That is, the RS flip-flop 21 is reset. Thereby, as shown in FIG. 4, the switching element Q1 is turned off, and as a result, the ON width of the switching element Q1 is reduced, and the output voltage Vout is reduced.
[0055]
On the other hand, when the output voltage Vout is lower than the reference voltage Vb, the current flowing through the light emitting diode of the photocoupler PC1 decreases, the amount of pulse light to the light receiving transistor decreases, and as a result, the voltage of the minus input terminal of the comparator COMP1 increases. . Therefore, the ON width of the switching element Q1 increases, and the output voltage Vout increases.
[0056]
That is, a constant voltage is obtained at the output terminals (+ OUT, -OUT) by varying the on / off width of the switching element Q1 according to the level of the output voltage Vout.
[0057]
<Embodiment 2>
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of the DC-DC converter according to the second embodiment. 5 includes a DC-DC main unit 25 (also referred to as a second DC-DC main unit 25) and a control unit 26 (also referred to as a second control unit 26). Become.
[0058]
The second DC-DC main unit 25 has a configuration similar to that of the first DC-DC main unit 18 in FIG. 3 except that a series circuit including the primary winding P of the transformer T and the switching element Q1 is a smoothing capacitor. C (C1 or C2) is connected in parallel. That is, the current detection resistor R6 of the first DC-DC main unit 18 of FIG. 3 is not provided.
[0059]
Further, the second control unit 26 includes a photocoupler PC1 and a comparator COMP1 as in FIG. In the second embodiment, an OSC 22a (reference signal generator) that generates a triangular wave having a constant period is provided.
[0060]
However, the positive input terminal of the comparator COMP1 is connected to the collector of the light receiving transistor of the photocoupler PC1, and the negative input terminal is connected to the OSC 22a.
[0061]
Further, one end of a resistor R7 is connected to a positive input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26, and the other end of the resistor R7 is connected to the reference voltage source ES1.
[0062]
FIG. 6 is a waveform diagram illustrating the operation of the DC-DC converter 27 according to the second embodiment.
[0063]
A direct current is applied to the primary winding P of the transformer T. The OSC 22a sends out a triangular wave having a constant period to the minus input terminal of the comparator COMP1.
[0064]
On the other hand, the light emitting diode of the photocoupler PC1 is connected in parallel to the resistor R1, and pulse light of a current amount corresponding to the voltage difference between both ends of the resistor R1 of the output voltage detection circuit 20 on the output side is output to the base of the light receiving transistor. . The light receiving transistor supplies a current according to the pulse light amount of the light emitting diode.
[0065]
The comparator COMP1 compares the voltage of the plus input terminal with the voltage of the minus input terminal, and outputs the output while the voltage of the minus input terminal (2 pin: triangular wave voltage) exceeds the voltage of the plus input terminal (3 pin). At the L level, the switching element Q1 is turned off.
[0066]
While the voltage of the minus input terminal is equal to or less than the voltage of the plus input terminal, the output is set to the H level to turn on the switching element Q1. That is, the switching element Q1 repeatedly turns on and off as shown in FIG.
[0067]
When the output voltage Vout decreases, the voltage of the plus input terminal increases. As a result, the width of the H level output of the comparator COMP1 increases, and the ON width of the switching element Q1 increases. Further, when the output voltage Vout increases, the voltage of the plus input terminal decreases. As a result, the width of the H level output of the comparator COMP1 decreases, and the ON width of the switching element Q1 decreases. As described above, a constant voltage is obtained at the output terminals (+ OUT, -OUT) by varying the on / off width of the switching according to the output voltage Vout.
[0068]
<Embodiment 3>
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the third embodiment. 7 uses a DD1a (DC-DC converter: also referred to as one converter) having a power factor improving function and a DD2a (DC-DC converter: also referred to as one converter) having a power factor improving function. It is.
[0069]
The power supply device 30 includes a half-wave rectifier 17 including a rectifier diode D1 and a rectifier diode D2, as in the first embodiment, and a cathode of the rectifier diode D1 is connected to one end of the DD1a. The other end of the DD 1 a is connected to the other end of the AC power supply 2.
[0070]
Further, the AC power supply 2 and the other end of the DD 1a are connected to one end of the DD 2a.
The other end of DD2a is connected to the anode of rectifier diode D2.
[0071]
One output terminal of the DD2a is connected to the output terminal of + OUT, and the other output terminal is connected to the output terminal of -OUT.
[0072]
That is, the power supply device 30 according to the third embodiment does not have a smoothing capacitor on the input side of the DD1a (DC-DC converter) and the DD2a (DC-DC converter).
[0073]
In the power supply device 30 according to the third embodiment as well, the current (solid line) at the time of a positive cycle from one end of the AC power supply 2 flows to the DD1a via the rectifying diode D1, and the current is supplied to the AC power supply 2 Return to the other end of
[0074]
On the other hand, a current (dotted line) in the negative cycle from the other end of the AC power supply 2 flows through the rectifying diode D2 via the DD2a, and the current returns to one end of the AC power supply 2.
[0075]
In other words, the positive AC cycle is half-wave rectified by the rectifier diode D1, and the negative AC cycle is equally half-wave rectified by the rectifier diode D2.
[0076]
Therefore, even in the DC-DC converter having the power factor improving function, the diode loss is suppressed to at least about し て compared with the full-wave rectification.
[0077]
<Embodiment 4>
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the fourth embodiment. The power supply device 31 controls two DC-DC converters (voltage mode) with one control unit. The present embodiment is a power supply device including two second DC-DC main units 25 and one second control unit 26, and includes first and second AC-DC converters (not shown). "A" and "b" are added after the numbers to distinguish them.
[0078]
The second DC-DC main body 25a (DD1-MAIN) and the second DC-DC main body 25b (DD2-MAIN) shown in FIG. 8 are similar to the second DC-DC main body 25 in FIG. The circuit configuration is such that a second DC-DC main unit 25a is connected in parallel to a smoothing capacitor C1 of a first rectifying and smoothing circuit 15 connected to the AC power supply 2.
[0079]
Further, the second DC-DC main body 25b is connected in parallel to the smoothing capacitor C2 of the second rectifying and smoothing circuit 16 connected to the AC power supply 2.
[0080]
On the other hand, the second control unit 26 (CONT1) is a circuit similar to the second control unit 26 in FIG. The ground of the second control unit 26 is connected to a connection point a between the smoothing capacitors C1 and C2.
[0081]
The second control unit 26 detects the output voltage only from the output voltage detection circuit 20 (not shown) of the second DC-DC main unit 25a. That is, only the output voltage of one DC-DC main body is monitored.
[0082]
Further, a drive transformer 27 is connected to the gate of the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25a and the gate of the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25b.
[0083]
The input side of the drive transformer 27 is connected to the output of the comparator COMP1 of the second control unit 26. The drive transformer 27 is provided because the second DC-DC main body 25a and the second DC-DC main body 25b are insulated and controlled because their potentials are different.
[0084]
That is, the positive cycle of the AC from the AC power supply 2 is half-wave rectified and smoothed by the first rectifying and smoothing circuit 15, and the DC is converted into a voltage by the second DC-DC main body 25a. The voltage-converted output voltage Vout is detected by the photocoupler PC1 of one second control unit 26, and the detected voltage (the positive input terminal of the comparator COMP1) and the voltage of the triangular wave of the reference signal generator OSC22a (comparator COMP1) An output having a duty ratio according to the comparison difference with the negative input terminal is sent to the drive transformer 27, and the output voltage Vout is kept constant by turning on and off the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25a.
Further, the negative cycle is half-wave rectified and smoothed by the second rectifying and smoothing circuit 16, and this DC is voltage-converted by the second DC-DC main body 25b to obtain the output voltage Vout.
[0085]
At this time, the output voltage detection circuit 20 is provided in the second DC-DC main unit 25a, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 20 is detected by one second control unit 26.
[0086]
Then, an output having a duty ratio according to a comparison difference between the detection voltage (the plus input terminal of the comparator COMP1) and the voltage of the triangular wave of the reference signal generator 22a (the minus input terminal of the comparator COMP1) is sent to the drive transformer 27.
[0087]
Since the other output of the drive transformer 27 is connected to the gate of the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25b, the switching element Q1 is turned on and off to keep the output voltage Vout constant. In other words, one control unit 26 can control the second DC-DC main unit 25a and the second DC-DC main unit 25b during the positive and negative cycles.
[0088]
<Embodiment 5>
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the fifth embodiment. The power supply device 35 includes a half-wave rectifying / smoothing during a positive cycle and a negative cycle when the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14 are connected in parallel to the AC power supply 2. To adjust the current imbalance due to
[0089]
It is preferable that the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14 use the DC-DC main unit 25 and the control unit 26 shown in FIG. 5 as shown in FIG. In the present embodiment, a and b are appended to the numbers to distinguish them from the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14.
[0090]
In the power supply device 35 of the present embodiment, the current detecting transformer CT1 is provided on the line 36 connecting the smoothing capacitor C1 of the first AC-DC converter 13 and the AC power supply 2, and the current The detection transformer CT2 is provided on a line 37 connecting the smoothing capacitor C2 of the second AC-DC converter 14 and the AC power supply 2.
[0091]
Also, by comparing the outputs from the current detection transformers CT1 and CT2, an output signal for enabling the current balance between the second DC-DC main unit 25a and the second DC-DC main unit 25b is determined. A current balance circuit BAL is provided for sending to the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a and the second control unit 26b.
[0092]
The operation of the power supply device 35 configured as described above will be described below. The positive cycle from the AC power supply 2 is half-wave rectified and smoothed by the rectifying diode D1 and the smoothing capacitor C1 of the half-wave rectification unit 17, and this DC is converted into a voltage by the second DC-DC main unit 25a. . At this time, the detection voltage of the output voltage Vout is detected by the photocoupler PC1 of the second control unit 26a, and the detected voltage (the plus input terminal of the comparator COMP1) and the voltage of the triangular wave of the reference signal generator OSC22a (the minus input terminal of the COMP1). ) Is output to the gate of the switching element Q1 of the second DC-DC main unit 25a to keep the output voltage Vout constant.
Further, the negative cycle is half-wave rectified and smoothed by the rectifying diode D2 and the smoothing capacitor C2 of the half-wave rectifier 17, and the DC is converted into a voltage by the second DC-DC main body 25b.
[0093]
At this time, the output voltage Vout is detected by the photocoupler PC1 of the second control unit 25b, and the detected voltage (the plus input terminal of the comparator COMP1) and the voltage of the triangular wave of the reference signal generator OSC22a (the minus input terminal of the comparator COMP1) Is output to the gate of the switching element Q1 of the second DC-DC main unit 25b to keep the output voltage Vout constant.
[0094]
On the other hand, the current balance circuit BAL converts the current I1 in the positive cycle sent from the current detection transformer CT1 into a voltage.
[0095]
The current balance circuit BAL converts the current I2 at the time of the negative cycle sent from the current detection transformer CT2 into a voltage.
[0096]
Then, the two voltages are compared, and when the current I1 (voltage) sent from the current detection transformer CT1 is large, the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a is reduced to reduce the voltage. The ON width of the switching element Q1 of the second DC-DC main unit 25a is reduced, and the level of the output voltage Vout of the first AC-DC converter 13 is reduced.
[0097]
When the current I2 (voltage) sent from the current detection transformer CT2 is large, the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26b is reduced to thereby reduce the voltage of the second DC-DC main unit 25b. , The ON width of the switching element Q2 is reduced, and the level of the output voltage Vout of the second AC-DC converter 14 is reduced. Therefore, no imbalance occurs between the positive and negative currents.
[0098]
Further, in addition to the above, when the current value of the current detecting transformer CT1 is small, the output of the second DC-DC main body 25a is increased, and when the current of the current detecting transformer CT2 is large, the second It is also possible to increase the output of the DC-DC main unit 25a.
[0099]
Also, the output of the second DC-DC main unit 25a is not controlled and only the output of the second DC-DC main unit 25b is increased or decreased to balance the currents of the current detection transformers CT1 and CT2. It is also possible to take
[0100]
Therefore, the output state is changed in accordance with the state of the imbalance of the current flowing during the positive and negative cycles, and the current imbalance of the half-wave rectifier 17 is prevented. Can be prevented.
[0101]
<Embodiment 6>
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the sixth embodiment. The power supply device 40 shown in FIG. 10 performs a half-wave rectification on a positive cycle and a negative cycle when the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14 are connected to the AC power supply 2 in parallel. Adjustment of the current imbalance when half-wave rectification is performed by the unit 17 and smoothed by the smoothing capacitors C1 and C2 is performed by the integrator INT and the current detecting transformer CT0.
[0102]
The above-described current detecting transformer CT0 is connected between a connection point a between the smoothing capacitor C1 of the first AC-DC converter 13 and the smoothing capacitor C2 of the second AC-DC converter 14 and the other end of the AC power supply 2. It is provided between them. That is, it is provided at a location where the current in the positive cycle and the current in the negative cycle pass mutually.
[0103]
In addition, the second control unit 26a, the second control unit 26b, and the second DC-DC main unit 25a used in the first AC-DC converter 13 and the second AC-DC converter 14, The DC-DC main body 25b is similar to that shown in FIG.
[0104]
Current detection transformer CT0 detects an AC current from AC power supply 2. The integrator INT converts this current into a voltage and integrates this.
[0105]
Then, according to the integration result (the output of the integrator INT is zero if the positive and negative currents are equal), the positive input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a (CONT1) and the second control unit 26b (CONT2) Change the voltage.
[0106]
That is, if the current I1 (voltage) in the positive cycle is large, the integration result becomes positive, and the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a is reduced to thereby reduce the voltage of the second DC-DC main unit 25a. The ON width of the switching element Q1 is reduced, and the level of the output voltage Vout of the first DC-DC converter 13 is reduced.
[0107]
If the current I2 (voltage) in the negative cycle is large, the integration result becomes negative, and the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26b is reduced to thereby reduce the voltage of the second DC-DC main unit 25b. The ON width of the switching element Q1 is reduced, and the level of the output voltage Vout of the second DC-DC converter 14 is reduced.
[0108]
<Embodiment 7>
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the seventh embodiment. FIG. 12 is a detailed configuration diagram of the PFC according to the seventh embodiment of FIG.
[0109]
As shown in FIGS. 11 and 12, in this power supply device 41, a smoothing capacitor is not provided after a rectifier diode D1 (for a positive cycle), and a rectifier diode D1, a power factor correction circuit PFC1, and a DC-DC An AC-DC converter 42 composed of a converter (hereinafter simply referred to as DD1) and a smoothing capacitor are not provided after the rectifier diode D2 (for the negative cycle), and the rectifier diode D2 and the power factor correction circuit PFC2 are not provided. And a second AC-DC converter 43 composed of a DC-DC converter (hereinafter simply referred to as DD2). The second AC-DC converter 43 is connected in parallel to the first AC-DC converter 42. Connected.
[0110]
The first AC-DC converter 42 has one end of the AC power supply 2 connected to the anode of the rectifier diode D1 and the cathode of the rectifier diode D2. The power factor improving circuit PFC1 is connected to the cathode of the rectifying diode D1 and the other end of the AC power supply 2. Further, DD1 is connected to the subsequent stage of the power factor correction circuit PFC1 (hereinafter simply referred to as PFC1).
[0111]
On the other hand, the second AC-DC converter 43 connects a power factor correction circuit PFC2 (hereinafter simply referred to as PFC2) to the anode of the rectifying diode D2 and the other end of the AC power supply 2, and the DD2 Is connected. The output of DD2 is commonly connected to the output terminals (+ OUT, -OUT) of DD1.
[0112]
Further, the PFC 1 includes a choke coil PFCL1, a rectifying diode D3, a smoothing capacitor C1, a switching element Q3, and the like. The PFC 2 includes a choke coil PFCL2, a rectifying diode D4, a smoothing capacitor C2, a switching element Q4, and the like.
[0113]
That is, since the half-wave rectification unit 17 performs the same half-wave rectification corresponding to the AC positive cycle and the AC negative cycle, the generation of the DC component on the AC power supply side is suppressed, and Since a dedicated power factor improvement circuit is provided at the preceding stage instead of the one converter, power conversion with a better power factor is possible.
[0114]
<Embodiment 8>
FIG. 13 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to the eighth embodiment. The power supply device 45 in FIG. 13 is a power factor improvement type power supply device using a choke coil PFCT in which a first winding PFCL1 and a second winding PFCL2 are wound around the same magnetic core.
[0115]
The first winding of this choke coil PFCT is used as a choke coil of PFC1, and the second winding is used as a choke coil of PFC2.
[0116]
FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a power factor correction type power supply device 46 having a common inductance without using a choke coil PFCT.
[0117]
In this way, the inductance can be commonly used because the anode of the rectifying diode D1 and the cathode of the rectifying diode D2 are connected to one end of the AC power supply 2, so that the positive cycle (0 ° to 180 °) is used. ), The current flows in the direction of the solid line, and in the negative cycle (180 ° to 360 °), the current flows as shown by the dotted line. That is, the current in the positive cycle and the current in the negative cycle flow through one choke coil PFCL alternately.
[0118]
<Embodiment 9>
FIG. 15 is a schematic configuration diagram of a power supply device 47 according to the ninth embodiment in which a current balance can be adjusted using two control units CONT when a power factor correction circuit PFC is used.
[0119]
As shown in FIG. 15, the power supply device 47 has a current detecting transformer CT1 provided between the PFC 1 and the second DC-DC main body 25a (DD1MAIN).
[0120]
A current detection transformer CT2 is provided between the PFC 2 and the second DC-DC main body 25b (DD2MAIN).
[0121]
An output signal for enabling a current balance between the second DC-DC main unit 25a and the second DC-DC main unit 25b by comparing the outputs from the current detection transformers CT1 and CT2. Is provided to the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a (CONT1) and the second control unit 26b (CONT2).
[0122]
That is, the current flowing from the second DC-DC main unit 25a on the positive cycle side to the PFC1 is detected by the current detection transformer CT1, and the current from the PFC2 on the negative cycle side to the second DC-DC main unit 25b. The heading current is detected by the current detection transformer CT2.
[0123]
The current balance circuit BAL converts the positive cycle side current I1 sent from the current detection transformer CT1 into a voltage, and converts the negative cycle side current I2 sent from the current detection transformer CT2 into a voltage. Convert.
[0124]
The two voltages are compared, and when the current I1 (voltage) on the positive cycle side sent from the current detection transformer CT1 is large, the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26a is changed. By lowering, the ON width of the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25a is reduced, and the level of the positive cycle side output voltage Vout is lowered.
[0125]
On the other hand, when the current I2 (voltage) on the negative cycle side sent from the current detection transformer CT2 is large, the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 of the second control unit 26b is reduced to reduce the second DC. -The ON width of the switching element Q1 of the DC main body 25b is reduced, and the level of the output voltage Vout on the negative cycle side is reduced.
[0126]
Therefore, even if there are 47 power supply devices using the PFC, there is no imbalance in the current between positive and negative.
[0127]
As shown in FIG. 16, the current detecting transformers CT1 and CT2 are provided between the other end of the AC power supply 2 and the other end of the PFC 1, and the current detecting transformer CT2 is connected to the AC power supply. 2 and one end of PFC2. In this case, the current flowing from the PFC 1 toward the other end of the AC power supply 2 in the positive cycle is detected by the current detecting transformer CT1, and the current flowing from the other end of the AC power supply 2 to the PFC 2 during the negative cycle is The current is detected by the current detection transformer CT2.
[0128]
<Embodiment 10>
FIG. 17 is a schematic configuration diagram of a power factor improving type power supply device 48 in which the two control units CONT are controlled by the integrator INT.
[0129]
The power supply device 48 shown in FIG. 17 includes an integrator INT and a current detection transformer CT0 to control the second control unit 26a (CONT1) and the second control unit 26b (CONT2).
[0130]
The above-described current detection transformer CT0 is provided between a connection point a between one end of the PFC2 and the other end of the PFC1 and the other end of the AC power supply 2.
[0131]
That is, it is provided at a location where the current in the positive cycle of the alternating current and the current in the negative cycle pass mutually.
[0132]
The current detection transformer CT0 detects the AC positive cycle current and the negative cycle current flowing from the other end of the PFC1 and one end of the PFC2 to the other end of the AC power supply 2, and the integrator INT detects the positive and negative currents. The current of both cycles is converted into a voltage and integrated.
[0133]
Then, the result of the integration is compared (if both the positive and negative currents are equal, the output of the integrator INT is zero), and the voltage of the positive input terminal of the comparator COMP1 of the CONT1 and CONT2 is changed according to the result of the comparison.
[0134]
That is, when the current I1 (voltage) in the positive cycle is large, the integration result is generated and the voltage of the plus input terminal of the comparator COMP1 is reduced to thereby reduce the ON width of the switching element Q1 of the second DC-DC main body 25a. , And the level of the output voltage Vout during the positive cycle can be controlled.
[0135]
<Embodiment 11>
FIG. 18 is a detailed view of the PFC. The power factor correction circuit PFC of FIG. 18 includes a PFC main unit 51, an output detection unit 52, and a control unit 53.
[0136]
Output terminals (+ OUT, -OUT) of the power factor correction circuit PFC are input to a DC-DC converter (not shown).
[0137]
(Configuration of PFC main body)
The PFC main unit 51 basically has a boosting chopper circuit including a main winding L1a of a choke coil L1, a switching element Q10, a rectifying diode D10, an output capacitor C10, and the like.
[0138]
The choke coil L1 includes a main winding L1a and a criticality detection winding L1b. One end of the main winding L1a is connected to one end of an input terminal and one end of a resistor R11.
The other end of the main winding L1a is connected to the drain of the FET as the switching element Q10 and the anode of the rectifying diode D10.
[0139]
One end of the criticality detection winding L1b is connected to the plus input terminal of the comparator COMP11 of the control unit 53 via the resistor R13, and the other end of the criticality detection winding L1b is connected to the other end of the input terminal. I have.
[0140]
The cathode of the rectifier diode D10 is connected to one end of the output capacitor C10 and the + OUT terminal.
[0141]
The output detection unit 52 on the output side of the PFC main unit 51 forms a series circuit with the resistors R15, R16, and R17.
[0142]
Further, a series circuit including a resistor R11 and a resistor R12 is connected to the input terminal, and the other end of the resistor R12 is connected to the other end of the input terminal.
[0143]
(Configuration of control section)
The control unit 53 is, for example, an IC, and has at least an AC terminal, a DET terminal, a DRIVE terminal, a CS terminal, an FB terminal, a CV terminal, and a GND terminal on the outer periphery.
[0144]
In addition, a comparator COMP11, a comparator COMP12, a flip-flop FF11, a multiplier 55, an operational amplifier OP1, a reference voltage source ES11, and a reference voltage source ES12 are provided therein.
[0145]
The plus input terminal of the comparator COMP11 is connected to the resistor R13 of the PFC main unit 51 via the DET terminal, and the minus input terminal of the comparator COMP11 is connected to the reference voltage source ES11.
[0146]
The comparator COMP11 compares the two input voltages, and when the voltage generated in the criticality detection winding L1b input to the plus input terminal is lower than the voltage of the reference voltage source ES11, sets the low-level set signal to the flip-flop FF11. Is output to the set (S) terminal.
[0147]
The comparator COMP12 has a minus input terminal connected to the output of the multiplier 55, and a plus input terminal connected to a connection point between the source of the switching element Q10 of the PFC main unit 51 and the resistor R14 via the CS terminal (comparator). The voltage Vs is input to the positive input terminal of the COMP 12).
[0148]
That is, the comparator COMP12 has the minus input terminal supplied with the current target value Vm of the switching current from the multiplier 55, and the plus input terminal with the voltage Vs corresponding to the drain-source current when the switching element Q10 is in the ON period. Is input as a current detection value.
[0149]
Therefore, when the switching current reaches the current target value Vm linked with the voltage waveform from the AC terminal, the comparator COMP12 outputs a high-level reset signal to the reset (R) terminal of the flip-flop FF11.
[0150]
The flip-flop FF11 has an S terminal (negative logic) connected to the output of the comparator COMP11, an R terminal connected to the output of the comparator COMP12, and an output (Q) terminal connected to the switching of the PFC main unit 51 via the DRIVE terminal. It is connected to the gate of element Q10.
[0151]
That is, when a low-level set signal is input from the comparator COMP11, a high-level drive signal is obtained at the Q terminal.
[0152]
When a high-level reset signal is input from the comparator COMP12, the flip-flop FF11 outputs a low level to the Q terminal.
[0153]
The multiplier 55 has one end connected to the connection point between the resistors R11 and R12 via the AC terminal, and the other end connected to the output of the operational amplifier OP1. In other words, the rectified voltage is divided by the resistors R11 and R12 into one end and a voltage is input, and the other end receives an error signal from the operational amplifier OP1.
[0154]
Therefore, the multiplier 55 multiplies the rectified voltage by the error signal and supplies a current target value Vm linked to the rectified voltage to the minus input terminal of the comparator COMP12.
[0155]
The operational amplifier OP1 has a negative input terminal connected to a connection point between the resistors R16 and R17 of the output detection unit 52 via a CV terminal, and a positive input terminal connected to the reference voltage source ES12. The output of the operational amplifier OP1 is connected to the FB terminal and the other end of the multiplier 55. An externally connected capacitor C20 is connected to the FB terminal at a connection point between the resistors R16 and R17 of the output detection unit 52.
[0156]
That is, the capacitor C20 (for phase compensation) is connected to the output and the negative input terminal of the operational amplifier OP1 to reduce the response speed.
[0157]
The operation of the power factor correction circuit configured as described above will be described below.
[0158]
First, the comparator COMP11 compares the detection voltage input via the DET terminal with the voltage of the reference voltage source ES11. When the voltage of the plus input terminal is lower than the voltage of the minus input terminal, the comparator COMP11 sets a low level from the comparator COMP11. The signal is output to the S terminal of the flip-flop FF11.
[0159]
The flip-flop FF11 is set in response to a set signal from the comparator COMP11, and outputs a high-level drive signal from the Q terminal to turn on the switching element Q10, as at a timing t1 shown in FIG.
[0160]
When the switching element Q10 is turned on, the drain voltage Vd of the switching element Q10 decreases to near 0 V as at timing t1 shown in FIG. Then, a switching current flows to GND via the drain-source of the switching element Q10 and the current detection resistor R14, and energy is stored in the choke coil L1.
[0161]
At this time, the switching current flowing through the switching element Q10 is converted into a voltage Vs by a current detection resistor R14 provided between the source of the switching element Q10 and GND, and is applied to a positive input terminal of the comparator COMP12, as shown in FIG. The comparator COMP12 compares the pulsating waveform on the input side from the multiplier 55 with the linked current target value Vm.
[0162]
On the other hand, the output voltage Vout is detected by the resistors R15, R16, and R17 of the output detection unit 52, and the divided voltage value is input to the minus input terminal of the operational amplifier OP1, and the divided voltage value of the output voltage Vout and the reference voltage source ES12. An error signal obtained by amplifying the difference from the voltage is supplied to the other end of the multiplier 55.
Here, the frequency characteristic of the error signal is adjusted by the external capacitor C20 (provided between the minus input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1).
[0163]
The voltage between the input terminals (pulsating waveform) is divided by the external resistors R11 and R12 and input to the multiplier 55 via the AC terminal.
[0164]
The multiplier 55 multiplies the error signal from the operational amplifier OP1 by a voltage waveform input from the AC terminal to generate a current target value Vm. That is, the current target value Vm linked with the voltage waveform on the input side is supplied to the minus input terminal of the comparator COMP12.
[0165]
At this time, the switching element Q10 outputs a high-level reset signal from the comparator COMP12 when the current detection value of the switching current reaches the current target value Vm interlocked with the voltage waveform on the input side, as at timing t2 shown in FIG. Output to the R terminal of flip-flop FF11.
[0166]
The flip-flop FF11 enters a reset state in response to a reset signal from the comparator COMP12, and switches the high-level drive signal output from the Q terminal to a low level to turn off the switching element Q10.
[0167]
Next, when the switching element Q10 is turned off, the energy stored in the choke coil L1 is combined with the voltage on the input side, and the output capacitor C10 is charged through the rectifying diode D10.
[0168]
That is, the output capacitor C10 outputs a boosted voltage higher than the peak value of the input-side voltage waveform.
[0169]
When the release of the energy stored in the choke coil L1 ends, a ringing voltage is generated in the criticality detection winding L1b, and the voltage of the criticality detection winding L1b is inverted.
[0170]
This voltage is compared with the voltage of the reference voltage source ES11 by the comparator COMP11, and at a timing t3 shown in FIG. 19, a low-level set signal is output from the comparator COMP11 to the S terminal of the flip-flop FF11.
As a result, the flip-flop FF11 is set in response to the set signal from the comparator COMP11, and the drive signal is input to the switching element Q10 again to be turned on as shown at a timing t3 shown in FIG.
[0171]
Thereafter, the power factor improvement circuit PFC is controlled by repeating such an operation.
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an output voltage of a predetermined voltage is obtained at an output terminal by using a DC obtained by half-wave rectifying an AC positive cycle from an AC power supply by a rectifier circuit, and the AC negative cycle is reduced by half. An output voltage of a predetermined voltage is obtained at the same output terminal using the wave-rectified DC.
[0172]
That is, the positive and negative AC cycles are equally rectified (half-wave rectification) by the two rectifying diodes without using the diode bridge (full-wave rectification), so that the effect of reducing the diode loss can be obtained. .
[0173]
In addition, since the AC positive and negative cycles are equally half-wave rectified by the two rectifying diodes and converted to a predetermined voltage and obtained at the same output terminal, the DC conversion efficiency is high and the DC component is reduced. The effect of not being generated on the AC power supply side is obtained. Therefore, various problems such as electric corrosion of the water pipe are not caused.
[0174]
Furthermore, since the output terminals of the first AC-DC converter and the second AC-DC converter having the DC-DC converter are connected and used in common, even from half-wave rectification, the power from the output terminal is used. It can be obtained larger than before.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an operation of the power supply device 10 according to the first embodiment.
FIG. 3 is a schematic configuration diagram of a current mode type DC-DC converter 24 used in the first embodiment.
FIG. 4 is a waveform diagram illustrating an operation of the DC-DC converter 24 of FIG.
FIG. 5 is a schematic configuration diagram of a DC-DC converter 27 according to a second embodiment.
FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation of the DC-DC converter 27 according to the second embodiment.
FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a third embodiment.
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a fourth embodiment.
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment.
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a sixth embodiment.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a seventh embodiment.
FIG. 12 is a detailed configuration diagram of a PFC according to a seventh embodiment of FIG. 11;
FIG. 13 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to an eighth embodiment.
FIG. 14 is a schematic configuration diagram of a power factor improving type power supply device 46 having a common inductance without using a choke coil PFCT.
FIG. 15 is a schematic configuration diagram of a power supply device 47 according to a ninth embodiment that enables current balance adjustment using two control units CONT when a PFC is used.
FIG. 16 is a schematic configuration diagram of a power supply device according to a ninth embodiment in which a current balance is provided before a PFC.
FIG. 17 is a schematic configuration diagram of a power factor improving type power supply device 48 that controls two control units CONT by an integrator INT.
FIG. 18 is a detailed diagram of a power factor correction circuit PFC according to the eleventh embodiment.
FIG. 19 is a waveform diagram illustrating the operation of the power factor correction circuit PFC.
FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a conventional DC-DC converter using full-wave rectification.
FIG. 21 is an explanatory diagram illustrating a current flow of a diode bridge.
FIG. 22 is an explanatory diagram illustrating a waveform caused by a diode bridge.
[Explanation of symbols]
2 AC power supply
13 First AC-DC converter
14 Second AC-DC converter
15 First rectifying and smoothing circuit
16. Second rectifying and smoothing circuit
17 Half-wave rectifier
18 First DC-DC main unit
19 First control unit
20 Output voltage detection circuit
D1 Rectifier diode
C1 Smoothing capacitor
D2 Rectifier diode
C2 smoothing capacitor

Claims (13)

交流電源からの交流を半波整流して出力に一定の所定電圧を得る電源装置において、
前記交流を入力し、該交流の正のサイクルを整流回路で整流した直流を用いて出力端に所定電圧の出力電圧を得る第１の交流−直流変換部と、
前記第１の交流−直流変換部に並列接続されて前記交流電源に接続され、前記交流の負のサイクルを前記整流回路で整流した直流を用いて前記出力端に所定電圧の出力電圧を得る第２の交流−直流変換部と
を有することを特徴とする電源装置。In a power supply device that obtains a constant predetermined voltage at the output by half-wave rectifying an AC from an AC power supply,
A first AC-DC converter that receives the AC and obtains an output voltage of a predetermined voltage at an output terminal using DC obtained by rectifying a positive cycle of the AC with a rectifier circuit;
The first AC-DC converter is connected in parallel to the AC power supply and connected to the AC power supply, and obtains an output voltage of a predetermined voltage at the output terminal by using DC obtained by rectifying the negative cycle of the AC by the rectifier circuit. A power supply device comprising: two AC-DC converters. 前記整流回路は、
前記交流電源の一端にアノードを接続し、カソードを前記第１の交流−直流変換部の後段の回路に接続した第１の整流用ダイオードと、
前記交流電源の一端にカソードを接続し、アノードを前記第２の交流−直流変換部の後段の回路に接続した第２の整流用ダイオードと
を有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。The rectifier circuit,
A first rectifier diode having an anode connected to one end of the AC power supply and a cathode connected to a circuit subsequent to the first AC-DC converter;
2. The power supply device according to claim 1, further comprising a second rectifier diode having a cathode connected to one end of the AC power supply and an anode connected to a circuit subsequent to the second AC-DC converter. . 前記第１及び第２の交流−直流変換部は、それぞれがＤＣ−ＤＣコンバータを備え、かつ両方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力端を共通接続した構成であり、
前記第１の交流−直流変換部は、
前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を平滑して、当該変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに出力し、
前記第２の交流−直流変換部は、
前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を平滑して、当該変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに出力する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。The first and second AC-DC converters each include a DC-DC converter, and have a configuration in which the output terminals of both DC-DC converters are commonly connected,
The first AC-DC converter includes:
Smoothing the rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifying diode and outputting it to the DC-DC converter of the conversion unit;
The second AC-DC converter includes:
The power supply device according to claim 1 or 2, wherein the rectified component of the negative cycle rectified by the second rectifying diode is smoothed and output to a DC-DC converter of the conversion unit. 前記第１及び第２の交流−直流変換部は、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータに代えて、それぞれが力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータを備え、かつ両方の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータの出力端を共通接続した構成であり、
前記第１の交流−直流変換部の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を直接入力し、
前記第２の交流−直流変換部の力率改善機能付きＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を直接入力する
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。The first and second AC-DC converters include:
Instead of the DC-DC converter, each is provided with a DC-DC converter with a power factor improvement function, and the output terminals of both the DC-DC converters with a power factor improvement function are connected in common,
The DC-DC converter with a power factor improving function of the first AC-DC converter directly inputs the rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifying diode,
The DC-DC converter with a power factor improving function of the second AC-DC converter directly inputs a rectified component of the negative cycle rectified by the second rectifying diode. Or the power supply device according to 2. 前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、
変圧器の一次巻線とスイッチング素子と電流検出抵抗とを直列接続した一次側に、前記正又は負のサイクルの整流成分に基づく直流を入力させて、前記変圧器の二次側に所定電圧を得る第１の本体部と、
前記第１の本体部の二次側に得られる前記所定電圧の出力検出電圧と前記電流検出抵抗を流れる電流に応じた検出電圧との比較で前記スイッチング素子のオンオフ幅を制御して前記二次側の所定電圧を一定に維持する第１の制御部と
を有することを特徴とする請求項１乃至４記載のいずれか１項記載の電源装置。The DC-DC converters of the first and second AC-DC converters include:
On the primary side where the primary winding of the transformer, the switching element, and the current detection resistor are connected in series, a DC based on the rectified component of the positive or negative cycle is input, and a predetermined voltage is applied to the secondary side of the transformer. A first body part to obtain;
Controlling the on / off width of the switching element by comparing an output detection voltage of the predetermined voltage obtained on the secondary side of the first main body with a detection voltage corresponding to a current flowing through the current detection resistor; The power supply device according to any one of claims 1 to 4, further comprising: a first control unit configured to maintain a predetermined voltage on a side of the power supply. 前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、
変圧器の一次巻線とスイッチング素子とを直列接続した一次側に、前記正又は負のサイクルの整流成分に基づく直流を入力させて、前記変圧器の二次側に所定電圧を得る第２の本体部と、
前記第２の本体部の二次側に得られる前記所定電圧の出力検出電圧と予め設定されている基準電圧波形信号との比較で前記スイッチング素子のオンオフ幅を制御して前記二次側の所定電圧を一定に維持する第２の制御部
とを有することを特徴とする請求項１乃至４記載のいずれか１項記載の電源装置。The DC-DC converters of the first and second AC-DC converters include:
A second side in which a DC based on a rectified component of the positive or negative cycle is input to a primary side in which a primary winding of a transformer and a switching element are connected in series to obtain a predetermined voltage on a secondary side of the transformer. The main body,
The on-off width of the switching element is controlled by comparing an output detection voltage of the predetermined voltage obtained on the secondary side of the second main body with a preset reference voltage waveform signal, and the predetermined voltage on the secondary side is controlled. The power supply device according to any one of claims 1 to 4, further comprising a second controller configured to maintain a constant voltage. 前記第１又は第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、いずれかが前記第１又は第２の制御部を備えない構成であり、
前記第１又は第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた１個の前記第１又は第２の制御部にドライブトランスを接続し、
前記ドライブトランスは、前記第１又は第２の制御部からの出力信号で前記第１及び第２の本体部のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１乃至６記載のいずれか１項記載の電源装置。Either the DC-DC converter of the first or second AC-DC converter is configured not to include the first or second controller,
A drive transformer is connected to one of the first or second control units provided in the DC-DC converter of the first or second AC-DC converter;
The said drive transformer controls the switching element of the said 1st and 2nd main-body part with the output signal from the said 1st or 2nd control part, The Claim 1 characterized by the above-mentioned. The power supply as described. 前記第１及び第２の交流−直流変換部のＤＣ−ＤＣコンバータは、
それぞれが前記第１又は第２の本体部と第１又は第２の制御部とを備えた構成であり、
前記第１の整流用ダイオードを通過した前記正のサイクルの電流を検出する第１の電流検出器と、
前記第２の整流用ダイオードを通過した前記負のサイクルの電流を検出する第２の電流検出器と、
前記第１の電流検出器が検出した前記正のサイクルの電流と、前記第２の電流検出器が検出した負のサイクルの電流とを比較し、両方の電流を一致させるための制御電圧を前記第１及び第２の交流−直流変換部の各ＤＣ−ＤＣコンバータの各制御部に送出する電流バランス手段と
を有することを特徴とする請求項１乃至７記載の電源装置。The DC-DC converters of the first and second AC-DC converters include:
Each of which has the first or second main unit and the first or second control unit,
A first current detector for detecting a current of the positive cycle passing through the first rectifying diode;
A second current detector for detecting a current of the negative cycle passing through the second rectifying diode;
The current in the positive cycle detected by the first current detector is compared with the current in the negative cycle detected by the second current detector, and a control voltage for matching both currents is set to the control voltage. 8. The power supply device according to claim 1, further comprising current balance means for sending to each control unit of each DC-DC converter of the first and second AC-DC converters. 前記第１及び第２の電流検出器に代えて、
前記交流電源の他端に流れる正のサイクル、負のサイクルのそれぞれの電流を検出する双方向電流検出器を前記交流電源の他端側に設け、
前記双方向電流検出器が検出した前記正のサイクル、負のサイクルの波形を積分し、該積分結果が一致する制御信号を前記各制御部に送出する積分器と
を有することを特徴とする請求項８記載の電源装置。Instead of the first and second current detectors,
A positive cycle flowing to the other end of the AC power supply, a bidirectional current detector for detecting a current of each of the negative cycle is provided at the other end side of the AC power supply,
An integrator for integrating waveforms of the positive cycle and the negative cycle detected by the bidirectional current detector, and transmitting a control signal having the same integration result to each of the control units. Item 9. The power supply according to item 8. 前記第１の交流−直流変換部は前記第１の整流用ダイオードと前記ＤＣ−ＤＣコンバータの間に第１の力率改善回路を有し、
前記第２の交流−直流変換部は、前記第２の整流用ダイオードと前記ＤＣ−ＤＣコンバータの間に第２の力率改善回路を有し、
前記第１の力率改善回路は、第１のチョークコイルで前記第１の整流用ダイオードで整流した前記正のサイクルの整流成分を入力し、
前記第２の力率改善回路は、第２のチョークコイルで前記第２の整流用ダイオードで整流した前記負のサイクルの整流成分を入力する
ことを特徴とする請求項１乃至２、４乃至９記載のいずれか１項記載の電源装置。The first AC-DC converter has a first power factor improving circuit between the first rectifying diode and the DC-DC converter,
The second AC-DC converter has a second power factor improvement circuit between the second rectifier diode and the DC-DC converter,
The first power factor correction circuit inputs a rectified component of the positive cycle rectified by the first rectifying diode by a first choke coil,
The said 2nd power factor improvement circuit inputs the rectification component of the said negative cycle rectified by the said 2nd rectifying diode with the 2nd choke coil, The input of Claim 1 thru | or 2, 4 thru | or 9 characterized by the above-mentioned. The power supply device according to claim 1. 前記第１の力率改善回路の第１のチョークコイル及び前記第２の力率改善回路の第２のチョークコイルを第１の巻線と第２の巻線を有するチョークコイルに代えて、
いずれか一方の巻線を前記第１又は第２のチョークコイル、他方の巻線を前記第２のチョークコイル又は第１のチョークコイルとすることを特徴とする請求項１０記載の電源装置。The first choke coil of the first power factor correction circuit and the second choke coil of the second power factor correction circuit are replaced with a choke coil having a first winding and a second winding,
The power supply device according to claim 10, wherein one of the windings is the first or second choke coil, and the other winding is the second choke coil or the first choke coil. 前記交流電源の他端にコイルの一端を接続し、該コイルの他端に前記第１及び第２の力率改善回路のスイッチング素子の一方を接続して、該コイルで正のサイクル及び負のサイクルの電流を通過させることを特徴とする請求項１０記載の電源装置。One end of a coil is connected to the other end of the AC power supply, and one of the switching elements of the first and second power factor correction circuits is connected to the other end of the coil. The power supply device according to claim 10, wherein a current of a cycle is passed. 前記力率改善回路は、少なくとも、
前記交流電源に基づく半波整流波形に連動した電流目標値を生成する電流目標値生成手段と、
前記スイッチング素子のオン期間に流れるスイッチング電流を検出して電流検出値として出力するスイッチング電流検出手段と、
前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御手段と
を備えたことを特徴とする請求項１０記載の電源装置。The power factor improving circuit includes at least:
Current target value generation means for generating a current target value linked to a half-wave rectified waveform based on the AC power supply,
A switching current detection unit that detects a switching current flowing during an ON period of the switching element and outputs the current as a current detection value;
An off-control means for turning off the switching element when a current detection value of the switching current from the switching current detection means reaches a current target value from the current target value generation means. Item 11. The power supply device according to Item 10.
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